CN105659553A - 发送器、接收器以及生成同步信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种发送器(110)和方法，用于利用单载波频分复用接入(Single？Car-rier-Frequency？Division？Multiplexing？Access，SC-FDMA)波形为设备到设备(Device-to-Device，D2D)通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述发送器(110)包括：处理器(520)，用于确定同步序列d_u[l]，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，并且|d_u[l]|＝K，K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列d_u[l]的长度；也用于从根指数集合中选择所述根指数u；另外还用于基于所述确定的同步序列d_u[l]和所述选择的根指数u生成所述同步信号。另外，揭示一种用于利用SC-FDMA波形为D2D通信检测接收到的同步信号的接收器(120)。

Description

发送器、接收器以及生成同步信号的方法

技术领域

此处所述的实现方式一般涉及发送器、发送器中的方法以及接收器。尤其，此处描述一种机制，用于利用单载波频分复用接入(SingleCarrier-FrequencyDivisionMultiplexingAccess，SC-FDMA)波形为设备到设备(Device-to-Device，D2D)通信生成同步信号。

背景技术

移动终端，也称用户设备(UserEquipment，UE)、无线终端和/或移动台，能在无线通信网络中进行无线通信，有时也称作蜂窝无线系统。所述通信可以通过无线接入网络(RadioAccessNetwork，RAN)以及可能的一个或者多个核心网络，在例如两个移动终端之间、移动终端和有线电话之间和/或移动终端与服务器之间进行。所述无线通信可以包括各类通信业务，例如语音、消息、数据包、视频、广播等。

所述移动终端还可以称作具有无线能力的移动电话、蜂窝式电话、平板电脑或笔记本等。目前情况下，所述移动终端可以是便携式移动设备、口袋存储式移动设备、手提式移动设备、包含计算机的移动设备或车载移动设备等，能够通过所述无线接入网络与其他实体如其他移动终端、静态实体或服务器等进行语音和/或数据通信。

所述无线通信网络覆盖了一个地理区域，该地理区域分成小区区域，每个小区区域由无线网络节点或基站如无线基站(RadioBaseStation，RBS)或基站收发信台(BaseTransceiverStation，BTS)等服务。根据所用技术和/或术语，这些基站在一些网络中可以称为“eNB”、“eNodeB”、“NodeB”或“Bnode”。

有时，“小区”可以用来指代所述无线网络节点本身。然而，在普通术语中所述小区也可以用于所述地理区域，在所述地理区域中基站站点上的所述无线网络节点提供无线覆盖。处于所述基站站点的一个无线网络节点可以服务于一个或者几个小区。所述无线网络节点可以通过以无线电频率运作的空口与各自无线网络节点范围内的任意移动台进行通信。

在部分无线接入网络中，几个无线网络节点可以通过固网或微波等与如通用移动通讯系统(UniversalMobileTelecommunicationsSystem，UMTS)中的无线网络控制器(RadioNetworkController，RNC)连接。所述RNC，有时在GSM等中也称作基站控制器(BaseStationController，BSC)，可以监督与协调所连接的多个无线网络节点的各种活动。GSM是全球移动通信系统(最初为：GroupeSpécialMobile)的缩写。

在第三代合作伙伴计划(3rdGenerationPartnershipProject，3GPP)的长期演进(LongTermEvolution，LTE)中，无线网络节点可称为eNodeB或eNB，可以与无线接入网关等网关相连，从而连接到一个或多个核心网络。LTE基于GSM/EDGE以及UMTS/HSPA网络技术，通过不同的无线接口以及核心网改进来增加容量与速度。

高级LTE即LTE版本10以及之后的版本旨在以经济有效的方式提供更高的比特率，同时完全满足国际电信联盟(InternationalTelecommunicationUnion，ITU)对高级国际移动通信(InternationalMobileTelecommunications，IMT)的要求，有时也称作4G(“第四代”的缩写)。

紧急情况中的通信不能只依赖于如LTE系统等蜂窝系统基础设施，因为此类基础设施在地震、海啸、雪暴、飓风等情况下可能会不起作用。在部分地区，甚至可能根本不存在任何蜂窝系统覆盖。因此，当前正在进行标准工作以指定技术方案，使得LTE终端或者移动终端能够直接互相通信，甚至有可能对从单个终端通过另一终端或者多个其他终端发送的信息进行中继。终端之间的直接通信，也称作设备到设备(Device-to-Device，D2D)通信，应该在存在和/或不存在LTE蜂窝基础设施的情况下都有可能实现。也就是说，当现有的通信技术设施不起作用或者一开始就没有蜂窝覆盖时，这类私人手握设备支持在灾难中构成备份的临时通信网络。在公共安全应用上，可以利用广播通信，即若干D2D用户可以接收相同信息。

进一步的应用是其他移动或者固定终端附近的移动终端应该能够发现此类终端，然后能够建立D2D通信。发现机制也可以适用于商业应用，其中D2D用户可以与亲密朋友建立直接通信或者用于广告。因此，即使所述终端在LTE系统覆盖之下，此类发现也可能会发生，即独立于所述LTE系统。

为了建立初始联系，每个移动终端应该能够发送并接收D2D同步信号(D2DSynchronisationSignals，D2DSS)，所述D2D同步信号可以在接收器处进行服务，例如，同时作为所述发现信号以及作为与所述发送移动终端建立时间和频率同步的工具。D2DSS的基本信号属性在于其应该提供脉冲式的非周期性自相关函数，以在所述接收器处提供可靠检测。同样应该可以利用相应匹配的滤波器在所述接收器处检测低复杂度的D2DSS。由于在相当小的地理区域中可能存在大量并发的D2D通信链路，可用的低互相关的D2DSS应有多个，移动终端可以利用任意预定规则或者基于信号测量随机选择所述D2DSS，使得即使接收器有信号碰撞的情况下，仍有机会对D2DSS进行可靠检测。

目前情况下，下行、下行链路或者前向链路等表达可以用于指代从所述无线网络节点到所述移动终端的传输路径。上行、上行链路或者反向链路等表达可以用于指代从所述移动终端到所述无线网络节点的反向传输路径。

在一个示例中，可以在上行(uplink，UL)资源，即用于频分复用(Frequency-DivisionDuplexing，FDD)的UL载波中或者用于时分复用(Time-DivisionDuplexing，TDD)的UL子帧中指定D2D通信。在后一种情况中，在接收到来自所述无线网络节点下行(downlink，DL)发送的同步信号时，连接到或者正在连接到LTE网络的移动终端可以接收没有同步的或者位于所述LTE网络覆盖内的另一个移动终端发送的D2DSS。因此，所述D2DSS应该能够与所有LTEDL同步信号清楚区分开来。

为了最小化支持D2D通信的LTE终端的复杂度，很明显，基本D2D传输方法应该与使用正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)的LTEDL或者使用单载波频分多址(Single-CarrierFrequencyDi-visionMultipleAccess，SC-FDMA)的LTEUL上的传输方法相同。可以假设未来的LTED2D通信和所述D2DSS都能够在LTEFDDUL频段或者TDD模式中的UL子帧中运行。技术上，SC-FDMA和OFDM都是OFDM信号，但是SC-FDMA利用1/2子载波偏移，并且允许对所有子载波的调制；相比之下，OFDM使用未调制的DC子载波，其中频率会与所述无线网络节点的射频中心频率相等。

检测性能和接收器复杂度是控制版本8中主同步信号(PrimarySyn-chronisationSignal，PSS)/辅同步信号(SecondarySynchronisationSignal，SSS)设计的两个关键方面，很大程度上，对D2DSS来说，两者也应该优先考虑。

