CN103684382B - 具有路径充放电路的射频切换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种射频切换器。所述射频切换器包含共同埠、第一埠、第二埠、两个半导体开关、两对直流阻隔(隔直)电容及充放电路。第一开关设置在所述共同埠和所述第一埠之间的第一射频路径中；第二开关设置在所述共同埠和所述第二埠之间的第二射频路径中；第一对隔直电容是用以在所述第一射频路径中隔离所述第一开关；第二对隔直电容是用以在所述第二射频路径中隔离所述第二开关；其中每一对隔直电容可允许不同的偏压信号被加在相对应的射频路径；以及所述充放电路是用以降低瞬时切换时间。如此，相较于现有技术，本发明所公开的射频切换器可同时具有较高的功率处理能力，以及较快的切换速度。

Description

具有路径充放电路的射频切换器

技术领域

本发明是有关于一种固态射频切换器，尤指一种利用充放电路，以达到较高的功率处理能力以及较快的切换速度的具有路径充放电路的射频切换器。

背景技术

在许多有线或是无线通信系统中，射频(RF)切换器是很重要的功能区块，其中固态RF切换器可见于许多不同的通信装置中，例如移动电话、无线传呼机、无线基础建设、卫星通信和有线电视等设备。如众所周知，RF切换器的效能可利用插入损耗(insertionloss)和开关隔离度(switch isolation)等的效能参数组合来评估。在RF切换器的设计中，效能参数之间常是环环相扣，当着重在任一效能时，常会牺牲其它效能；另外，其它重要的特性包含回波损耗(return loss)、整合的简单性和程度、复杂度、良率和制造成本。

其它RF切换器的特性包含功率处理能力(power handling capability)和切换速度(switching speed)。当RF切换器的功率处理能力较低时，如果输入信号太强，则RF切换器可能无法将一条射频路径和另一条射频路径隔离。例如，输入信号的峰对峰电压振幅高到足够克服一已知的晶体管或晶体管组的逆向偏压，将造成原本是处于关闭状态(逆向偏压状态)的晶体管或晶体管组实际上进入不期望的开启状态，也破坏了RF切换器的切换能力。

另外，RF切换器的切换速度是被持续要求改善。

发明内容

本发明公开一种RF切换器。RF切换器可包含共同埠、第一埠、第二埠、第一开关、第二开关、第一对隔直电容、第二对隔直电容，以及至少一个充放电路。所述第一开关设置在所述共同埠和所述第一埠之间的第一射频路径上；所述第二开关设置在所述共同埠和所述第二埠之间的第二射频路径上；所述第一对隔直电容是用以在所述第一射频路径中隔离所述第一开关；所述第二对隔直电容是用以在所述第二射频路径中隔离所述第二开关；所述充放电路则是用以对上述所述隔直电容进行充放电。

附图说明

图1是现有技术的RF切换器示意图。

图2是本发明第一实施例的RF切换器示意图。

图3是RF切换器的容许电压振幅比较的示意图。

图4是本发明第二实施例RF切换器示意图。

图5是本发明第三实施例RF切换器示意图。

图6A-6C是充放电路及充放电路控制模块的实施例及控制信号时序的示意图。

图7是应用充放电路的RF切换器的操作仿真结果示意图。

其中，附图标记说明如下：

100、200、400、500 RF切换器

105(1)-105(2) 栅极端

110(1)-110(4)、112(1)-112(2)、 电阻

410(1)-410(4)、412(1)-412(2)、430

115、120(1)-120(2)、225(1)-225(2)、 隔直电容

420(1)-420(4)

