CN103636122A - 非福斯特电路 - Google Patents

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Abstract

一种差分电路拓扑结构，其用于产生可调浮动负电感、负电容、负电阻/电导、或者三者的组合。这些电路通常被称为“非福斯特电路”。所公开的这些电路的实施例包括两对交叉耦接的差分晶体管、负载导抗、多个电流源、两个共模反馈（CMFB）网络、至少一个可调（可变）电阻、以及两个呈现期望导抗的端子。所公开的这些电路的实施例可被配置为负阻抗变换器（NII）或负阻抗转换器（NIC）并为开路稳定（OCS）或短路稳定（SCS）的。

Description

非福斯特电路
相关申请的交叉引用
本申请要求于2011年4月7日提交的序号为61/473,076且标题为“Wideband Adaptable Artificial Impedance Surface”的美国临时申请的优先权，现通过引用将该美国临时申请的公开并入本文。
本申请还要求于2011年7月6日提交的序号为61/505,037且标题为“Differential Negative Impedance Converters andInverters with Tunable Conversion Ratios”的美国临时申请的优先权，现通过引用将该美国临时申请的公开并入本文。
本申请与于2011年7月6日提交的序号为13/177,479且标题为“Wide Bandwidth Automatic Tuning Circuit”的美国专利申请（代理人案号：626367-2）相关，现通过引用将该美国专利申请的公开并入本文。
技术领域
本技术针对差分电路拓扑结构，其用于产生可调或可变负电感、负电容、负电阻/电导、或者三者的组合。除上所述，本技术还针对具有可变或可调转换比率的差分负阻抗转换器和变换器。
背景技术
非福斯特电路（NFC）本身已经是现有技术中众所周知的并可被配置为负阻抗变换器（NII）或负阻抗转换器（NIC）。前者将负载导抗转换为它的逆反（例如，将电容器转换为负感应器），后者将负载导抗转换为它的负值（例如，将电容器转换为负电容器）。
J.G.Linvill首先在1953年6月的Proceedings of the IRE,vol.41,pp.725-729中的“Transistor Negative-ImpedanceConverters”中提出了NIC电路存在的可能性。
本技术与Linvill的NIC不同，它是一种单端的NIC。Linvill提出：1）浮动NIC不能用于NII操作并且不能通过可变电阻器调整；以及2）接地的NIC为单端的，因此不适用于需要浮动导抗的情况。接地NIC的缺点是偏置电流必须流经负载（当负载为电容器时是存在问题的）或流经负载附近（这会导致共振，当使用感应器时会导致振荡，或者使用电阻器时会导致性能下降）。此外，制作这些电路时使用了分立式晶体管，而偏置网络是由电阻分压构成的，这与集成电路（IC）的设计是不同的形式，并且在创建负电感和电容时会导致低性能。其他人也使用分立式晶体管构建了单端Linvill电路。例如，参见S.E.Sussman-Fort和R.M.Rudish于2009年8月在IEEETransactions on Antennas and Propagation,Vol.57中的“Non-Foster Impedance Matching of Electrically-SmallAntennas”。
R.L.Brennan、T.R.Viswanathan和J.V.Hanson提出了CMOS中的NIC IC，但是它只是一种单端电路，并且它只考虑了生成负电阻的能力。参见1988年10月IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.32,no.5中的“The CMOS Negative Impedance Converter”。
已经已知负阻抗转换器（NIC）和变换器（NII）有数十年了，长久以来一直有将它们用于天线阻抗匹配应用的需要。但是，由于电路的不稳定性（即，电路趋于振荡），几乎没有成功实现这些电路。据信，没有任何先前的实证表明这些电路可以被商业化生产；更确切地，不得不在实验中进行调整。本技术满足了能够被大量生产的设计需要，并显示出在适当的负载条件下是稳定的。
发明内容
本技术是一种差分电路拓扑结构，其用于产生可调浮动负电感、负电容、负电阻/电导、或者三者的组合。这些电路通常被称为“非福斯特（non-Foster）电路”。该电路包括两对交叉耦接的差分晶体管、负载导抗、多个电流源、两个共模反馈（CMFB）网络、至少一个可调电阻、呈现期望导抗的两个端子。该电路可被配置为负阻抗变换器（NII）或负阻抗转换器（NIC）。
本技术的目的是创建负感应器、电容器、电阻器（即非福斯特电路），从而显著增加天线和超材料的带宽。众所周知，这两种应用受到带宽的限制，因此特别试图使它们小型化，例如使用电小天线（ESA）。已经展示出非福斯特电路可显著提升匹配电路的性能，该匹配电路用于使ESA与无线电接收机和/或发送机匹配。但是，用于实现该改进的努力极少成功，这是因为：第一，这些电路具有潜在的不稳定性；以及第二，它们必须被以较小的稳定裕度操作。ESA的最一般定义是（有源元件的）最大尺寸不大于天线期望以其操作的频率的波长的1/2π。因此，对于长度为λ/2π的偶极子，将直径为λ/2π的环或对角线尺寸为λ/2π的板块看作电小。
本文所公开的电路具有下面的一些可视为优点的方面：差分拓扑允许偏置网络与RF稳定性分析的分离；可调性允许电路接近不稳定点但实际不会到达不稳定状态，还能够调除寄生效应；以及该电路可实施在IC中。IC实施还具有更多优点：由于小尺寸而减小了寄生效应，实施偏置网络的丰富选项，用于差分拓扑的良好设备匹配，小尺寸允许将电路置于小空隙中，可针对阵列应用实现数百或更多的电路（这利用现有技术是不实际的）。
所公开的电路为非福斯特电路（NFC），其包括：两对交叉耦接的差分晶体管，这两对差分晶体管的每个晶体管都具有一对载流电极和一个控制电极，所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的一个载流电极，所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的一个载流电极；负载导抗和第一控制电阻，所述负载导抗耦接到所述两对差分晶体管的所述第一对中的每个晶体管的一个载流电极，所述第一控制电阻耦接到所述两对差分晶体管的所述第一对中的每个晶体管的另一个载流电极；多个电流源，用于为所述两对差分晶体管的每个晶体管的至少一个载流电极提供电流；两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对差分晶体管的一对中的晶体管的载流电极；以及呈现期望导抗的端子和第二控制电阻，所述端子耦接到所述两对差分晶体管的所述第二对中的每个晶体管的一个载流电极，所述第二控制电阻耦接到所述两对差分晶体管的所述第二对中的每个晶体管的另一个载流电极，第一和第二控制电阻的电阻值乘积设置负载导抗与期望导抗之间的转换率。
附图说明
图1a至图1d描绘了差分可调NII/NIC的四个实施例，它们是开路稳定（OCS）或短路稳定（SCS）的。
图2与图1相似，展示用于代替双极晶体管的FET晶体管。
图3描绘了利用BiCMOS处理实现的可调SCS NII的示意图。
具体实施方式
差分电路拓扑结构可产生可调浮动负电感、负电容、负电阻/电导、或者三者的组合。产生负电容、电感和/或电阻的电路通常被称为“非福斯特电路”，这是因为它们违背了福斯特关于无源无损1端口电路的电抗定理，该定理表明，电抗和电纳必须频繁地增长。
图1a至图1d中展示的电路分别包括两对交叉耦接的差分晶体管（Q1、Q2和Q3、Q4；展示了双极晶体管，但是如果需要可使用FET代替）、跨越一对差分晶体管连接的负载导抗（YL或ZL）、四个电流源（CS1-CS4）、两个共模反馈网络（CMFB1和CMFB2）、跨越两对差分晶体管连接的四个可调（可变）电阻器（R1-R4）、以及呈现期望导抗的两个端子（图1a和图1d中的YNII；图1b和图1c中的ZNII）。图1a-图1d中展示了四个实施例，描绘了开路稳定（OCS）或短路稳定（SCS）的NII和NIC的拓扑结构。在所有的四个实施例中，电阻器R1和R2的值改变了转换比率—导致可调操作—并且它们中的任意一个可以被固定。R3和R4是可选择性使用的可调电阻，例如为了调除寄生电阻/电导，根据需要，它们可以是可调的、固定的、或可以被删除。如在下面的分析中看出的，R4不影响端子上生成的导抗，因此，如果使用了R4，则端子上生成的导抗受由R1和R2以及由R4（如果存在）设置的转换率的影响。
图1a描绘了SCS NII的实施例，其具有两对交叉耦接的差分晶体管（Q1、Q2和Q3、Q4）和两个共模反馈网络（CMFB1和CMFB2）。假定为理想晶体管，输入导纳为：
YNII=-1/[R1R2YL]+1/R4，
其中，R1为电阻器R1的电阻，R2为电阻器R2的电阻，等等。