检测性能依赖于分配给所述同步信号的资源数量以及所述信号的特点，如互相关。

所述接收器通常执行匹配滤波以检测所述PSS。接收器复杂度取决于利用某些信号属性大体上减少接收器中复值乘项的数量的能力。所述PSS具有时域中心对称，即一个信号值在OFDM符号中出现达两次，允许在对复制样本进行相乘之前通过将对称样本相加来减少约50％的乘项数量。存在3个不同的PSS，是从3个不同的调制序列(即PSS序列)中获得。进一步的，PSS序列的其中的两个构成了复共轭序列对，并由于时域中心对称，其变成复共轭信号对，使得检测乘项复杂度相同的两个PSS就像检测一个PSS变成可能。所述SSS基于m序列，针对m序列，对此可以在检测器中采用快速哈达玛变换。据观察，所述小区搜索器占了LTE调制解调器总基带成本的10％到15％。因此，重要的是D2DSS支持低复杂度接收器实现，且现有PSS/SSS检测器实现可以尽可能多的再利用。

在LTETDD模式中传输的所述D2DSS，以及从无线网络节点或者eNodeB传输的现有的PSS可能会引起互相干扰。例如，参见图1a如果传统移动终端附近的D2D终端发送与PSS显著互相关的D2DSS，当传统移动终端无法成功接入小区时，传统移动终端可能会尝试检测所述LTE系统的所述无线网络节点的所述PSS以进行例如小区选择，如图1a所示。这种情况下，所述传统终端不能优先同步至所述无线网络节点，并且也会在可能传输D2DSS的UL子帧中搜索所述PSS。

在图1b所示的另一个示例中，位于LTE网络覆盖之外的D2D终端不能进入任何小区，但仍可以偶尔接收到所述LTE同步信号PSS/SSS，参见图1b。在尝试检测所述D2DSS时这些信号会造成干扰。这种情况下，所述D2D终端没有与所述无线网络节点同步，并且在可能接收到所述D2DSS的子帧中可能会检测到所述PSS。

即使所述LTEPSS和所述D2DSS使用不同的波形，可以看出，所述LTEPSS(基于OFDM波形)以及从利用相同PSS序列调制的SC-FDMA波形中获得的D2DSS之间的互关性展示了两个高强度互相关峰，对应于约50％的信号能量。进一步的，所述峰的互相关比D2DSS的最大自相关旁瓣高了超过50％。表1示出D2DSS使用与PSS相同的调制序列但是使用SC-FDMA波形时的相关值示例。根指数这一术语指的是调制序列定义中的参数，其中，不同的根指数会导致不同的序列。

表1

为了能够在接收器中保持相同的检测阈值，如同干扰不存在，即如同在加性高斯白噪声(AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN)信道上一样，此类干扰水平是不可取的，因为最大的互关性不应该显著高于最大自相关旁瓣。有了这些互相关峰，必须提高检测阈值以维持目标虚警率，而这会导致检测几率的下降。

选择LTEPSS序列，并通过所产生的PSS在时域中心对称这样的方式将所述LTEPSS序列映射到子载波。所述PSS是作为OFDM信号生成的，其中所述DC子载波，即频率k＝0为未调制。所述信号的离散形式可以表示为：

$s\[n\]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[k\]e^{\frac{j2\mathrm{\π}nk}{N}}$

其中，n＝0，1，...，N-1，。为了获得时域的中心对称，即s[n]＝s[N-n]，其中n＝1，...，N-1，所述PSS映射到所述子载波，使得以下关系适用于傅立叶系数H[k]＝H[N-k]，其中k＝1，2，...，N-1。

所述PSS的N-2个样本的中心对称可以用于减少相应匹配滤波器中的乘项数量。例如，如果所述PSS有N个样本的长度，可见所述PSS信号中有N-2个中心对称样本，即存在(N-2)/2个唯一样本值，以及另外2个可能与其他任意样本都不相等的样本。因此，通过在复制符号相乘之前将对称样本相加，对于单个关联，匹配滤波器能够通过(N-2)/2+2个乘项实现，与需要N个乘项即每个输入样本一个乘项的直接实现相比，乘法量减少了大约50％。图1c中示出用于所述PSS的LTE接收器的示例，其中“*”指示复共轭，s_u[n]为带根指数为u的PSS的值。

因此图1c示出用于通过N个样本进行PSS信号检测的高效匹配滤波器。进一步的，在LTE中定义从三个不同的PSS序列中获得的三个不同的PSS。所述序列中的两个构成相互的复共轭版本。即，生成PSS序列根指数有两个：u和v，使得所产生的PSS通过关联。因此，由于复共轭只暗示接收样本的虚部的符号变化，因此仅通过这些序列中的一个的乘项复杂度就检测到这两个PSS成为可能。即，计算所述共轭信号的关联性时不需要额外的乘项，即复杂度减少50％。根指数为u的任意值都保留了中心对称，允许仅有一个匹配滤波器结构且硬件元件之间的联系固定，因此只需更改复制信号就可以在对不同的D2DSS信号的检测中重复利用。

所述中心对称PSS从所述LTEPSS序列d[n]获得，其中所述LTEPSS序列d[n]是根据如下公式从长度为63的频域ZC序列中生成：

$d_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}},& n=0,1,...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}},& n=31,32,...,61\end{array}\right.$

其中，u∈{25，29，34}指的是根指数集合。所述序列d[n]应根据如下公式映射到资源单元：

a_k,l＝d[n],n＝0,1,...,61

$k=n-31+\frac{N_{RB}^{DL}{N}_{sc}^{RB}}{2}.$

下行时隙中的OFDM符号l中的天线端口p上的时间连续低通信号定义为：

0≤t＜(N_CP，l+N)×T_s，其中 并且为天线端口p上资源单元(k,l)的内容。Δf＝15kHz子载波间隔时，所述变量N等于2048；Δf＝7.5kHz子载波间隔时，所述变量N等于4096。实体N_CP，l、以及都在LTE技术规范中进一步定义。

所述SC-FDMA波形在LTE中，使得上行时隙中的SC-FDMA符号l中的天线端口p上的时间连续低通信号定义为：

0≤t＜(N_CP，l+N)×T_s，其中Δf＝15kHz子载波间隔时，所述变量N等于2048，并且为天线端口p上资源单元(k,l)的内容。实体T_s，N_CP，l、以及都在LTE技术规范中进一步定义。

在本发明披露的上下文中，SC-FDMA波形指的是无任何未调制DC子载波的多载波信号，其中所述子载波分配了与DC频率相关的子载波偏移的一半。

发明内容

因此，目的在于消除至少部分上述缺点并且使得移动终端能够生成同步信号，使得接收移动台能够检测发送器，而不会对其他同步信号造成干扰或者至少减少此类干扰。

该目的以及其他目的是通过所附的独立权利要求的特征来实现的。结合独立权利要求、说明书和附图会使具体实施形式更易于理解。

为了避免上述问题，此处揭示了利用SC-FDMA波形为D2DSS设计新的同步序列，同时示出了允许高效接收器实现的信号对称。

根据第一方面，提供一种发送器，用于利用单载波频分复用接入(SingleCarrier-FrequencyDivisionMultiplexingAccess，SC-FDMA)波形为设备到设备(Device-to-Device，D2D)通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述发送器包括处理器，用于确定同步序列，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，并且|d_u[l]|＝K，K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列的长度。所述处理器也用于从根指数集合中选择所述根指数u。另外，所述处理器用于基于所述确定的同步序列和所述选择的根指数u生成所述同步信号。

从而，使及时高效的同步信号检测成为可能，并且消除或者至少减少对其他同步信号如PSS和/或SSS的干扰。

根据所述第一方面，在所述发送器的第一种可能的实现方式中，所述处理器还可以用于确定所述同步序列，使得d_u[l]＝-d_u[L-1-l]，其中l＝0，1，...，L-1。