210 信号产生模块

310、320 最大电压振幅

510 充放电路

610、620 晶体管组

630 控制模块

632 侦测电路

634 反相器

650、660 时序信号

EN 致能信号

ENB 反相致能信号

GND 地端

HI、LOW 电压信号

M1-M4 开关

RFC、RF1、RF2、RX、TX 埠

VS1、VS2 源极端

VD1、VD2 漏极端

VC1、VC2、SW、SWB 控制信号

VC1B、VC2B、VBIAS 偏压信号

Vth 临界电压

具体实施方式

图1是现有技术的RF切换器100的示意图。RF切换器100包含共同埠RFC、埠RF1和埠RF2。开关M1设置在共同埠RFC和埠RF1之间，开关M2设置在共同埠RFC和埠RF2之间，其中开关M1、M2，可各自具有第一端、第二端，以及控制端。在此实施例中，开关M1-M2是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，具有各自的源极端(VS1和VS2)、漏极端(VD1和VD2)和栅极端(105(1)和105(2))。这些开关亦可为双极晶体管或其它晶体管组件（例如金属半导体场效应晶体管或高电子迁移率晶体管），亦可使用多个晶体管的串／并联形式。

电阻110(1)-110(4)分别连接至开关M1-M2各自的源／漏极端，并且偏压VBIAS是耦接在对应的源／漏极端。偏压VBIAS是一固定电压，使RF切换器100能承受施加在共同埠RFC的交流输入信号，将说明于下。

另外，RF切换器100包含电阻112(1)-112(2)，其电阻二端分别连接开关M1-M2的源／漏极端。RF切换器100也包含隔直电容115、120(1)和120(2)，其中隔直电容115是用以将共同埠RFC和开关M1-M2的源极端(VS1-VS2)隔离，隔直电容120(1)是将埠RF1和开关M1的漏极端VD1隔离，和隔直电容120(2)是将埠RF2和开关M2的漏极端VD2隔离。

RF切换器100的操作说明如下：参照表1，如果想要有一RF信号在共同埠RFC和埠RF1之间传递，开关M1要开启(可让交流信号通过)，并且开关M2要关闭(可让交流信号无法通过)。在MOSFET的例子中，3.3V控制信号VC1耦接于开关M1的栅极端105(1)，同时耦接0V控制信号VC2至开关M2的栅极端105(2)。另外固定的偏压信号VBIAS通过电阻110(1)-110(4)于开关M1-M2的源／漏极端VS1-2,VD1-2，分别提供1.65V的偏压。

此RFC-RF1导通组态中，开关M1的栅源电压VGS1是1.65V(3.3V-1.65V)，而开关M2的栅源电压VGS2是-1.65V(0V-1.65V)。因此，开关M1被开启，将共同埠RFC和埠RF1间的射频路径导通；开关M2被关闭，以关闭共同埠RFC和埠RF2间的射频路径。

导通组态

VC1

VD1=VS1

VGS1

VC2

VD2=VS2

VGS2

RFC-RF1

3.3V

1.65V

1.65V

0V

1.65V

-1.65V

RFC-RF2

0V

1.65V

-1.65V

3.3V

1.65V

1.65V

表1

反之，为使在共同埠RFC的RF信号传递至埠RF2，VC1和VC2应用相反的控制信号。具体来说，0V控制信号VC1耦接在开关M1的栅极端105(1)，并耦接3.3V控制信号VC2至开关M2的栅极端105(2)。在RFC-RF2导通组态中，开关M1的栅源电压VGS1是-1.65V，而关闭M1；以及开关M2的栅源电压VGS2是1.65V，而开启M2。

基于上述说明，本技术领域的技术人员应可明了RF切换器100可处理的最大电压振幅(亦即峰对峰电压振幅)约为开关M1或开关M2的高电平控制电压(3.3V)加上2倍其临界电压Vth(例如0.3V)，即最大输入电压振幅约为3.9V。图3说明RF切换器100的最大电压振幅310，当输入至RF切换器100的共同埠RFC的输入信号超过以-1.65V为中心点加/减1.95V时，输入信号将会漫过或淹过设定在关闭状态的开关，而破坏此关闭状态。

为了增加输入信号的容许电压振幅，图1中现有的RF切换器100可被改良为图2的RF切换器200。RF切换器200类似于RF切换器100，除了RF切换器100的隔直电容115被两个分离的隔直电容225(1)和225(2)取代，并将开关M1和开关M2的源／漏极端VS1-2、VD1-2所耦接单一固定偏压VBIAS取代为依据导通组态可调/可变的偏压信号VC1B与VC2B，并分别耦接在开关M1和开关M2的源／漏极端VS1、VD1，与VS2、VD2。第一对隔直电容120(1)和225(1)，用以在RFC-RF1路径(第一射频路径)中隔离开关M1，及第二对隔直电容120(2)和225(2)，用以在RFC-RF2路径(第二射频路径)中隔离开关M2；如此，开关M1和开关M2的源／漏极端VS1-2、VD1-2所耦接偏压信号可为非单一固定偏压信号。当图2中电压信号HI、LOW存在时，偏压信号VC1B、VC2B和控制信号VC1、VC2可由信号产生模块210产生。