在图1a的优选实施例中，负载jBL只是电容器，使得电路产生负电感，可以删除R4使得1/R4退出等式，从而使其简化。电路为SCS表明当输出被短路时一定稳定。在使用中，SCS电路通常会与并联谐振导纳（如，隙缝天线或人造磁导体单位晶格）并联布置，从而确保DC的稳定性。
图2展示了用于代替图1a的双极晶体管Q1-Q4的FET Q1-Q4。该替换是直接进行的，因此只描绘图1a的SCS NII，但是对于图1b-图1d的NFC也可容易地实施。
图1b描绘了一个OCS NII，其中的输入阻抗是由负载阻抗的按比例倒置与R4的并联的组合给出的：
ZNII=（-R1R2/ZL）//R4
可将其重写为
Figure BDA0000405894220000051
其中R1为电阻器R1的电阻，R2为电阻器R2的电阻，等等。
图1b的实施例为OCS，其确保端子开路时稳定。例如，在使用中，OCS可与串联谐振阻抗（如，单极和双极型天线）串联布置，从而确保DC的稳定性。在图1b的优选实施例中，ZL包括被转化的电容器，用于创建负电感。可删除电阻器R4，从而将上面的等式简化为：
ZNII=-R1R2/ZL
图1c和图1d中分别描绘了OCS和SCS的NIC电路。假定为理想晶体管，输入导抗可通过适当替代电阻器、负载和输出来根据NII的进行计算。在优选实施例中，电容器被转换为负电容器。应当理解，其它的实施例会对感应器、电阻器、或者电容器、感应器、电阻器的组合进行转化/转换。
在所有情况中，负载导抗与期望导抗之间的转换率为R1和R2的值的乘积的函数，但是如果存在R4，该转换率也是R4的值的函数。该转换率还是交叉耦接的晶体管的跨导的函数，这在2012年1月的IEEE Microwave and Wireless Components Letters,Vol.22,No.1中公开的标题为“A Variable Negative-Inductance IntegratedCircuit at UHF Frequencies（UHF频率的可变负电感集成电路）”的论文中给予了更全面的说明，在此通过引用将其公开的内容并入本文，并在此作为附录A。
对本发明进行了简化，从而使用BiCMOS处理进行实践。根据图1a的实施例设计和制造了一种1x1mm2的IC，该IC具有-70nH至-40nH的可调电感。图3中展示的整体示意图展示了利用PMOS FET晶体管和电阻器、以及具有电流镜的电流源实现CMFB1和CMFB2的技术。该实施例包含了单独的可调或可变的电阻器R2，该R2通过NMOSFET晶体管实施并且优选地与固定电阻器并联；R2的电阻随着NMOSFET的栅极电压的变化而变化。在图3的实施例中，未实施图1a中的可选的电阻器R3和R4。共模反馈电路CMFB1和CMFB2的电阻器优选的是具有高阻值，从而对共模反馈电路CMFB1的与负载电容器并联的、并在输出端（图3的负电感端子）被转换为负电阻的电阻器的影响甚微。同样，在图3的实施例中，以电流镜实现了图1a的四个电流源，电流镜将分别来自四个电流源的基准电流设置为相同值，其大小可由外部电压Vc控制。
关于实践该减小的更多讨论在上述的2012年1月在IEEEMicrowave and Wireless Components Letters,Vol.22,No.1公开的标题为“A Variable Negative-Inductance Integrated Circuitat UHF Frequencies”的论文中进行了阐述。
已经结合一些实施例对本发明进行了描述，本领域内的技术人员自然会想到对本发明的修改。因此，本发明不仅限于所公开的各实施例，除非所附权利要求特别要求。
优选地，包括本文描述的所有元件、部件和步骤。需要了解的是，任意所有的这些元件、部件和步骤都可被其它元件、部件和步骤替换或可以被全部删除，这对本领域内的技术人员是显而易见的。
概括地，本文至少公开了一种差分电路拓扑结构，其用于产生可调浮动负电感、负电容、负电阻/电导、或者三者的组合。这些电路通常被称为“非福斯特电路”。所公开的这些电路的实施例包括两对交叉耦接的差分晶体管、负载导抗、多个电流源、两个共模反馈（CMFB）网络、至少一个可调（可变）电阻、以及两个呈现期望导抗的端子。所公开的这些电路的实施例可被配置为负阻抗变换器（NII）或负阻抗转换器（NIC），并为开路稳定（OCS）或短路稳定（SCS）的。
构思
本文还公开了至少下面的构思。
构思1.一种非福斯特电路，其包括：
交叉耦接的两对差分晶体管，所述两对差分晶体管的每个晶体管具有一对载流电极和一个控制电极，所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的一个载流电极，所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的一个载流电极；
负载导抗和第一控制电阻，负载导抗耦接到所述两对差分晶体管中的所述第一对的每个晶体管的一个载流电极，第一控制电阻耦接到所述两对差分晶体管中的所述第一对的每个晶体管的另一个载流电极；
电流源，其用于为所述两对差分晶体管中的每个晶体管的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到所述两对差分晶体管中的一对的晶体管的载流电极；以及
在其上产生期望导抗的端子和第二控制电阻，所述端子耦接到所述两对差分晶体管中的所述第二对中的每个晶体管的一个载流电极，第二控制电阻耦接到所述两对差分晶体管中的所述第二对中的每个晶体管的另一个载流电极，至少部分基于第一和第二控制电阻的电阻值乘积的函数设置负载导抗与期望导抗之间的转换率。
构思2.如构思1所述的非福斯特电路，其中所述晶体管为双极晶体管。
构思3.如构思1所述的非福斯特电路，其中所述晶体管为FET晶体管。
构思4.如构思1所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
构思5.如构思4所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
构思6.如构思4所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
构思7.如构思1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
构思8.如构思1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
构思9.如构思1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
构思10.如构思1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
构思11.如构思1所述的非福斯特电路，其中与所述负载导抗和/或呈现期望导抗的端子并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应，其中所述转换率也是与所示端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
构思12.一种非福斯特电路，其包括：
两对交叉耦接的晶体管；
第一连接端子和第二连接端子，第一连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的第一对的第一载流电极，第二连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第三连接端子，其连接到两对交叉耦接的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为两对交叉耦接的晶体管中的每对的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对交叉耦接的晶体管中的每对的载流电极；以及
第四连接端子，其耦接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第二对的载流电极，至少部分基于在使用中连接在所述第二和第三连接端子上的第一和第二控制电阻的电阻乘积的函数设置在使用中连接在所述第一连接端子上的提供负载与在使用中呈现在所述第四连接端子上的负载之间的转换率。
构思13.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为双极晶体管。
构思14.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为FET晶体管。
构思15.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
构思16.如构思15所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
构思17.如构思15所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