从而，提出了一种所述同步序列的备选实现方式，对其他信号的干扰较低且对接收器实现的要求较低。

根据所述第一方面，或者所述第一方面的第一种可能的实现方式，在所述发送器的第二种可能的实现方式中，所述处理器还可以用于通过将同步序列的两半之一中的元素乘以–1，从长度为偶数的中心对称的D2D同步序列中获得长度为偶数的中心非对称的D2D同步序列。

从而，提出了又一种备选的实现方式。采用中心非对称信号的优势在于其与中心对称信号的互关性非常低。因此，当这些信号按时间对齐时，如果所述D2DSS为中心非对称，则该D2DSS可能与中心对称的LTEPSS的互关性较低。

根据所述第一方面，或者所述第一方面的上述任意一种实现方式，在所述发送器的第三种可能的实现方式中，所述处理器可以用于确定所述同步序列，使得：

$d_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}},& n=0,1,...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}},& n=31,32,...,61\end{array}\right.$

也用于选择所述根指数u选择为不同于25、29和34的整数。

此实现方式的优势在于通过选择与PSS信令中所使用的根指数不同的根指数u，可以避免或者减少对任意PSS信号的干扰。

根据所述第一方面，或者所述第一方面的上述任意一种实现方式，在所述发送器的第四种可能的实现方式中，所述处理器可以用于通过选择长度为奇数的ZC序列，并且删除所述选择的ZC序列中奇数个元素来确定所述同步序列，以获得长度为偶数的同步序列。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第一方面，或者上述任意一种实现方式，在所述发送器的第五种可能的实现方式中，所述处理器可以用于通过选择长度为偶数的ZC序列，将所述选择的ZC序列扩展一个元素，并且删除所述扩展的ZC序列的中心元素来确定所述同步序列。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第一方面，或者上述任意一种实现方式，在所述发送器的第六种可能的实现方式中，所述处理器可以用于确定所述同步序列，使得其中n＝0，1，...，L-1，L为偶数，并且W_L＝e^-j2π/L。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第一方面，或者上述任意一种实现方式，在所述发送器的第七种可能的实现方式中，所述处理器可以用于将所述同步序列映射到所述SC-FDMA信号的资源单元，使得傅立叶系数|H[k]|＝|H[N-1-k]|，其中k＝0，1，...，N-1，N为不小于L的整数。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第一方面，或者上述任意一种实现方式，在所述发送器的第八种可能的实现方式中，所述处理器可以用于将所述同步序列映射到所述SC-FDMA信号的资源单元，使得所述傅立叶系数：H[k]＝H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第一方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述发送器的第九种可能的实现方式中，所述处理器可以用于将所述同步序列映射到所述SC-FDMA信号的资源单元，使得所述傅立叶系数：H[k]＝-H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第一方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述发送器的第十种可能的实现方式中，所述处理器可以用于从所述根指数集合中随机选择所述根指数u，或者根据所述发送器的一个或者多个内部参数衍生所述根指数u从而从所述根指数集合中选择所述根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第一方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述发送器的第十一种可能的实现方式中，所述处理器可以用于基于从服务无线网络节点接收的信息或者基于接收的信号从所述根指数集合中选择所述根指数u；和/或当从与小区同步的另一个D2D发送器接收到同步信号时，从第一根指数集合中选择所述根指数u，并且当从与小区不同步的另一个D2D发送器接收同步信号时，从第二根指数集合中选择所述根指数u；和/或选择与接收到的同步信号中所使用的根指数相同或者不同的根指数u；和/或当所述同步信号在网络节点之间通过多跳传输时，基于所述接收到的同步信号的跳数从所述根指数集合中选择所述根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据第二方面，提供了一种方法，用于发送器中。所述方法旨在利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述方法包括确定同步序列，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，并且|d_u[l]|＝K，K为正常数，其中u为根指数，L为所述同步序列的长度。另外，所述方法包括从根指数集合中选择所述根指数u。进一步的，所述方法还包括基于所述确定的同步序列和所述选择的根指数u生成所述同步信号。

从而，使及时高效的同步信号检测成为可能，并且消除或者至少减少对其他同步信号如PSS和/或SSS的干扰。

根据所述第二方面，在所述方法的第一种可能的实现方式中，所述方法也可以包括确定所述同步序列，使得d_u[l]＝-d_u[L-1-l]，其中l＝0，1，...，L-1。

从而，提出了一种所述同步序列的备选实现方式，对其他信号的干扰较低且对接收器实现的要求较低。

根据所述第二方面，或者所述第一种可能的实现方式，在所述方法的第二种可能的实现方式中，通过将同步序列的两半之一中的元素乘以–1，从长度为偶数的中心对称的D2D同步序列中获得长度为偶数的中心非对称的D2D同步序列。

从而，提出了又一种备选的实现方式。采用中心非对称信号的优点在于其与中心对称信号的互关性非常低。因此，当这些信号按时间对齐时，如果所述D2DSS为中心非对称，则该D2DSS可能与中心对称的LTEPSS的互关性较低。

根据所述第二方面，或者所述第一方面的上述任意一种实现方式，在所述方法的第三种可能的实现方式中，可以确定所述同步序列，使得：

$d_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}},& n=0,1,...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}},& n=31,32,...,61\end{array}\right.$

也用于选择所述根指数u选择为不同于25、29和34的整数。

此实现方式的优势在于通过选择与PSS信令中所使用的根指数不同的根指数u，可以避免或者减少对任意PSS信号的干扰。

根据所述第二方面，或者所述第二方面的上述任意一种实现方式，在所述方法的第四种实现方式中，可以通过选择长度为奇数的ZC序列，并且删除所述选择的ZC序列中奇数个元素来确定所述同步序列，以获得长度为偶数的同步序列。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第二方面，或者上述任意一种实现方式，在所述方法的第五种实现方式中，可以通过选择长度为偶数的ZC序列，将所述选择的ZC序列扩展一个元素，并且删除所述扩展的ZC序列的中心元素来确定所述同步序列。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第二方面，或者上述任意一种实现方式，在所述方法的第六种可能的实现方式中，可以确定所述同步序列，使得其中n＝0，1，...，L-1，L为偶数，并且W_L＝e^-j2π/L。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第二方面，或者上述任意一种实现方式，在所述方法的第七种可能的实现方式中，可以将所述同步序列映射到SC-FDMA信号的资源单元，使得傅立叶系数：|H[k]|＝|H[N-1-k]|，其中k＝0，1，...，N-1，N为不小于L的整数。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第二方面，或者上述任意一种实现方式，在所述方法的第八种可能的实现方式中，可以将所述同步序列映射到所述SC-FDMA信号的资源单元，使得所述傅立叶系数：H[k]＝H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第九种可能的实现方式中，可以将所述同步序列映射到所述SC-FDMA信号的资源单元，使得所述傅立叶系数：H[k]＝-H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1。

因此获得了一种高效且容易实现的同步信号。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十种可能的实现方式中，可以从根指数集合中随机选择所述根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十一种可能的实现方式中，可以根据所述发送器的一个或者多个内部参数衍生所述根指数u从而从所述根指数集合中选择所述根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十二种可能的实现方式中，可以基于从服务无线网络节点接收的信息从所述根指数集合中选择所述根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十三种可能的实现方式中，可以基于接收的信号从所述根指数集合中选择所述根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十四种可能的实现方式中，当从与小区同步的另一个D2D发送器接收到同步信号时，所述根指数u还可以从第一根指数集合中选择，并且当从与小区不同步的D2D发送器接收到同步信号时，所述根指数u还可以从第二根指数集合中选择。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十五种可能的实现方式中，可以选择与接收到的同步信号中所使用的根指数相同的根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十五种可能的实现方式中，可以选择与接收到的同步信号中所使用的根指数不同的根指数u。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据所述第二方面，或者上述任意一种可能的实现方式，在所述方法的第十六种可能的实现方式中，当所述同步信号在网络节点之间通过多跳传输时，所述根指数u可以基于所述接收到的同步信号的跳数从所述根指数集合中选择。

