CN103597724B - 用于音频放大器的双模式功率转换器 - Google Patents

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Abstract

一种具有用于向单端D类放大器供电的正和负供电轨道输出端（7、8）的功率转换器，此转换器包括变压器装置（2）、连接于次级绕组和正及负供电轨道输出端之间的供电泵送减少装置（4）、升压驱动模式开关装置（5）。控制器（3）适于以无效化驱动模式和升压驱动模式控制功率转换器，其中升压模式中的输出电压通过变压器和升压驱动模式开关装置增加。在不改变控制信号的占空因数或死区时间的情况下，以两个不同的输出电压电平产生正和负轨道上的输出电压。

Description

用于音频放大器的双模式功率转换器
技术领域
本发明涉及用于单端D类放大器的功率转换器。根据一种实施方式，该功率转换器也可以被用于全桥D类放大器。
背景技术
现有技术中已知的、并用于D类放大器的两种主要的拓扑是全桥拓扑和半桥拓扑。
对于低成本的消费产品，半桥拓扑比全桥拓扑有明显的优势，因为只需要一半数量的功率开关、驱动器和输出电感器。尽管在半桥拓扑中功率开关的电压额定值是加倍的，但由于组件数量的减少，仍然有制造和成本的利益。因为扬声器输出端子对地参考，与全桥拓扑相比，过载保护和输出感测变得更加容易。
半桥D类拓扑的缺点是需要双轨供电，并且事实上这种拓扑将电流从功率正在消耗的供电轨道泵送回到相反的供电轨道。
这个问题在US2004/0145930中有一些详细描述，其针对基于与受控开关并联的整流器的解决方案。
在US申请2009/0102295中公开了对于轨道泵送问题的更有效的解决方案，US申请2009/0102295被转让给本发明的同一受让人。通过这个解决方案，在消费产品中应用单端D类放大器的优势已经实际上可利用。
消费者产品市场要求具有高输出功率的非常有效的音频放大器，其同时消耗尽量少的功率。
发明内容
本发明的目标是用于为D类放大器提供供电装置，所述供电装置具有改进的效率，尤其当D类放大器空闲或仅输送低输出功率时。
根据本发明的第一方面，上述和其他目标由一种功率转换系统实现，其包括：
直流功率输入端，
正供电轨道输出端，
负供电轨道输出端，
变压器装置，其具有四个绕组：每一个都具有第一匝数n1的第一初级绕组和第二初级绕组、以及每一个都具有第二匝数n2的第一次级绕组和第二次级绕组，其中所述第一初级绕组的正端子和所述第二初级绕组的负端子连接到与所述功率输入端相连的第一公共点，
供电泵送减少装置，其连接在所述次级绕组和所述正供电轨道输出端及负供电轨道输出端之间，并适于通过强迫电流从带有较高电压的供电轨道输出端到带有较低电压的供电轨道输出端，来重新分配来自连接到所述正供电轨道输出端及所述负供电轨道输出端的单端D类放大器的泵送电荷，
升压驱动模式开关装置，其包括连接在所述第二初级绕组的正端子与地之间的第一升压开关和连接在所述第一初级绕组的负端子与地之间的第二升压开关，
驱动模式开关，其连接在所述第一公共点和所述正供电轨道之间，和
控制器，其适于以无效化驱动模式和升压驱动模式控制所述功率转换器，
其中，在所述无效化驱动模式中，所述驱动模式开关被设置成导通，以将所述直流功率输入端连接到所述正供电轨道，并且所述第一升压开关和第二升压开关被设置成关断，以禁用所述第一初级绕组和所述第二初级绕组，并且
其中，在所述升压驱动模式中，所述驱动模式开关被设置成关断，并且其中第一控制信号被施加于所述第一升压开关，所述第一控制信号具有由死区时间dt分隔的预定义脉冲时间pt的作用脉冲，而第二控制信号被施加所述第二升压开关，所述第二控制信号对于所述第一控制信号有180度的相移。