参照表2，RF切换器200的操作说明如下。如果想要有RF信号在共同埠RFC和埠RF1之间传递，开关M1要开启(可让交流信号通过)，并且开关M2要关闭(可让交流信号无法通过)。在MOSFET的例子中，3.3V控制信号VC1耦接于开关M1的栅极端105(1)，同时耦接0V控制信号VC2至开关M2的栅极端105(2)。另外同时一偏压信号VC1B通过电阻110(1)-110(2)于开关M1的源／漏极端VS1、VD1提供偏压，另一偏压信号VC2B通过电阻110(3)-110(4)于开关M2的源／漏极端VS2、VD2提供偏压，以取代现有技术在开关M1-M2的源／漏极端VS1-2、VD1-2所使用的单一固定的偏压信号VBIAS。

此RFC-RF1导通组态中，开关M1的栅源电压VGS1是3.3V(3.3V-0V)而开关M2的栅源电压VGS2是-3.3V(0V-3.3V)。因此，开关M1开启而开关M2关闭。

导通组态

VC1

VD1=VS1

VGS1

VC2

VD2=VS2

VGS2

RFC-RF1

3.3V

0V

3.3V

0V

3.3V

-3.3V

RFC-RF2

0V

3.3V

-3.3V

3.3V

0V

3.3V

表2

反之，为使在共同埠RFC的RF信号传递至埠RF2，VC1、VC2、VC1B和VC2B会应用相反的控制／偏压信号。具体来说，0V控制信号VC1耦接在开关M1的栅极端105(1)，同时耦接3.3V控制信号VC2至开关M2的栅极端105(2)。另外，开关M1源极端VS1与漏极端VD1通过偏压信号VC1B偏压在3.3V，而开关M2源极端VS2与漏极端VD2通过偏压信号VC2B偏压在0V。此RFC-RF2导通组态中，开关M1的栅源电压VGS1是-3.3V，因而关闭；而开关M2的栅源电压VGS2是3.3V，因而开启。

基于上述说明可知，相较于RF切换器100的逆向栅源电压，RF切换器200的开关的逆向栅源电压增加，所以在本技术领域的技术人员应可明了图2中的RF切换器200可处理的最大电压振幅约为7.2V(开关M1或开关M2的2倍高电平控制电压（2*3.3V）加上2倍其临界电压Vth(2*0.3V))，明显高于RF切换器100可处理的最大电压振幅3.9V。

图3说明RF切换器200的输入信号的最大电压振幅320。当输入至RF切换器200的共同埠RFC的输入信号超过以-3.3V为中心点加/减3.6V时，输入信号将会漫过或淹过设定在关闭状态的开关。此最大电压振幅320几乎是现有RF切换器100组态下所容许的2倍。

因为隔直电容225(1)和225(2)的加入，开关M1和开关M2的源极端是相互隔离，因此所耦接的偏压信号VC1B、VC2B可彼此不同。

图4是本发明第二实施例RF切换器400的示意图。RF切换器400和RF切换器200的差别是额外的开关M3-M4和伴随的电阻410(1)-410(4)、412(1)-412(2)及隔直电容420(1)-420(4)，其中隔直电容420(1)-420(4)是成对地用以分别隔离开关M3和开关M4。当开关M3和开关M4开启时，其所在的路径是各自作为相对应的射频路径的分流路径。