该实现方式的优势包括提高了所述同步信号中根指数的选择的灵活性。

根据再一方面，提供一种包括程序代码的计算机程序，该程序代码用于执行所述第二方面或者所述第二方面的任意实现方式的发送器中的方法，所述计算机程序用于，当所述计算机程序加载至所述第一方面或者所述第一方面的任意实现方式的发送器的处理器时，利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。

从而，使及时高效的同步信号检测成为可能，并且消除或者至少减少对其他同步信号如PSS和/或SSS的干扰。

根据又一方面，提供了一种计算机程序产品，包括存储程序代码的计算机可读存储介质，所述计算机程序产品用于利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述程序代码包括执行方法的指令，所述方法包括确定同步序列，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，以及|d_u[l]|＝K，K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列的长度；从根指数集合中选择所述根指数u；基于所述确定的同步序列和所述选择的根指数u生成所述同步信号。

从而，使及时高效的同步信号检测成为可能，并且消除或者至少减少对其他同步信号如PSS和/或SSS的干扰。

根据另一方面，提供了一种接收器，用于利用SC-FDMA波形为D2D通信检测接收到的同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述接收器包括处理器，用于检测包括同步序列的同步信号，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，并且|d_u[l]|＝K，K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列的长度。

从而，使及时高效的同步信号检测成为可能，并且消除或者至少减少对其他同步信号如PSS和/或SSS的干扰。

以下将对所述方面的其他目的、优势以及新特性做清晰具体的描述。

附图说明

附图图示出本发明实施例的实例，结合这些附图对各实施例进行更详细地描述，在附图中：

图1a为示出了传统无线通信网络的方框图；

图1b为示出了传统无线通信网络的方框图；

图1c为示出了传统发送器的方框图；

图2a为示出了实施例中无线通信网络的方框图；

图2b为示出了实施例中发送器和接收器的方框图；

图2c为示出了实施例中发送器、接收器和网络节点的方框图；

图3为示出了实施例提供的发送器的方框图；

图4为示出了实施例提供的发送器中方法的流程图；

图5为示出了实施例提供的发送器的方框图；

图6为示出了实施例提供的接收器的方框图。

具体实施方式

本发明实施例定义了发送器、发送器中的方法以及接收器，其可以在下文描述的实施例中实施。然而，这些实施例可为示例性的并且可采取多种不同的形式实现，且不限于本文所提出的示例；实际上，提供了这些实施例的说明性示例使得本发明将变得透彻且完整。

从以下结合附图考虑的详细说明中，还可清楚地了解其他目标和特征。然而，应当理解的是附图仅仅为了说明，而不能作为对实施例的限制；对于实施例，应参考所附权利要求。进一步地，附图不一定按照比例绘制，除非另有说明，否则它们仅仅是对结构和流程的概念性说明。

图2a为包括发送器110、接收器120以及无线网络节点130的无线通信网络100的示意图。所述发送器110和/或所述接收器120可以是移动终端，可以由所述无线网络节点130服务，从而连接至所述无线通信网络100。

所述无线通信网络100可以至少部分基于无线接入技术，如，3GPPLTE，高级LTE，演进型通用陆地无线接入网络(EvolvedUniversalTerres-trialRadioAccessNetwork，E-UTRAN)，通用移动通讯系统(UniversalMobileTelecommunicationsSystem，UMTS)，全球移动通信系统(最初为：GroupeSpécialMobile)(GlobalSystemforMobileCommunications，GSM)/GSM演进增强数据速率(GSM/EDGE)，宽带码分多址(WidebandCodeDivisionMultipleAccess，WCDMA)，时分多址(TimeDivisionMultipleAccess，TDMA)网络，频分多址(FrequencyDivisionMultipleAccess，FDMA)网络，正交FDMA(orthogonalfrequencydivisionmultipleaccess，OFDMA)网络，单载波FDMA(singlecarrierfrequencydivisionmultipleac-cess，SC-FDMA)网络，全球微波接入互操作性(WorldwideInteroperabilityforMicrowaveAccess，WiMax)，或超级移动宽带(UltraMobileBroadband，UMB)，高速分组接入(HighSpeedPacketAccess，HSPA)，演进的通用陆基无线接入(evolveduniversalterrestrialradioaccess，E-UTRA)，全球陆地无线接入(UniversalTerrestrialRadioAccess，UTRA)，GSM/EDGE无线接入网(GSM/EDGEradioaccessnetwork，GERAN)，3GPP2CDMA技术，如CDMA20001xRTT以及高速包数据网络(HighRatePacketData，HRPD)等，仅仅只列举部分选择。“无线通信网络”、“无线通信系统”和/或“蜂窝电信系统”等表达在描述的技术范围内，有时可互换使用。

根据不同的实施例，所述无线通信网络100可用于根据时分双工(TimeDivisionDuplex，TDD)和/或频分双工(FrequencyDivisionDuplex，FDD)原理运行。

TDD是时分复用的应用，可能会通过位于上行信令与下行信令之间的时域中的保护期(GuardPeriod，GP)从而在时间上区分上行信号与下行信号。FDD是指所述发送器与接收器在不同的载波频率上运行。

图2a所示旨在提供无线通信网络100，所涉及的方法与节点，如此处所描述的所述发送器110、所述接收器120以及所述无线网络节点130，以及所涉及的功能的简化总体概述。作为一个非限制性示例，之后会在3GPPLTE/高级LTE环境中描述所述方法、所述发送器110、所述接收器120以及所述无线网络节点130。然而，本发明实施例可以基于如上述枚举的任意技术等其他接入技术在无线通信网络100中实施。因此，尽管本发明实施例基于且利用3GPPLTE系统中的术语进行描述，但其绝不限于3GPPLTE。进一步的，无线网络节点、网络节点、基站以及小区在后文可互换使用。

所述无线通信网络100中所示的发送器110可以发送由所述接收器120接收的同步信号。

图2b示出一个示例，其中所述发送器110和所述接收器120均位于任意无线通信网络100即LTE网络之外。所述发送器110发送由所述接收器120接收的D2D同步信号(D2Dsynchronisationsignal，D2DSS)。

图2c示出了又一个实施例，其中示出了多跳。所述发送器110发送由所述接收器120通过位于中间的其他网络节点140接收的D2DSS。

需要说明的是，图2a、图2b和/或图2c中的所述发送器110的一个实例、所述接收器120的一个实例以及可能的一个无线网络节点130或其他网络节点140在图2a、图2b和/或图2c中所示的设置都仅仅视为实施例的非限制性示例。所述无线网络节点100可以包括其他任意数量的所述实体110、120、130、140和/或所述实体110、120、130、140的组合。因此本发明部分实施例中可以涉及多个发送器110、接收器120、其他网络节点140以及其他配置的无线网络节点130。例如，根据部分实施例，当这里引用经过另一个无线网络节点140的多跳时，所述其它网络节点140可以包括一组多个其他网络节点140。

因此，根据部分实施例，任何本发明中提到的“一个”发送器110、接收器120、其他网络节点140和/或无线网络节点130，均可涉及多个所述发送器110、接收器120、其他网络节点140和/或无线网络节点130。

根据不同的实施例以及不同的词汇，所述发送器110，接收器120和/或其他网络节点140可以对应的表示为，如无线通信终端、移动蜂窝电话、个人数字助理(PersonalDigitalAssistant，PDA)，无线平台、移动台、用户设备、平板电脑、便携式通信设备、笔记本电脑，电脑，用作中继的无线终端、中继节点、移动中继、用户驻地设备(CustomerPremisesEquipment，CPE)，固定无线接入(FixedWirelessAccess，FWA)节点或者任何其他种类用于通过直接通信在互相之间进行无线通信也可能与所述无线网络节点130进行通信的设备。