正和负轨道输出被有利地用于驱动单端D类放大器。开关装置和控制器使能两个不同的驱动模式，以便在两个不同的输出电压电平上产生正和负轨道上的输出电压，而不改变控制信号的占空比或死区时间。
一个或另外两个不同的输出电平的选择可以依据前端数字声音处理器需要的放大器电压来进行。作为结果，根据本发明的供电装置对于在空闲期间和处于低输出功率的整体的音频供电的解决方案提供了高效率的改进。
两种驱动模式可能进一步用于在不改变开关频率或死区时间的情况下提供最大电压调节。
通过提供谐振回路电容，并通过适当地选择开关频率和死区时间，系统优选被布置为在伴随零电压/零电流切换的谐振模式运行。通过主动地消除或减少供电泵送，能够避免大量轨道电容的需求，因此提高了系统的紧凑性和供电质量，这本身将导致更好的音频性能。本发明的实施方式将使单端放大器结构的所有好处得以实现，而不引入随着轨道泵送现象而产生的传统问题。泵送减少优选地逐个循环地连续产生。
因为在不改变控制信号的频率或死区时间的情况下可以实现最大的电压调节，在调节期间也可能保持零电压零电流切换。
根据一种实施方式，供电装置包括提供额外输出的额外开关。这个输出能够被用于向全桥D类放大器供电。
应该注意的是，根据本发明的第二方面，转换器不包括正和负供电轨道输出端，而是仅有单供电轨道输出端。在这种情况下，因此转换器用于仅驱动全桥放大器。
附图说明
本发明将参考附图进行更详细的描述，示出了本发明当前优选的实施方式。
图1是本发明实施方式的方框图。
图2是图1中连接到单端D类放大器的转换器的方框图。
图3是图1中连接到全桥D类放大器的转换器的方框图。
图4是示出第一和第二控制信号Q和Q-neg的图示。
图5是示出电压调节的图示。
图6是示出谐振开关的图示。
图7是示出电流泵送抵消的图示。
具体实施方式
根据本发明的实施方式的功率转换器的方框图示于图1中。转换器有供电输入端6，连接到电源10(见图2和3)。电源10的输出是直流(或几乎直流)电压，这意味着在交流电源输入的情况下，整流和稳压装置包括在电源10中，还有输电干线和输出之间的安全隔离装置。在示例的情况下，电源10是直流电池(例如汽车的便携式设备)，例如12V电池。转换器进一步具有正供电轨道输出端7和负供电轨道输出端8，旨在驱动单端D类放大器11(见图2)。在示出的实施方式中，转换器也具有单供电轨道输出端9，旨在驱动全桥D类放大器12(见图3)。
D类放大器可能被用于驱动负载13例如电动扬声器，但可以是用来将来自放大器的电信号转换成音频信号的任何种类的换能器。
此处的转换器包括变压器装置2，其包括两个初级绕组W1和W2以及两个次级绕组W3和W4。绕组W1和W2具有第一匝数n1，而绕组W3和W4有第二匝数n2。变压器装置2可以通过单一的磁场结构实施。根据一种实施方式，变压器装置是平面变压器，其中绕组在印刷电路板(PCB)上形成。这使漏电感预定义在非常窄的公差内，这对于下面将要讨论的谐振回路行为很重要。
图1中的转换器有九个开关S5-S13，例如由MOSFET晶体管实现。MOSFET的简单驱动模式也使得用以执行开关的软开关技术的简单方法能够得以实现。开关被控制器3控制。控制器以互补的方波脉冲序列形式施加两个控制信号Q和Q-neg(见图4)。控制信号有固定脉冲时间(pt)和死区时间(dt)。
开关中的四个，S6-S9，形成连接在正和负供电轨道及次级绕组之间的供电泵送减少装置4。这个装置通过强迫电流从具有最高电压的轨道到具有最低电压的轨道，来重新分配来自连接到转换器1(见图2)的单端D类放大器11的任何泵送电荷。控制信号Q和Qneg的泵送减少动作逐个循环地连续发生。