另外，RF切换器400可另含电阻430，使一0V信号可通过电阻430耦接在共同埠RFC上。

图4中，埠RF1可被设计为发射埠TX，而埠RF2可被设计为接收埠RX。此时，RF切换器400可被应用于移动或无线装置里，并将一发射／接收天线耦接在共同埠RFC。当移动装置是在发射模式时，通向接收埠RX/RF2的射频路径最好能阻挡RF能量通过，亦即关闭。如果发射的RF能量通过通向接收埠RX/RF2的射频路径，此能量可能危害移动装置接收器的前端。因此，能将接收器与发射器隔离是非常重要的，而在此所描述的RF切换器都是以此为目的。

一般说来，共同埠RFC经由连接的天线所接收的信号能量是小于所发射的信号能量。如此，根据本发明的精神，RF切换器400的控制与偏压信号可视此切换器是用以接收或发射RF信号而有所不同。

参照表3，RF切换器400的操作结合不同的控制与偏压信号说明如下。

表3

值得注意的是，图4中的控制信号SW-SWB是等同于图1～2中的控制信号VC1-VC2，其分别控制开关M1和M2的栅极端(以及开关M3和M4的栅极端)。控制信号SW、SWB以及偏压信号的电平如表3所示，并描述于下。

当RF切换器400设定传递一信号至共同埠RFC以发射信号；亦即，根据设定控制信号SW为3.3V以及SWB为0V，共同埠RFC与发射埠TX/RF1之间的射频路径被选择导通。此组态中，开关M1开启，开关M3关闭(此分流路径是开路)，和节点VA是0V。同时，开关M2是关闭而开关M4是开启；如此，共同埠RFC与埠RX/RF2之间射频路径的分流路径可导通至地端。节点VB设定为3.3V，开关M2被逆向偏压在-3.3V(VGS2=0-3.3V)。

反之，如表3第二列所示的，不同的控制与偏压信号可用以关闭RF切换器400发射埠TX并导通接收埠RX。具体来说，控制信号SW可被设定为0.5V以及控制信号SWB可被设定为2.8V。此组态中，开关M1的VGS1是-2.3V(0.5V-2.8V)，因此被关闭。开关M3被开启以导通其分流路径。在接收端，开关M2的VGS2是2.3V(2.8V-0.5V)，因此被开启。同时，开关M4被关闭。

利用不同的控制／偏压信号导通RF切换器的发射和接收具有一特别的好处，例如，＂TX导通＂切换至＂RX导通＂时，RF切换器的瞬时切换时间可被改善；具体来说，因为电容225(1)从0V被充电至2.8V而电容225(2)从3.3V被放电至0.5V，切换时间被缩短。如果使用一般的0V/3.3V控制信号(相对于本实施例的0.5V/2.8V控制信号)，则其充放电时间将和电容在0V和3.3V之间充放电的时间等量。

总结来说，利用不同的控制信号以导通/关闭RF切换器400中的射频路径，能降低瞬时切换时间，因为高功率的发射态(高功率需求的逆向偏压为-3.3V）和低功率的接收态(低功率需求的逆向偏压为-2.3V)所需逆向偏压并不相同，而可缩小切换偏压的电压量。

图5是本发明第三实施例RF切换器500的示意图。为进一步降低RF切换器的瞬时切换时间，此实施例公开一个或多个充放电路510协助充电或放电隔直电容。充放电路510可取代或附加于第2、4图中不同的控制/偏压信号应用。RF切换器500与RF切换器200的差别是充放电路510的增加。依照预定想要的组态，充放电路510被用以对隔直电容120(1)、120(2)、225(1)和225(2)快速充电或放电，借以更快速地达到想要的栅源电压(及最终的开关开启/关闭状态)。当充放电路510致能时，充放电路510如同提供一低阻抗路径，以加速这些隔直电容的充电或放电。

图6A是充放电路510的一实施例。充放电路510包含两组多个串联或迭接的晶体管(MOSFET)组并互为并联。举例来说，晶体管组610可为多个NMOS串联在漏极端VD1和偏压信号VC1B之间。同样地，晶体管组620可为多个PMOS串联在漏极端VD1和偏压信号VC1B之间。意即，晶体管组610和晶体管组620为不同导电样态。其中每一个MOSFET的栅极端可被一充放电路控制模块630所控制。和图6A一样的电路可被应用在源极端VS1和偏压信号VC1B之间、源极端VS2和偏压信号VC2B之间以及漏极端VD2和偏压信号VC2B之间。