进一步的，根据部分实施例，所述无线网络节点130和/或所述其他网络节点140可用于下行发送以及上行接收，也可分别称作基站、NodeB、演进型基站(eNB或eNodeB)、基站收发信台、接入点基站、基站路由器、无线基站(RadioBaseStation，RBS)、微基站、微微基站、毫微微基站、家庭基站、传感器、信标设备、中继节点、中继器或者任意其他依靠所用无线接入技术和/或术语等通过无线接口与小区覆盖内的移动台进行通信的网络节点。

本发明的部分实施例可以定义一种模块化实现方法，并使对标准、算法、实现方式、组件以及产品等传统系统的重用成为可能。

无循环前缀的SC-FDMA波形可以定义为：

0≤t＜N×T_s。根据LTE标准，因此有可能定义：

并且

样本版本通过设置t＝n/f_S获得，其提供低通等效信号(包括标准化因素)：

n＝0，1，...，N-1，其中H[k]是频率为k的傅立叶系数。循环前缀可以插入该表示中。因为且定义H[k]＝H[k+N]，一种备选的表示(仍无循环前缀)为：

$s\[n\]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[k\]e^{\frac{j2\mathrm{\π}n(k+1/2)}{N}}=e^{\frac{j2\mathrm{\π}n(1/2)}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[k\]e^{\frac{j2\mathrm{\π}nk}{N}}$

然后，根据所述SC-FDMA信号的定义，获得n＝1，...，N的中心对称信号的条件可由以下公式推导出：

$\begin{array}{c}s\[N-n\]=-e^{\frac{-j2\mathrm{\π}n(1/2)}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\left(k\right)e^{\frac{-j2\mathrm{\π}nk}{N}}\\ =-e^{\frac{-j2\mathrm{\π}n(1/2)}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{p=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[N-1-p\]e^{\frac{-j2\mathrm{\π}n(N-1-p)}{N}}\\ =-e^{\frac{-j2\mathrm{\π}n(1/2)}{N}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}n}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{p=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[N-1-p\]e^{\frac{j2\mathrm{\π}np}{N}}\\ =-e^{\frac{j2\mathrm{\π}n(1/2)}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{p=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[N-1-p\]e^{\frac{j2\mathrm{\π}np}{N}}.\end{array}$

该关系可以用于识别对所述傅立叶系数的要求，以获得所述信号中的某些对称性。因此可以认识到：

(1)如果H[k]＝H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1，则s[n]＝-s[N-n]，其中n＝1，...，N-1。

(2)如果H[k]＝-H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1，则s[n]＝s[N-n],其中n＝1，...，N-1。

属性为s[n]＝-s[N-n]，其中n＝1，...，N-1的信号可以称之为中心非对称信号。

属性为s[n]＝s[N-n]，其中n＝1，...，N-1的信号可以称之为中心对称信号。

采用中心非对称信号的优势在于其与中心对称信号的互关性非常低。例如，假设一个中心非对称信号，其中x[n]＝-x[N-n]，n＝1，...，N-1，以及一个中心对称信号，其中y[n]＝y[N-n]，n＝1，...，N-1。然后，当这些信号按时间对齐时，所述互关性变成：

通常，其远小于信号能量因此，当这些信号按时间对齐时，如果所述D2DSS是中心非对称，则该D2DSS可能与中心对称的所述LTEPSS的互关性较低。

本发明的一个实施例包括：定义D2DSS，其中所述傅立叶系数根据|H[k]|＝|H[N-1-k]|定义，其中k＝0，1，...，N-1定义。

第一个实施例包括：定义D2DSS，其中所述傅立叶系数根据H[k]＝H[N-1-k]定义，其中k＝0，1，...，N-1定义。

第二个实施例包括：定义D2DSS，其中所述傅立叶系数根据H[k]＝-H[N-1-k]定义，其中k＝0，1，...，N-1定义。

图3描述了用于中心非对称信号的接收器120的示例，对于长度为N的输入信号，该接收器120只利用N/2+1个乘项。还可以认识到：

$\begin{array}{c}s\[\±n+N\]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[k\]e^{\frac{j2\mathrm{\π}(\±n+N)(k+1/2)}{N}}\\ =-e^{\frac{j2\mathrm{\π}(\±n)(1/2)}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}H\[k\]e^{\frac{j2\mathrm{\π}(\±n)k}{N}}\\ =-s\[\±n\].\end{array}$

因此，根据所述第一实施例，对于两组不同的傅立叶系数，其中可得出：

$\begin{array}{c}{s}_u\[n\]=e^{\frac{-j2\mathrm{\π}(-n)(1/2)}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{H}_v^{*}\[k\]e^{\frac{-j2\mathrm{\π}(-n)k}{N}}\\ =s_v^{*}\[-n\]=-s_v^{*}\[N-n\]=s_v^{*}\[n\].\end{array}$

该属性的优势在于只利用一个信号的乘项复杂度就可以检测s_u[n]和s_v[n]。即，根据部分实施例，如果为s_u[n]设计一个匹配滤波器，由于上述关系，不再需要复值乘项来计算对应于s_v[n]的相关性值。

因此，根据所述第二实施例，对于两组不同的傅立叶系数，其中可得出：

$s_u\[n\]=e^{\frac{-j2\mathrm{\π}(-n)(1/2)}{N}}\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{H}_v^{*}\[k\]e^{\frac{-j2\mathrm{\π}(-n)k}{N}}$

$=s_v^{*}\[-n\]=-s_v^{*}\[N-n\]=-s_v^{*}\[n\].$

该属性的优势在于只利用一个信号的乘项复杂度就可以检测s_u[n]和s_v[n]。即，如果为s_u[n]设计一个匹配滤波器，由于上述关系，不再需要复值乘项来计算对应于s_v[n]的相关性值。

根据部分实施例，D2D同步序列是基于序列d_u[l]定义的，其中l＝0，1，...，L-1，L≤N定义的，使得在映射到所述傅立叶系数时(即d_u[l]→H_u[k])，满足20页最后一段定义的属性(1)或者(2)。因此，所述D2D序列可以是中心对称或者非对称，以分别生成中心非对称或者对称的SC-FDMAD2DSS。

在一个实施例中，中心对称序列展示了属性|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，其中l＝0，1，...，L-1，|·|表示绝对值。

在一个实施例中，中心对称序列展示了属性d_u[l]＝d_u[L-1-l]，其中l＝0，1，...，L-1。

在一个实施例中，中心非对称序列展示了属性d_u[l]＝-d_u[L-1-l]，其中l＝0，1，...，L-1。

还可以认识到，一旦所述接收器120从所述D2DSS检测并且获得同步，则所述同步序列为所述接收器120所知。因此，所述序列可以用作参考符号以估测所述信道。这允许其他信号或者信道的相干检测采用来自所述D2DSS的信道估测。对于可靠的信道估测，所有参考符号(即序列元素)都采用相同的传输功率是可取的。所述发送器采用相同的符号发射功率也是有益的，因其使功率控制的复杂度降低。因此，在一个实施例中，所述同步序列展示了属性|d_u[l]|＝K，其中K为正常数。

当L≤N时，部分情况下(例如，当L和N为偶数时)，剩余的N-L个傅立叶系数可以设置为0，且满足属性(1)或者(2)。进一步的，当剩余的N-L个傅立叶系数中至少一个没有设置成0时，其可以视为中心对称或者中心非对称同步信号(从L个傅立叶系数中获得)以及任意信号(从剩余的N-L个傅立叶系数中获得)的重合。在该种情况下，属性(1)或者(2)只适用于所述同步信号。然而，在实际运用中，这可能不构成问题，因为在部分实施例中可以进行过滤以抑制来自剩余的N-L个傅立叶系数的信号，使得所述接收器120只接收从所述L个傅立叶系数中获得的信号。