构思18.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
构思19.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
构思20.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
构思21.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
构思22.如构思12所述的非福斯特电路，其中与所述第一连接端子上的电抗性负载并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应。
构思23.如构思12所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是与所述第四连接端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
构思24.一种非福斯特电路，其包括：
两对交叉耦接的晶体管；
第一连接端子和第二连接端子，第一连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的第一对的第一载流电极，第二连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第三连接端子，其连接到两对交叉耦接的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为两对交叉耦接的晶体管中的每对的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对交叉耦接的晶体管中的每对的载流电极；以及
第四连接端子，其耦接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第二对的载流电极。
构思25.如构思24所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为双极晶体管。
构思26.如构思24所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为FET晶体管。
构思27.如构思24所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
构思28.如构思27所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
构思29.如构思27所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
构思30.如构思24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
构思31.如构思24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
构思32.如构思24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
构思33.如构思24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
构思34.如构思24所述的非福斯特电路，其中在使用中与所述第一连接端子上的电抗性负载并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应。
构思35.如构思24所述的非福斯特电路，其中在使用中连接在所述第一连接端子上的电抗与在使用中呈现在所述第四连接端子上的负电抗之间的转换率是至少部分基于在使用中连接在所述第一和第三连接端子上的第一和第二控制电阻的电阻乘积的函数。
构思36.如构思35所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是与所述第四连接端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
构思37.如构思35所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是所述交叉耦接的晶体管的跨导的函数。
附录A
IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS,VOL.22,NO.1,
JANUARY 2012
Manuscript received July 26,2011;accepted October 20,2011 date ofpublication December 16,2011;date of current version January 11,2012.This work was supported in part by the U.S.Air Force ResearchLaboratory under contract FA8718-10-C-0007.
The authors are with the HRL Laboratories,LLC.,Malibu,CA 90265USA(e-mail:crwhitehrl.com).
Color versions of one or more of the figures in this letter are availableonline at http://ieeexplore.ieee.org.
Digital Object Identifier10.1109/LMWC.2011.2175718
UHF频率的可变负电感集成电路
Carson R.White,Member,IEEE,Jason W.May,Member,IEEE,and
Joseph S.Colburn,Member,IEEE
摘要——提出了根据Linvill的不平衡负阻抗转换器得到的浮动可变的负阻抗变换器（NII）。已经利用从-64nH调谐到-40nH的电感使用IBM 8HP BiCMOS处理实现了一种负电感集成电路（IC）。该IC为短路稳定的（已经过实验验证）并且在端子处被dc耦合，使其能够直接应用于隙缝天线和人造磁导体的导纳消除。本文描述了电路拓扑、测量技术、和测量数据。
索引词——有源天线，有源电感，阻抗匹配，非福斯特电路，可调电路和器件
I.引言
由于空气动力学和设计风格的原因，在许多移动平台上都尤其期望使用共形和隐藏式天线。但是，在VHF和UHF频率下，许多相关的平台的都为约一个波长或更小，这要求天线为电小天线，导致当采用无源匹配时基本带宽效应折衷。同样地，诸如人造磁导体之类的元表面（metasurface）的带宽受电厚度的限制[1]。
非福斯特电路[2]（之所以被称为非福斯特电路是因为它们违背了福斯特电抗定理）通过利用负电感器或负电容器取消了天线[3]或宽带宽上的表面[4]导抗来克服这些限制。可以使用负阻抗转换器（NIC）或负阻抗变换器（NII或NIV）来合成这些非无源无功元件，NIC或NII是分别将无源电容器转换为负电容器或负感应器的反馈电路。
早在1965年就使用接地NII[5]描述了1kHz下的负电感，而且许多作者使用各种类型的运算放大器和操作在1MHz以下的电流输送机描述了用于浮动负电感的电路。已经针对微波频率提出了基于晶体管的负电感电路[6]，[7]；但是，这些作者没有意识到1MHz以上的浮动负电感的稳定论证。
实现非福斯特电路的主要挑战在于稳定性；NIC和NII是附条件稳定的，由于导抗消除更完全，因此稳定性裕度通常接近零。该挑战被实际电路中的偏置网络寄生效应放大，偏置网络寄生效应能导致振荡、闭锁或减小的电路性能。作者提出了具有以下优点的差分NII：通过对称将可变NII的操作与偏置网络分离，转换率变化而不改变静态电流或节点电压，并且不需要扼流或dc阻断。从Linvill的NIC[3],[8]得到该差分集成电路（IC），并且从5pF的电容器合成-64nH到-40nH的可变浮动电感。当连接到感应RF探针时，该电路稳定。本文描述了电路拓扑，之后描述了测量技术及测量数据。
II.电路描述和设计
负电感IC的核心是差分NII（图1），其包括两对交叉耦合的差分NPN晶体管。NII将负载导纳（连接在Q1和Q2的集电极之间）在RF端子处（Q3和Q4的集电极之间）转换为其负逆（通过转换因子缩放）。忽略输出节点处的寄生效应：
Y NII = - K 2 Y L - - - ( 1 )
其中，首先令
K 2 = g m 2 [ ( 2 + g m R 1 ) ( 2 + g m R 2 ) ] - - - ( 2 )
gm是每个晶体管的跨导，假设其对于Q1至Q4是相同的。R1是Q1和Q2的发射极之间的电阻，以及R2是Q3和Q4的发射极之间的电阻。忽略所有的寄生效应，通过LNII=-CL/K2给出输入电感。LNII通过改变R2而改变，其通过改变M1的栅极上的电压VR来完成。