图6B是充放电路控制模块630的一实施例。控制模块630包含一上升/下降缘侦测电路632，其中包含至少一个延迟单元的逻辑电路。侦测电路632的输入信号可为控制信号VC1及/或VC2，并输出致能信号EN。致能信号EN被输入至反相器634，从而输出反相致能信号ENB。

图6A中，致能信号EN被提供至晶体管组610的多个晶体管中的每一个晶体管的栅极端，而反相致能信号ENB是提供至晶体管组620的多个晶体管中的每一个晶体管的栅极端。

图6C为控制信号VC1或VC2切换时，充放电路510应用的时序示意图。迭加于控制信号VC1或VC2时序650的是以虚线代表充放电路510应用的时序660(高电平代表致能，低电平代表去能)。具体来说，例如当控制信号VC1被侦测电路632侦测到上升缘或下降缘时，致能信号EN加在晶体管组610的栅极端，开启晶体管组610的晶体管。反相致能信号ENB加在晶体管组620的栅极端，也开启晶体管组620的晶体管。

请参照图6C的最左边，假设控制信号VC1是低电平，亦即在埠RF1和共同埠RFC间的射频路径被关闭。此时，偏压信号VC1B被设定为3.3V，亦即隔直电容120(1)和225(1)被充电至相同的电压(3.3V)。当埠RF1和共同埠RFC间的射频路径欲转变为导通状态时，控制信号VC1变为高电平(例如3.3V)而偏压信号VC1B改变为低电平(例如0V)。然而，因为隔直电容120(1)和225(1)先前已被充电至3.3V，于此瞬间，栅源电压VGS1将为0(亦即3.3V-3.3V)。因为VGS1不大于开关M1的临界电压，所以无法立即开启开关M1，更遑论将开关M1设置于期望的过驱(Overdrive)状态。

为了更快速增加栅源电压VGS1以进入过驱状态，充放电路510可在一段时间(由控制模块630所设定，并如时序660所示)内快速放电隔直电容120(1)和225(1)。具体来说，时序660所示的致能信号EN被耦接在晶体管组610的栅极端，而其反相致能信号ENB被耦接在晶体管组620的栅极端；这提供了一非常低阻抗路径(相对于经由电阻110(1)和110(2)的路径)到0V的VC1B，如此，可将隔直电容120(1)和225(1)从3.3V快速放电至0V(VC1B的电平)。

如图6C的时序图所示，充放电路510仅操作于一有限的时间内，并可依据相对的隔直电容充放电所需的时间长度决定。在侦测电路632内的延迟单元提供调整充放电路510操作所需时间长度的功能。

上述讨论是关于射频路径从关闭到导通的转变和隔直电容的放电。而本技术领域的技术人员应可明了，当射频路径从导通到关闭时，充放电路510亦可协助隔直电容的充电。路径导通时，偏压信号VC1B设定为0V；即射频路径从导通到关闭的转变前，隔直电容维持在0V。当转变发生时，偏压信号VC1B从低电平转变至高电平(例如从0V到3.3V)。此时，希望对隔直电容快速充电，使开关的逆向偏压快速增加，以确保此射频路径迅速关闭。

因此，当偏压信号VC1B变为高电平及充放电路510被导通时，耦接3.3V电压源(偏压信号VC1B)的低阻抗路径被直接加在所选择射频路径的隔直电容上，如此，可将隔直电容120(1)和225(1)从3.3V快速充电至3.3V(VC1B的电平)。

更确切地，如图5的实施例，充放电路510被同时应用到从导通到关闭以及从关闭到导通的射频路径上，因而降低RF切换器500的切换时间。

图7是应用充放电路510的RF切换器的埠RF1和埠RF2的输出仿真结果示意图。如图7所示，控制信号VC1变为高电平后，很快地，致能信号EN变为高电平并维持一相对短的时间(例如100纳秒)，此时，控制信号VC2是低电平，偏压信号VC2B是高电平，导致源／漏极端VS2-VD2转变为高电平(参照图2的说明)。事实上，如果源／漏极端VS2-VD2更快地达到高电平(和同时的低电平控制信号VC2应用)，则RF切换器500可更快地隔离朝向埠RF2的射频路径。如图7所示，源极端VS2(和漏极端VD2)在约100纳秒内达到高电平。