在部分实施例中，可以利用中心对称且长度为偶数的D2D同步序列。

在部分实施例中，可以利用中心非对称且长度为偶数的D2D同步序列。

一个实施例包括：通过将中心对称且长度为偶数的D2D同步序列元素的第一半或者第二半乘以–1根据所述中心对称且长度为偶数的D2D同步序列构建中心非对称且长度为偶数的D2D同步序列。例如，如果有一个中心对称D2D同步序列为：

$d_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}},& n=0,1,...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}},& n=31,32,...,61\end{array}\right.,$

则中心非对称序列可以定义为：

${\tilde{d}}_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{d}_u\[n\]& n=0,1,...,30\\ -d_u\[n\]& n=31,32,...,61\end{array}\right.$

或者

${\tilde{d}}_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}-d_u\[n\]& n=0,1,...,30\\ d_u\[n\]& n=31,32,...,61\end{array}\right..$

其优势在于较低实现复杂度，因为所述无线网络节点130和所述发送器110都可以生成所述中心对称LTEPSS序列d_u(n)。

一个实施例包括：通过将中心非对称且长度为偶数的D2D同步序列元素的第一半或者第二半乘以–1根据所述中心非对称且长度为偶数的D2D同步序列构建中心对称且长度为偶数的D2D同步序列。

在以下实施例中，揭示了大量中心对称序列来给出根指数集合的部分非限制性示例。术语“根指数”和“指数”在这里可以分别互换使用。在部分实施例中，中心非对称序列可以根据揭示的中心对称序列生成。性能取决于所选择的根指数集合。所述指数集合为所述发送器110和接收器120所知。

在部分实施例中，所述根指数u可以由所述发送器110从给定的根指数集合中选择。当所述发送器110连接至小区时，所述无线网络节点130可以发送信息至所述发送器110，其可以明确指示或者隐式指示将采用哪一个根指数u。在后一种情况中，所述无线网络节点130可以发送可以衍生出所述根指数u的物理层标识等。发送所述根指数的优势在于所述无线网络节点130可以在用于所述D2DSS的时频资源和所述根指数之间进行协调，以最小化系统中的互干扰。在部分实施例中，无需任何事先来自网络100的信令信息，所述根指数u也可以选择。这有利于最小化小区中的控制信令。在一个示例中，所述发送器110可以随机衍生出所述根指数u或者根据所述发送器110的内部参数衍生所述根指数u。此外，所述发送器110可以基于其他接收到的信号来选择所述根指数u。例如，在部分实施例中，当所述发送器110从另一个与小区同步的D2D发送器中接收D2DSS，所述发送器110可以从第一根指数集合中选择根指数u；而当所述发送器110从另一个不与小区同步的D2D发送器接收D2DSS，所述发送器110可以从第二根指数集合中选择根指数u。这是优势，因为接收器120之后可以基于与同步源有关的信息如已经与小区同步的同步源可能更可靠等来选择应该与哪个D2DSS同步。在另一个示例中，如果所述发送器110接收D2DSS，则所述发送器110可选择与所述接收到的D2DSS相同的根指数u。或者，如果所述发送器110接收D2DSS，则所述发送器110可选择与所述接收到的D2DSS不同的根指数u。进一步的，如果D2DSS传输可以在网络节点140之间中继，例如在多跳之间传输，如果所述发送器110接收D2DSS，并且如果能够确定所述D2DSS已经传输了多少跳，则可以基于所述跳数来选择所述根指数u。这具有优势，因为所述接收器120之后可以基于与同步源有关的信息如跳数较少的D2DSS可能更可靠等来选择应该与哪个D2DSS同步。在部分实施例中，所述根指数选择也可以包括上述示例的组合。

在一个实施例中，所述LTEPSS序列用作D2DSS序列，但是具有不同的根指数。表2示出一个示例的相关性属性，其中所述根指数集合为u∈{26,37,38}。因为所述序列是从长度为63的屏蔽ZC序列中获得，通常，u可以与63互质(有时也称之为互质或者互质/互质)。还可以认识到，如果两个根指数u和v是通过u＝63-v关联，则所述序列构成复共轭对，并且对应的D2DSS信号会展示出复共轭对属性。

表2

根据所述根指数集合u∈{26,37,38}生成的D2DSS之间的最大互关性为0.29。

在一个实施例中，采用的长度为奇数L的ZC序列，从中删除R个元素，以获得长度为偶数(如长度为62)的序列。R可以是一个不小于3的值。长度为奇数的ZC序列可以如下定义，其中u与L互质：

$d_u\left(n\right)=W_L^{un(n+1)/2},n=0,1,...,L-1$

W_L＝e^-j2π/L

因为其中n＝0，1，...，L-1，当R个元素被删除之后，会存在根指数u与L-u之间相同的复共轭关系。因此，可以实现只利用一个D2DSS的乘项复杂度就能够检测两个D2DSS的优势。

删除所述R个元素应保证剩余的序列是中心对称或者中心非对称。在一个示例中，这是通过删除中心的R个元素来实现。还可以认识到，此类对称可以通过其他删除选项实现，如删除一个或者几个中心元素以及在序列开头和结尾的元素。为了保持ZC序列良好的自相关性和峰均功率比(Peak-to-Average-Power-Ratio，PAPR)，R应最好尽可能地小。如果目标长度为62，则使用L＝65并且R＝3可能是有益的。因为所述序列是从长度为65的屏蔽ZC序列中获得，通常，可以选择与65互质的u。当两个根指数u和v通过u＝65-v关联，则对应的D2DSS信号会展示出复共轭对属性。

表3示出一个示例的相关性属性，其中所述根指数集合为u∈{22,24,43}。

表3

根据所述根指数集合u∈{22,24,43}生成的D2DSS之间的最大互关性为0.21。

在一个实施例中，可以采用长度为偶数L的ZC序列，其会循环扩展至长度为L+1，其中中心元素会被删除。长度为偶数的ZC序列可以如下定义，其中u可以与L互质。

$d_u\left(n\right)=W_L^{\frac{{\mathrm{un}}^2}{2}},n=0,1,...,L-1$

W_L＝e^-j2π/L。

进一步的，其中n＝0，1，...，L-1。因此，该关系可以用于确定对应于指数u和L-u的D2DSS之间的关联。

所述获得的屏蔽扩展序列可以描述为：

$d_u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{{\mathrm{\πun}}^2}{L}},& n=0,1,...,\frac{L}{2}-1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+1)}{L}},& n=\frac{L}{2},\frac{L}{2}+1,...,L-1\end{array}\right.$

该序列中心对称。表4示出一个示例的相关性属性，其中L＝62，并且所述根指数集合为u∈{21,29,41}。

表4

根据所述根指数集合u∈{21,29,41}生成的D2DSS之间的最大互关性为0.21。

在一个实施例中，可以假设与长度为奇数的ZC序列相同的序列结构，但是之后可能会指定偶数个相位，以及偶数的序列长度。数学上，这些新的序列可以描述为：

L为偶数

W_L＝e^-j2π/L。

例如，可以假设L＝62。需要说明的是该序列不是ZC序列。表5包括了一个示例的相关性属性，其中L＝62，并且所述根指数集合为u∈{25,27,29}。

表5

根据所述根指数集合u∈{25,27,29}生成的D2DSS之间的最大互关性为0.21。

进一步的，此处所描述的部分实施例可以用于与LTE系统兼容的多用户D2D通信。此处所描述的D2DSS可以由启用了D2D的用户设备(userequipment，UE)，或者所述LTE系统中除了eNodeB之外任意网络节点来传输。

图4示出了用于发送器110中的方法400的实施例的流程图，该方法用于利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。