Q1至Q4的发射极处的电流镜将每个晶体管的静态电流设置为2mA，并且通过共模反馈电路CMFB1和CMFB2来设置集电极电压。由于差分晶体管对为dc耦合，因此基极电压等于集电极电压（除了器件失配的影响）。由Vdd和GND管脚来提供电力，而VC控制静态电流。
已经以IBM 8HP SiGe BiCMOS处理在1×1mm2的晶片（图2）上实现了该电路。CL包括两个并联的2.5pF的金属-绝缘体-金属（MIM）电容器，M1是宽度和长度分别为60和0.48μm的厚氧化物NFET。RF焊盘在芯片的左侧和右侧，并且其中心到中心的间隔为750μm，而dc焊盘在顶部和底部；Vdd和GND提供电力。图1中针对包含Q2的分支示出了仿真的dc节点电压和电流，其对于所有的其他分支而言是相同的。
Figure BDA0000405894220000152
已使用环路增益的方法[9]分析了该电路的稳定性，并且从暂态仿真提取了任意振荡的频率和功率。通过在图1所示的位置（LG测试点）处中断反馈回路来计算差模和共模环路增益，其中共模环路增益给出了偏置网络的稳定性，差模环路增益给出了NII模式的稳定性。该方法直观地给出了改变什么参数来实现稳定性，以及如果可以找到中断所有回路的单个电线，则该方法是严密的。
III.负电感测量
A.方法
为了观察到稳定的负电感，适当的测量技术是必要的。理想电感器L<0连接到具有50Ω端口阻抗的矢量网络分析仪（VNA）的端口的简化情形是不稳定的（等效电路具有负时间常数）。但是，通过将电感小于|L|的正“扩量程（swamping）”电感器与VNA端口并联连接（类似于[3]中的扩量程电容器）可以是该系统稳定，且可以通过校准来移除其影响。
本文所给出的NII比以上所讨论的示例更复杂；然而，仿真表明扩量程电感器使得该电路稳定。通过在接地端与距离末端约0.8mm的信号导体之间连接43nH（±2%）的电感器来修改50Ω的矮型信号（Ground-Signal，G-S）探针。
使用修改了的RF探针来测试几个小方块（相同设计）的导纳和稳定性，本文中给出了代表晶片的性能。探针连接到将电路连接到矢量网络分析仪（VNA）或普分析仪的RF开关。电路首先被连接到普分析仪，随着VR从1.5偏移到2.6V来针对振荡检验该电路；然后随着VR从1.5偏移到2.6V使用VNA来测量导纳。
为了确保小信号操作，VNA端口功率被设置为-30dBm，并且对探针末端执行开路短路负载校准。该校准包括扩量程电感器，因此在约40MHz以上是有效的，其中扩量程电感器的电抗≥11Ω。在较低的频率下，电感器使探针短路，所有校准标准的反射系数接近-1。
B.结果
等效电路（图3）已适合于测量和仿真导纳；L和R分别为负电感和电阻，其主要由YL的负逆贡献。G和C是正的，并主要由输出节点处的分流寄生引起。图3中针对VR=2.0V比较了测量和仿真（Spectre[10]）导纳；等效电路（每个曲线具有不同的值）很好地描述了10MHz-1GHz上的两条曲线。测量和仿真电导分别在400和600MHz下与零交叉。
在图4中对负电感电路的测量等效电路参数与作为VR的函数的仿真参数（以及NPN器件的±1标准偏差的处理变化界限）进行了比较，在表1中概括了电路稳定性。测量电感从VR=1.5V的-64nH改变为VR=2.3V的-40nH，然后当VR增大到2.4V时电路在45MHz处振荡。这与仿真良好一致，其中电感从VR=1.5V的-68nH改变为VR=2.2V的-44nH，当VR>2.2V时在49MHz处振荡。
寄生电阻R与仿真一致，由于其主要由（1）所给出的YL的负逆所引起，因此其随VR的变化趋势与L随VR的变化趋势一样。另一方面，G和C仅稍微随VR的变化而变化，并且均高于预期。一些额外的电容可能是由于RF焊盘（未包括），以及另外的电容和电导可能是由于静电放电保护（已对其进行了初步建模）。
表1
电路稳定性
VR（无发射） L（无发射） 振荡频率 发射功率α
测量的 ≤2.3V ≤-40nH 45MHz -28dBm
仿真的 ≤2.2V ≤-44nH 49MHz -26dBm
α当VR为最大稳定值以上0.2V时，50Ω负载与43nH电感器并联
除了以-30dBm的入射功率进行小信号测量，以从-40dBm变化到0dBm的功率来测量导纳。L是几乎高达-25dBm的常数，然后开始以绝对值增长。在VR=2.0V时，|L|在-20dBm和-15dBm时分别增长7%和20%。
已针对50Ω负载和43nH电感器的并联组合在27℃下仿真了输出噪声电压。当VR=2.0V时，输出噪声在49MHz、100MHz和200MHz下分别为11、4和2nV/√Hz。在49MHz下增长的噪声是由于正反馈产生的。
IV.结论
利用从-64nH调整到-40nH的电感使用IBM8HP BiCMOS处理实现了负电感IC。使用从Linvill的不平衡负阻抗转换器得到的差分NII来实现浮动负电感。利用集成扩量程电感器使用专用RF探针使负电感和稳定性仿真生效。
该IC是短路稳定的，并在端子处被dc耦合，使得其能够直接应用于隙缝天线及某些类别的有源超材料（例如，人造磁导体）的电纳消除。大信号测量表明在非线性影响变得显著之前该电路用于高达-25dBm的入射功率；但是，作者期望该提高了的功率运用于未来的设计中。
感谢
作者对M.Yung、D.Hitko和C.McGuire的见解和帮助表示感谢。
参考
[1]C.R.Brewitt-Taylor,“Limitation on the bandwidth ofartificial perfect magnetic conductor surfaces,”IET Microw.Antennas Propag.,vol.1,no.1,pp.255–260,Feb.2007.
[2]S.D.Stearns,“Non-Foster circuits and stabilitytheory,”in Proc.IEEE Ant.Prop.Int.Symp.,2011,pp.1942–1945.
[3]S.E.Sussman-Fort and R.M.Rudish,“Non-Fosterimpedance matching of electrically-small antennas,”IEEE Trans.Antennas Propag.,vol.57,no.8,pp.2230–2241,Aug.2009.
[4]D.J.Kern,D.H.Werner,and M.H.Wilhelm,“Activenegative impedance loaded EBG structures for the realizationof ultra-wideband Artificial Magnetic Conductors,”in Proc.IEEE Ant.Prop.Int.Symp.,2003,vol.2,pp.427–430.
[5]E.H.Kopp,“Negative impedance inverter circuits,”Proc.IEEE,vol.53,no.12,pp.2125–2126,Dec.1965.
[6]S.G.E.Khoury,“New approach to the design of activefloating inductors in MMIC technology,”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,vol.44,no.4,pp.505–512,Apr.1996.
[7]S.Yang,G.Ryu,and K.Seo,“Fully symmetricaldifferential-pair type floating active inductors,”in Proc.IEEE ISCAS’97,Jun.1997,vol.1,pp.93–96.
[8]J.G.Linvill,“Transistor negative-impedanceconverters,”Proc.IRE,vol.41,no.6,pp.725–729,Jun.1953.
[9]M.Tian,V.Visvanathan,J.Hantgan,and K.Kundert,“Striving for small-signal stability,”IEEE Circuits DevicesMag.,vol.17,no.1,pp.31–41,Jan.2001.
[10]Spectre RF Product Documentation Version7.0.1.Cadence Design Systems,San Jose,CA,2008.
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种非福斯特电路，其包括：
交叉耦接的两对差分晶体管，所述两对差分晶体管的每个晶体管具有一对载流电极和一个控制电极，所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的一个载流电极，所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的一个载流电极；
负载导抗和第一控制电阻，所述负载导抗耦接到所述两对差分晶体管中的所述第一对的每个晶体管的一个载流电极，所述第一控制电阻耦接到所述两对差分晶体管中的所述第一对的每个晶体管的另一个载流电极；