同样地，当控制信号VC1变为低电平以及控制信号VC2为高电平时，朝向埠RF2的射频路径被导通。此时，需要开关M1的栅源电压尽快地达到逆向偏压并关闭。如图7所示，当控制信号VC2变为高电平，充放电路510被致能信号EN导通并且源极端VS1(和漏极端VD1)在约100纳秒内很快地达到高电平。

另外，图5的RF切换器500在没有使用充放电路510的情况下仿真，则源／漏极端瞬时切换时间将高达超过3微秒的数量级。

综上所述，本发明所公开的RF切换器是利用不同的控制和偏压信号，甚或充放电路的使用，以降低RF切换器的瞬时切换时间并增加可处理的最大输入电压振幅。如此，相较于现有技术，本发明的RF切换器可同时具有较高的功率处理能力，以及较快的切换速度。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种射频切换器，包含：

一共同埠；

一第一埠，与所述共同埠之间形成一第一射频路径；

一第一开关，具有第一端、第二端，以及控制端，所述第一开关设置于所述第一射频路径；

一第一对隔直电容，分别与所述第一开关的第一端、第二端耦接于一第一节点与一第二节点；

所述第一节点位于所述第一对隔直电容的隔直电容与所述第一开关的第一端之间，所述第二节点位于所述第一对隔直电容的另一隔直电容与所述第一开关的第二端之间，及

所述射频切换器的特征在于还包含：

一第一充放电路，根据所述第一射频路径是否被导通，对耦接于所述第一节点的所述隔直电容进行充电或放电，所述第一充放电路对所述第一节点的所述隔直电容进行充电或放电的路径为低阻抗路径。

2.如权利要求1所述的射频切换器，其特征在于，还包含：

一第二充放电路，根据所述第一射频路径是否被导通，对耦接于所述第二节点的所述隔直电容进行充电或放电。

3.如权利要求1所述的射频切换器，其特征在于，还包含：

一第二埠，与所述共同埠之间形成一第二射频路径；

一第二开关，具有第一端、第二端，以及控制端，所述第二开关设置于所述第二射频路径；

一第二对隔直电容，分别与所述第二开关的第一端、第二端耦接于一第三节点与一第四节点；及

一第三充放电路，所述第三充放电路根据所述第二射频路径是否被导通，对耦接于所述第三节点的所述隔直电容进行充电或放电。

4.如权利要求3所述的射频切换器，其特征在于，还包含：

一第二充放电路，根据所述第一射频路径是否被导通，对耦接于所述第二节点的所述隔直电容进行充电或放电；及

一第四充放电路，根据所述第二射频路径是否被导通，对耦接于所述第四节点的所述隔直电容进行充电或放电。

5.如权利要求1所述的射频切换器，其特征在于，所述第一充放电路包含多个串联的晶体管。

6.如权利要求1所述的射频切换器，其特征在于，所述第一节点与所述第二节点受一第一预定偏压所偏压，所述第一充放电路的一输入端亦接收所述第一预定偏压。

7.如权利要求3所述的射频切换器，其特征在于，所述第一节点与所述第二节点受一第一预定偏压所偏压，所述第一充放电路的一输入端亦接收所述第一预定偏压，所述第三节点与所述第四节点受一第二预定偏压所偏压，所述第三充放电路的一输入端亦接收所述第二预定偏压。

8.如权利要求1所述的射频切换器，其特征在于，还包含：

一充放电路控制模块，用以提供一预定时间的一第一控制信号至所述第一充放电路，以控制所述第一充放电路进行充电或放电。

9.如权利要求8所述的射频切换器，其特征在于，所述第一控制信号为受所述第一开关的控制端所接收的一第二控制信号的上升缘或下降缘所触发。

10.如权利要求8所述的射频切换器，其特征在于，所述预定时间的时间长度为根据所述第一充放电路对耦接于所述第一节点的所述隔直电容进行充电或放电所需的时间。