为了为D2D通信生成所述同步信号，所述方法400可以包括若干动作401至403。然而，需要说明的是，根据不同的实施例，所述动作401至403的任一、部分或全部动作可以按不同的时间顺序而不是所述枚举所指示的顺序来执行，可以同时执行或者甚至以完全相反的顺序执行。进一步地，需要说明的是，根据不同实施例，部分动作可以通过多个备选的方式执行，并且这类备选方式可以只在部分而不一定是所有的实施例中执行。所述方法400可以包括以下动作：

动作401

确定同步序列，其中：

|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，其中l＝0，1，...，L-1

并且

|d_u[l]|＝K,

K为正常数，其中u为指数，L为所述同步序列的长度。

在部分实施例中，可以确定所述同步序列，使得：

d_u[l]＝-d_u[L-1-l]，其中l＝0，1，...，L-1。

在部分实施例中，通过将所述同步序列的两半之一中的元素乘以–1，从长度为偶数的中心对称的D2D同步序列中获得长度为偶数的中心非对称的D2D同步序列。

在部分实施例中，可以确定所述同步序列，使得：

$d_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}},& n=0,1,...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}},& n=31,32,...,61\end{array}\right.$

在部分实施例中，可以通过选择长度为奇数的ZC序列，并且从所述选择的ZC序列中删除奇数个元素来确定所述同步序列，以获得长度为偶数的中心对称同步序列。

然而，在部分实施例中，可以通过选择长度为偶数的ZC序列，将所述选择的ZC序列扩展一个元素，并且删除所述扩展ZC序列的中心元素来确定所述同步序列。

在其他部分实施例中，可以确定所述同步序列，使得：

其中n＝0，1，...，L-1，L为偶数

并且W_L＝e^-j2π/L。

进一步的，根据部分实施例，所述同步序列可以映射到所述SC-FDMA信号的资源单元，使得傅立叶系数：|H[k]|＝|H[N-1-k]|，其中k＝0，1，...，N-1，N为不小于L的整数。

然而，在部分此类实施例中，H[k]＝H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1，而在部分其他实施例中，H[k]＝-H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1。

动作402

从根指数集合中选择所述根指数u。在部分实施例中，包括在所述根指数集合中的指数可能会互质。

所述根指数u可选择为不同于25、29和34的整数。

根据部分实施例，所述根指数u可以从所述根指数集合u中任意选择。

所述根指数u还可以根据所述发送器110的一个或者多个内部参数衍生所述根指数u从而从所述根指数集合u中选择。

进一步的，在部分实施例中，所述根指数u可以基于从服务无线网络节点130接收到的信息从所述根指数集合中选择。

在部分实施例中，所述根指数u可以基于从所述接收器120、其他网络节点140或者无线网络节点130等接收到的接收信号从所述指数集合中选择。

当从与小区同步的另一个D2D发送器接收到同步信号时，所述根指数还可以从第一根指数集合中选择；并且，当从与小区不同步的D2D发送器接收到同步信号时，所述根指数u还可以从第二根指数集合中选择。

同样，根据部分实施例，可以选择与已接收的同步信号中所使用的根指数相同的根指数u。

但是，根据其他实施例，可以选择与已接收的同步信号中所使用的根指数不同的根指数u。

在部分实施例中，所述同步信号在网络节点140之间通过多跳传输，其中所述根指数u可以基于所述接收到的同步信号的跳数从所述根指数集合中选择。

动作403

基于所述确定401的同步序列和所述选择402的根指数u生成所述同步信号。

图5示出了发送器110的实施例，所述发送器用于利用单载波频分复用接入(SingleCarrier-FrequencyDivisionMultiplexingAccess，SC-FDMA)波形为设备到设备(Device-to-Device，D2D)通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述发送器110还用于根据至少部分上述动作401至403执行所述方法400。

为了使描述更加清晰，图5省去了任何对于理解此处所述实施例不是完全不可或缺的所述发送器110的内部电子元件或其他组件。

所述发送器110包括处理器520，用于确定同步序列，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，并且|d_u[l]|＝K,K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列的长度。另外，所述处理器520还用于从根指数集合中选择所述根指数u，并且用于基于所述确定的同步序列和所述选择的根指数u生成所述D2D同步信号。

所述处理器520还可以用于确定所述同步序列，使得：d_u[l]＝-d_u[L-1-l]，l＝0，1，...，L-1。

在部分实施例中，所述处理器520可以用于通过将所述同步序列的两半之一中的元素乘以–1，从长度为偶数的中心对称的D2D同步序列中获得长度为偶数的中心非对称的D2D同步序列。

所述处理器520还可以用于确定所述同步序列，使得：

$d_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}},& n=0,1,...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}},& n=31,32,...,61\end{array}\right.$

另外，也可以用于将所述根指数u选择为不同于25、29和/或34的整数。

在部分实施例中，所述处理器520还用于通过选择长度为奇数的ZC序列，并且从所述选择的ZC序列中删除奇数个元素来确定所述同步序列，以获得长度为偶数的同步序列。

或者，所述处理器520可以用于通过选择长度为偶数的ZC序列，将所述选择的ZC序列扩展一个元素，并且删除所述扩展ZC序列的中心元素来确定所述同步序列。

所述处理器520也可以用于确定所述同步序列，使得：

L为偶数

并且，W_L＝e^-j2π/L。

进一步的，所述处理器520可以用于将所述同步序列映射到所述SC-FDMA信号的资源单元，使得傅立叶系数：

|H[k]|＝|H[N-1-k]|，其中k＝0，1，...，N-1，N为不小于L的整数。在部分此类实施例中，所述处理器520可以用于映射所述同步序列，使得H[k]＝H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1，和/或H[k]＝-H[N-1-k]，其中k＝0，1，...，N-1。

此类处理器520可以包括处理电路的一个或多个实例，即中央处理器(CentralProcessingUnit，CPU)、处理单元、处理电路、处理器、专用集成电路(ApplicationSpecificIntegratedCircuit，ASIC)、微处理器或其他可解释或执行指令的处理逻辑。因此，此处所使用的表述“处理器”可以表示包括多个处理电路如上述列举的任一、部分或所有处理电路的处理线路。

所述发送器110也可以包括发送电路530，用于发送同步信号等信号。

再进一步的，根据部分实施例，所述发送器110可以包括接收电路510，用于通过无线接口从其他的网络节点120、130和140接收同步信号等信号。

进一步的，根据部分实施例，所述发送器110还可以包括至少一个存储器525。所述可选的存储器525可以包括用于暂时或永久地存储数据或程序即一系列指令的物理设备。根据部分实施例，所述存储器525可以包括含硅基晶体管的集成电路。进一步的，所述存储器525可以是易失性或非易失性的。

上述将在所述发送器110中执行的部分或者全部动作401至403可以通过所述发送器110中的一个或多个处理器520以及执行所述动作401至403的至少部分功能的计算机程序产品来实现。因此当所述计算机程序加载至所述发送器110的处理器520中时，包括程序代码的计算机程序可以根据所述动作401至403的任意、至少部分或者所有功能来执行方法400，以利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。

进一步的，计算机程序产品可以包括存储在所述发送器110中使用的程序代码的计算机可读存储介质，以利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述程序代码包括执行方法400的指令，所述方法400包括确定401同步序列，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，且|d_u[l]|＝K,K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列的长度；从所述根指数集合选择402所述根指数u；基于所述确定401的同步序列和所述选择402的根指数u生成403所述同步信号。

根据部分实施例，上述计算机程序产品加载至所述处理器520时，可以用于，以携带计算机程序代码的数据载波等形式，执行所述动作401至403中的至少部分动作。所述数据载波可以是例如硬盘、只读光盘(compactdiscread-onlymemory，CD-ROM)、记忆棒、光存储设备、磁存储设备或任何其他合适的介质比如可以以非瞬时性方式容纳机器可读取数据的磁盘或磁带。所述计算机程序产品还可以用作服务器上的计算机程序代码，并可通过互联网或内部网络连接远程下载到所述发送器110。