电流源，其用于为所述两对差分晶体管中的每个晶体管的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对差分晶体管中的一对的晶体管的载流电极；以及
在其上产生期望导抗的端子和第二控制电阻，所述端子耦接到所述两对差分晶体管中的所述第二对中的每个晶体管的一个载流电极，所述第二控制电阻耦接到所述两对差分晶体管中的所述第二对中的每个晶体管的另一个载流电极，至少部分基于所述第一控制电阻和第二控制电阻的电阻值乘积的函数设置负载导抗与期望导抗之间的转换率。
2.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述晶体管为双极晶体管。
3.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述晶体管为FET晶体管。
4.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
5.如权利要求4所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
6.如权利要求4所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
7.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
8.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
9.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
10.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
11.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中与负载导抗和/或呈现期望导抗的端子并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应，以及其中所述转换率也是与所述端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
12.一种非福斯特电路，其包括：
两对交叉耦接的晶体管；
第一连接端子和第二连接端子，所述第一连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的第一对的第一载流电极，所述第二连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第三连接端子，其连接到两对交叉耦接的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为两对交叉耦接的晶体管中的每对的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对交叉耦接的晶体管中的每对的载流电极；以及
第四连接端子，其耦接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第二对的载流电极，至少部分基于在使用中连接在所述第二和第三连接端子上的第一和第二控制电阻的电阻乘积的函数设置在使用中连接在所述第一连接端子上的提供负载与在使用中呈现在所述第四连接端子上的负载之间的转换率。
13.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为双极晶体管。
14.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为FET晶体管。
15.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
16.如权利要求15所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
17.如权利要求15所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
18.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
19.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
20.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
21.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
22.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中与所述第一连接端子上的电抗性负载并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应。
23.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是与所述第四连接端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
24.一种非福斯特电路，其包括：
两对交叉耦接的晶体管；
第一连接端子和第二连接端子，所述第一连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的第一对的第一载流电极，所述第二连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第三连接端子，其连接到两对交叉耦接的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为两对交叉耦接的晶体管中的每对的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对交叉耦接的晶体管中的每对的载流电极；以及
第四连接端子，其耦接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第二对的载流电极，所述非福斯特电路在使用中实现所述第四连接端子上的负电抗。
25.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为双极晶体管。
26.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为FET晶体管。
27.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中在两对交叉耦接的晶体管中的第一对和第二对中的载流电极上分别施加所述第一控制电阻和第二控制电阻，以及其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
28.如权利要求27所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
29.如权利要求27所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
30.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
31.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
32.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
33.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
34.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中在使用中与所述第一连接端子上的电抗性负载并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应。
35.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中在使用中连接在所述第一连接端子上的电抗与在使用中呈现在所述第四连接端子上的负电抗之间的转换率是至少部分基于在使用中连接在所述第二和第三连接端子上的第一和第二控制电阻的电阻乘积的函数。
36.如权利要求35所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是与所述第四连接端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
37.如权利要求35所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是所述交叉耦接的晶体管的跨导的函数。

Claims (37)

1.一种非福斯特电路，其包括：
交叉耦接的两对差分晶体管，所述两对差分晶体管的每个晶体管具有一对载流电极和一个控制电极，所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的一个载流电极，所述两对差分晶体管的第二对中的晶体管的控制电极耦接到所述两对差分晶体管的第一对中的晶体管的一个载流电极；
负载导抗和第一控制电阻，所述负载导抗耦接到所述两对差分晶体管中的所述第一对的每个晶体管的一个载流电极，所述第一控制电阻耦接到所述两对差分晶体管中的所述第一对的每个晶体管的另一个载流电极；
电流源，其用于为所述两对差分晶体管中的每个晶体管的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对差分晶体管中的一对的晶体管的载流电极；以及
在其上产生期望导抗的端子和第二控制电阻，所述端子耦接到所述两对差分晶体管中的所述第二对中的每个晶体管的一个载流电极，所述第二控制电阻耦接到所述两对差分晶体管中的所述第二对中的每个晶体管的另一个载流电极，至少部分基于所述第一控制电阻和第二控制电阻的电阻值乘积的函数设置负载导抗与期望导抗之间的转换率。
2.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述晶体管为双极晶体管。
3.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述晶体管为FET晶体管。
4.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
5.如权利要求4所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
6.如权利要求4所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
7.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
8.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
9.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
10.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
11.如权利要求1所述的非福斯特电路，其中与负载导抗和/或呈现期望导抗的端子并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应，以及其中所述转换率也是与所述端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
12.一种非福斯特电路，其包括：
两对交叉耦接的晶体管；
第一连接端子和第二连接端子，所述第一连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的第一对的第一载流电极，所述第二连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第三连接端子，其连接到两对交叉耦接的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为两对交叉耦接的晶体管中的每对的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对交叉耦接的晶体管中的每对的载流电极；以及
第四连接端子，其耦接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第二对的载流电极，至少部分基于在使用中连接在所述第二和第三连接端子上的第一和第二控制电阻的电阻乘积的函数设置在使用中连接在所述第一连接端子上的提供负载与在使用中呈现在所述第四连接端子上的负载之间的转换率。
13.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为双极晶体管。
14.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为FET晶体管。
15.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
16.如权利要求15所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
17.如权利要求15所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
18.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
19.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
20.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
21.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
22.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中与所述第一连接端子上的电抗性负载并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应。
23.如权利要求12所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是与所述第四连接端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
24.一种非福斯特电路，其包括：
两对交叉耦接的晶体管；
第一连接端子和第二连接端子，所述第一连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的第一对的第一载流电极，所述第二连接端子连接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第一对的第二载流电极；
第三连接端子，其连接到两对交叉耦接的晶体管中的第二对的载流电极；
电流源，其用于为两对交叉耦接的晶体管中的每对的至少一个载流电极提供电流；
两个共模反馈网络，每个共模反馈网络耦接到两对交叉耦接的晶体管中的每对的载流电极；以及
第四连接端子，其耦接到两对交叉耦接的晶体管中的所述第二对的载流电极。
25.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为双极晶体管。
26.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述交叉耦接的晶体管为FET晶体管。
27.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的至少一个是可变的。
28.如权利要求27所述的非福斯特电路，其中其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括FET。
29.如权利要求27所述的非福斯特电路，其中其中所述第一控制电阻和第二控制电阻中的所述至少一个至少包括并联的FET和定值电阻器。
30.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗转换器的作用。
31.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗转换器的作用。
32.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到开路稳定负阻抗变换器的作用。
33.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中所述非福斯特电路起到短路稳定负阻抗变换器的作用。
34.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中在使用中与所述第一连接端子上的电抗性负载并联布置电阻器，从而帮助调除电路寄生效应。
35.如权利要求24所述的非福斯特电路，其中在使用中连接在所述第一连接端子上的电抗与在使用中呈现在所述第四连接端子上的负电抗之间的转换率是至少部分基于在使用中连接在所述第二和第三连接端子上的第一和第二控制电阻的电阻乘积的函数。
36.如权利要求35所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是与所述第四连接端子并联布置的电阻器的电阻值的函数。
37.如权利要求35所述的非福斯特电路，其中所述转换率也是所述交叉耦接的晶体管的跨导的函数。
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US61/505,037 2011-07-06
US13/177,479 US20130009720A1 (en) 2011-07-06 2011-07-06 Wide bandwidth automatic tuning circuit
PCT/US2012/032638 WO2012139071A2 (en) 2011-04-07 2012-04-06 Non foster circuit
US13/441,730 US8988173B2 (en) 2011-04-07 2012-04-06 Differential negative impedance converters and inverters with variable or tunable conversion ratios
US13/441,730 2012-04-06
US13/441,659 US8976077B2 (en) 2011-04-07 2012-04-06 Widebrand adaptable artificial impedance surface
US13/441,659 2012-04-06