图6示出了接收器120的实施例，所述接收器120用于利用SC-FDMA波形为D2D通信检测接收到的同步信号，其中同步序列调制一组子载波。所述D2D通信的同步信号可以从所述发送器110接收。

为了使描述更加清晰，图6省去了任何对于理解此处所述实施例不是完全不可或缺的所述接收器120的内部电子元件或其他组件。

所述接收器120包括处理器620，用于检测包括同步序列的所述同步信号，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，并且|d_u[l]|＝K,K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列的长度。

所述处理器620可以包括处理电路的一个或多个实例，即中央处理器(CentralProcessingUnit，CPU)、处理单元、处理电路、处理器、专用集成电路(ApplicationSpecificIntegratedCircuit，ASIC)、微处理器或其他可解释或执行指令的处理逻辑。因此，此处所使用的表述“处理器”可以表示包括多个处理电路如上述列举的任一、部分或所有处理电路的处理线路。

进一步的，所述接收器120包括接收电路610，用于从例如所述发送器110等接收同步信号等信号。

然而，所述接收电路610可以用于通过无线接口从多个发送实体如其他网络节点140或者无线网络节点130接收多种类型的无线信号。

进一步的，在部分实施例中，所述接收器120也可以包括发送电路630，用于发送包括同步信号等无线信号。

进一步的，根据部分实施例，所述接收器120还可以包括至少一个存储器625。所述可选的存储器625可以包括用于暂时或永久地存储数据或程序即一系列指令的物理设备。根据部分实施例，所述存储器625可以包括含硅基晶体管的集成电路。进一步的，所述存储器625可以是易失性或非易失性的。

在如附图所示的实施例的描述中所使用的术语并非旨在限制所述方法400、发送器110和/或接收器120。在本发明定义的权利要求范围内，可以进行各种变化、替换和/或改变。

本文所用的术语“和/或”包括相关联的所列项目中的一者或多者的任何和所有组合。此外，单数形式“一”和“所述”解释为“至少一个”，因此也可能包括多个，除非另外明确地陈述。应进一步了解，术语“包括”用于说明存在所述特征、动作、整体、步骤、操作、元件和/或部件，但并不排除存在或添加一个或多个其它特征、动作、整体、步骤、操作、元件、部件和/或它们的组合。除非另有明确说明，本文使用的术语“或者”将被解释为数学上的“或”，即作为包容性析取而并非作为数学的“异或”(XOR)。单个单元例如处理器可以实现权利要求中列举的若干项目的功能。在仅凭某些措施被记载在相互不同的从属权利要求书中这个单纯的事实并不意味着这些措施的结合不能被有效地使用。计算机程序可存储或分发到合适的介质上，例如与其它硬件一起或者作为其它硬件的部分提供的光存储介质或者固态介质，还可以以其它形式例如通过因特网或者其它有线或无线电信系统分发。

Claims (15)

1.一种发送器(110)，用于利用单载波频分复用接入SC-FDMA波形为设备到设备D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波，其特征在于，所述发送器(110)包括：

处理器(520)，用于确定同步序列d_u[l]，其中|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，|d_u[l]|＝K，K为正常数，u为根指数，L为所述同步序列d_u[l]的长度；也用于从根指数集合中选择所述根指数u；另外还用于基于所述确定的同步序列d_u[l]和所述选择的根指数u生成所述同步信号。

2.根据权利要求1所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于确定所述同步序列d_u[l]，使得：

d_u[l]＝-d_u[L-1-l]，l＝0，1，...，L-1。

3.根据权利要求1所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于通过将所述同步序列的两半之一中的元素乘以–1，从长度为偶数的中心对称的同步序列中获得长度为偶数的中心非对称的同步序列。

4.根据权利要求1所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于确定所述同步序列d_u[n]，使得：

$d_u\[n\]=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}un(n+1)}{63}},& n=0,1,\mathrm{...},30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}u(n+1)(n+2)}{63}},& n=31,32,\mathrm{...},61\end{array}\right.$

也用于选择所述根指数u选择为不同于25、29和34的整数。

5.根据权利要求1至3任一项所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于通过选择长度为奇数的ZC序列，并且删除所述选择的ZC序列中奇数个元素来确定所述同步序列，以获得长度为偶数的同步序列。

6.根据权利要求1至3任一项所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于通过选择长度为偶数的ZC序列，将所述选择的ZC序列扩展一个元素，并且删除所述扩展的ZC序列的中心元素来确定所述同步序列。

7.根据权利要求1至3任一项所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于确定所述同步序列d_u[n]，使得：

L为偶数

并且W_L＝e^-j2π/L。

8.根据权利要求1至7任一项所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于将所述同步序列映射至所述SC-FDMA信号的资源单元，使得傅立叶系数：

|H[k]|＝|H[N-1-k]|，k＝0，1，...，N-1，其中N为不小于L的整数，H[k]是频率为k的傅立叶系数。

9.根据权利要求8所述发送器(110)，其特征在于：

H[k]＝H[N-1-k]，k＝0，1，...，N-1。

10.根据权利要求8所述发送器(110)，其特征在于：

H[k]＝-H[N-1-k]，k＝0，1，...，N-1。

11.根据权利要求1至10任一项所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于从所述根指数集合中随机选择所述根指数u，或者根据所述发送器(110)的一个或者多个内部参数衍生所述根指数u从而从所述根指数集合中选择所述根指数u。

12.根据权利要求1至11任一项所述发送器(110)，其特征在于，所述处理器(520)用于基于从服务无线网络节点(130)接收的信息或者基于接收的信号从所述根指数集合中选择所述根指数u；和/或当从与小区同步的另一个D2D发送器接收到同步信号时，从第一根指数集合中选择所述根指数u，并且当从与小区不同步的另一个D2D发送器接收同步信号时，从第二根指数集合中选择所述根指数u；和/或选择与接收的同步信号中所使用的根指数相同或者不同的根指数u；和/或当所述同步信号在网络节点(110、120、130、140)之间通过多跳传输时，基于所述接收到的同步信号的跳数从所述根指数集合中选择所述根指数。

13.一种发送器(110)的用于利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号的方法(400)，其中同步序列调制一组子载波，其特征在于，所述方法(400)包括：

确定(401)同步序列d_u[l]，其中

|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1

并且

|d_u[l]|＝K，

K为正常数，其中u为根指数，L为所述同步序列d_u[l]的长度；

从根指数集合中选择(402)所述根指数u；

基于所述确定(401)的同步序列d_u[l]和所述选择(402)的根指数u生成(403)所述同步信号。

14.一种计算机程序产品，其特征在于，包括存储有程序代码的计算机可读存储介质，所述程序代码为发送器(110)所用，用于利用SC-FDMA波形为D2D通信生成同步信号，其中同步序列调制一组子载波，所述程序代码包括指令，用于执行方法(400)，所述方法包括：

确定(401)同步序列d_u[l]，其中

|d_u[l]|＝|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1

并且

|d_u[l]|＝K，

K为正常数，其中u为根指数，L为所述同步序列d_u[l]的长度；

从所述根指数集合中选择(402)所述根指数u；

基于所述确定(401)的同步序列d_u[l]和所述选择(402)的根指数u生成(403)所述同步信号。

15.一种接收器(120)，用于利用SC-FDMA波形为D2D通信检测接收到的同步信号，其中同步序列调制一组子载波，其特征在于，所述接收器(120)包括：

处理器(620)，用于检测包括同步序列d_u[l]的所述同步信号，其中|d_u[l]|=|d_u[L-1-l]|，l＝0，1，...，L-1，并且|d_u[l]|＝K，K为正常数，其中u为根指数，L为所述同步序列d_u[l]的长度。