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Publication Number Publication Date
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107465398A (zh) * 2017-03-02 2017-12-12 浙江大学 一种用于信号包络畸变补偿的串联双端口负阻抗变换器
CN110086903A (zh) * 2019-04-08 2019-08-02 维沃移动通信有限公司 调阻装置及移动终端
CN111416586A (zh) * 2020-04-03 2020-07-14 杭州易百德微电子有限公司 负载结构及其构成的射频放大器
CN111666731A (zh) * 2020-06-05 2020-09-15 电子科技大学 基于非福斯特电路的超薄超宽带平板吸波器及其设计方法
CN112467350A (zh) * 2020-11-18 2021-03-09 重庆邮电大学 一种基于非福斯特电路加载的方向图可重构天线

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103548205B (zh) 2011-04-07 2017-02-22 Hrl实验室有限责任公司 可调阻抗表面
US9407239B2 (en) 2011-07-06 2016-08-02 Hrl Laboratories, Llc Wide bandwidth automatic tuning circuit
US9715953B2 (en) * 2012-02-13 2017-07-25 The University Of North Carolina At Charlotte Wideband negative-permittivity and negative-permeability metamaterials utilizing non-foster elements
US10103445B1 (en) 2012-06-05 2018-10-16 Hrl Laboratories, Llc Cavity-backed slot antenna with an active artificial magnetic conductor
US9960484B2 (en) * 2012-06-12 2018-05-01 The United States Of America As Represented By Secretary Of The Navy Non-foster active impedance circuit for electrically small antennas
US10534189B2 (en) * 2012-11-27 2020-01-14 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Universal linear components
US9705201B2 (en) 2014-02-24 2017-07-11 Hrl Laboratories, Llc Cavity-backed artificial magnetic conductor
US10073812B2 (en) 2014-04-25 2018-09-11 The University Of North Carolina At Charlotte Digital discrete-time non-foster circuits and elements
US9425769B1 (en) 2014-07-18 2016-08-23 Hrl Laboratories, Llc Optically powered and controlled non-foster circuit
US10193233B1 (en) 2014-09-17 2019-01-29 Hrl Laboratories, Llc Linearly polarized active artificial magnetic conductor
US9923548B1 (en) 2015-04-14 2018-03-20 Hrl Laboratories, Llc Switched mode negative inductor
US9985592B2 (en) 2015-05-13 2018-05-29 Skyworks Solutions, Inc. High gain RF power amplifier with negative capacitor
US10109920B2 (en) 2015-09-09 2018-10-23 The Johns Hopkins University Metasurface antenna
US9548721B1 (en) * 2015-11-24 2017-01-17 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Floating immittance emulator
FR3044845B1 (fr) * 2015-12-02 2019-03-15 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Circuit d'impedance negative
US10790805B2 (en) 2017-05-18 2020-09-29 Qualcomm Incorporated Impedance converter to achieve negative capacitance and/or negative inductance for radio frequency front end matching
US10461440B2 (en) * 2017-11-15 2019-10-29 University Of Zagreb Faculty Of Electrical Engineering And Computing Antenna-transmitter array
US20200412316A1 (en) * 2018-03-07 2020-12-31 Xiamen Ux High-Speed Ic Co., Ltd. Low-voltage high-speed programmable equalization circuit
US11024952B1 (en) 2019-01-25 2021-06-01 Hrl Laboratories, Llc Broadband dual polarization active artificial magnetic conductor

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5489878A (en) * 1994-11-23 1996-02-06 Analog Devices Current-controlled quadrature oscillator based on differential gm /C cells
US6081167A (en) * 1998-02-27 2000-06-27 Siemens Aktiengesellschaft Fully integratable voltage controlled oscillator (VCO) circuit
US20100225395A1 (en) * 2009-03-06 2010-09-09 Analog Device, Inc. Input Buffer With Impedance Cancellation

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4234960A (en) 1978-07-03 1980-11-18 Ashton James Spilsbury Antenna automatic tuning apparatus
US4990872A (en) 1987-06-17 1991-02-05 Sanyo Electric Co., Ltd. Variable reactance circuit producing negative to positive varying reactance
JP2766264B2 (ja) * 1987-10-12 1998-06-18 株式会社東芝 差動増幅回路
US5392002A (en) * 1993-05-28 1995-02-21 National Semiconductor Corporation Low voltage bipolar negative impedance converter
GB2288502A (en) 1994-04-14 1995-10-18 Northern Telecom Ltd Voltage controlled oscillator
US6538621B1 (en) 2000-03-29 2003-03-25 Hrl Laboratories, Llc Tunable impedance surface
US6483480B1 (en) 2000-03-29 2002-11-19 Hrl Laboratories, Llc Tunable impedance surface
DE10129850B4 (de) 2000-07-20 2016-12-29 Siemens Healthcare Gmbh Verstärkereinrichtung mit frequenzgangkompensierender Verstärkerreaktanz sowie Verwendung der Verstärkereinrichtung
US6608603B2 (en) 2001-08-24 2003-08-19 Broadcom Corporation Active impedance matching in communications systems
US7756500B1 (en) 2002-01-25 2010-07-13 Sige Semiconductor Inc. Active inductor circuits for filtering in a cable tuner circuit
US7071888B2 (en) 2003-05-12 2006-07-04 Hrl Laboratories, Llc Steerable leaky wave antenna capable of both forward and backward radiation
US7245269B2 (en) 2003-05-12 2007-07-17 Hrl Laboratories, Llc Adaptive beam forming antenna system using a tunable impedance surface
JP4469632B2 (ja) 2004-02-24 2010-05-26 富士通株式会社 アンテナ整合回路用制御装置
US8305247B2 (en) 2004-09-20 2012-11-06 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Low voltage digital to analog converter, comparator and sigma-delta modulator circuits
EP1815603B1 (en) 2004-11-19 2014-09-17 Qualcomm Technologies, Inc. Device comprising a controlled matching stage
US7586384B2 (en) 2005-08-15 2009-09-08 Nokia Corporation Integrated load impedance sensing for tunable matching networks
US7683854B2 (en) 2006-02-09 2010-03-23 Raytheon Company Tunable impedance surface and method for fabricating a tunable impedance surface
FR2905041A1 (fr) 2006-08-17 2008-02-22 St Microelectronics Sa Circuit de capacite negative pour applications hautes frequences
US7764932B2 (en) 2007-03-14 2010-07-27 Broadcom Corporation Antenna system for use within a wireless communication device
US20080284674A1 (en) 2007-05-15 2008-11-20 Hrl Laboratories, Llc Digital control architecture for a tunable impedance surface
US7880568B2 (en) 2007-09-17 2011-02-01 Oracle America, Inc. Equalizer system having a tunable active inductor
FR2926689A1 (fr) 2008-01-18 2009-07-24 Commissariat Energie Atomique Dispositif electrique a resonateur a large plage de variation en frequences
US8263939B2 (en) 2009-04-21 2012-09-11 The Boeing Company Compressive millimeter wave imaging
FR2949612A1 (fr) 2009-08-28 2011-03-04 Thomson Licensing Systeme d'antenne comprenant une antenne electriquement petite pour reception de signaux de canaux de la bande uhf
JP4998582B2 (ja) 2010-04-16 2012-08-15 株式会社日本自動車部品総合研究所 無線通信装置
US8374561B1 (en) 2010-04-27 2013-02-12 Hrl Laboratories, Llc Non-foster impedance power amplifier
US8436785B1 (en) 2010-11-03 2013-05-07 Hrl Laboratories, Llc Electrically tunable surface impedance structure with suppressed backward wave

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5489878A (en) * 1994-11-23 1996-02-06 Analog Devices Current-controlled quadrature oscillator based on differential gm /C cells
US6081167A (en) * 1998-02-27 2000-06-27 Siemens Aktiengesellschaft Fully integratable voltage controlled oscillator (VCO) circuit
US20100225395A1 (en) * 2009-03-06 2010-09-09 Analog Device, Inc. Input Buffer With Impedance Cancellation

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107465398A (zh) * 2017-03-02 2017-12-12 浙江大学 一种用于信号包络畸变补偿的串联双端口负阻抗变换器
CN107465398B (zh) * 2017-03-02 2020-07-10 浙江大学 一种用于信号包络畸变补偿的串联双端口负阻抗变换器
CN110086903A (zh) * 2019-04-08 2019-08-02 维沃移动通信有限公司 调阻装置及移动终端
CN111416586A (zh) * 2020-04-03 2020-07-14 杭州易百德微电子有限公司 负载结构及其构成的射频放大器
CN111666731A (zh) * 2020-06-05 2020-09-15 电子科技大学 基于非福斯特电路的超薄超宽带平板吸波器及其设计方法
CN112467350A (zh) * 2020-11-18 2021-03-09 重庆邮电大学 一种基于非福斯特电路加载的方向图可重构天线

Also Published As

Publication number Publication date
EP2695296A4 (en) 2014-11-05
US8988173B2 (en) 2015-03-24
US20120256709A1 (en) 2012-10-11
WO2012139071A2 (en) 2012-10-11
WO2012139071A3 (en) 2013-01-10
EP2695296B1 (en) 2020-07-15
EP2695296A2 (en) 2014-02-12
WO2012139071A4 (en) 2013-03-07
CN103636122B (zh) 2016-06-15

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