供电泵送减少装置4作为供电轨道镜(SRM)工作，该供电轨道镜在任何所给时间内主要将数值最小的电压镜像到其他轨道。在轨道泵送的情况下，SRM电路将通过重新分配泵送电荷来使供电轨道发生镜像，以这样的方式，供电轨道将会变成数值上基本相等。
这样的开关将有效地将两个供电轨道镜像到彼此。这有两个明显的优点。首先，两个轨道电压的任何变化被均等(泵送抵消)。其次，这个电路有效地利用两个轨道的容量，这意味着从轨道电容输送来的动态功率变得与具有相同容量的单个轨道供电中使用的动态功率相等。
正供电轨道输出端7、负供电轨道输出端8和单轨道输出端9分别通过电容C14、C15和C16连接到地。通过选择C14、C15和C16的值以使得这些电容一起同变压器的漏电感一起形成谐振回路，对于所有的开关可以获得零电压/零电流切换(ZVS/ZCS)。
在某些应用中，不可能控制电容C14-C16的值来适应谐振电流的转变。在这种状况下，可以提供滤波器将电容和供电轨道在高频影响方面分开。这种分开通过在谐振回路电容和输出电容C21、C22和C23之间增加电感L17-L19来实现。以这种方式，电路的HF行为能够被控制，因而通过电容C14-C16及漏电感形成的谐振回路的谐振频率能够被控制。
功率转换器1可以在被称为无效化驱动模式(Negate drive mode)和升压驱动模式的两种不同的驱动模式下被驱动。为了此目的，转换器具有连接在第一公共点和正供电轨道7之间的驱动模式开关S5、和包括连接在第二初级绕组W2的正端子与地之间的第一升压开关S12的升压模式开关装置、以及连接在第一初级绕组W1的负端子与地之间的第二升压开关S13。
开关S5、S12和S13被控制器选择性地控制，以在正和负供电轨道输出端7、8上提供两个不同的输出电压电平。n1和n2之间的关系决定了这种不同，这将在下面做进一步讨论。
无效化驱动模式
驱动模式开关S5被设置成ON(闭合)，从而直接连接电源10到正供电轨道7。开关S6、S8和S11被Q脉冲序列驱动，而S7、S9和S10被Q-neg脉冲序列驱动。供电电压通过变压器装置2变换到具有相同的幅值的而极性相反的负供电轨道输出端8。
这个模式称为无效化状态，其中正供电轨道被施以相反的操作，以形成负供电轨道来获得对于单端D类放大器的+/-电压供电。
同时，单供电轨道输出端9也由变压器装置2提供电压。这个电压的幅值为V单供电轨道＝V电源+V正轨道×n1/n2，即V电源×(1+n1/n2)。如果n1＝1和n2＝3并且供电电压是12V，则单供电轨道输出电压是16V。
抵消动作是双向的，这意味着来自于连接到双轨道输出7、8的D类放大器的供电泵送将被重新分配到相反的轨道，来获得整个轨道平衡，尽管负载不平衡。
更具体地，当控制信号Q和Q-neg分别施加于晶体管S6/S8和S7/S9时，电路将通过互相镜像两供电轨道来抵消供电泵送。第一循环中，晶体管S6和S8将被接通。然后横跨电容C14的正供电轨道将被放置为横跨变压器绕组w3。同样地，电容C15上的负供电轨道电压将被置为横跨变压器绕组w4。因为这两个绕组以1:1的比例相互耦合，正和负轨道电压幅值中的任何不同将引起负载电流从具有最大幅值的轨道迁移到另一轨道。在下一循环中执行同样的操作，但是现在晶体管S7和S9是被接通的。这个动作确保变压器1的平衡。
泵送抵消进一步由图7示出，显示了图1中的系统的实验性实现中的供电轨道的输出电压。图7中，曲线25是正供电轨道电压，曲线27是负供电轨道输出，而曲线26是放大器负载13上的输出电压振幅。从图7中可以清楚地看到，当输出电压振幅26处于正峰值时，由于峰值功率的消耗，正供电轨道25被解除(sack)。查看负供电轨道电压27，在同一时间点，其也被解除。这是因为能量通过变压器2的绕组W4和W3之间的耦合从负供电轨道8转移到正供电轨道7。
升压模式
升压模式中，S5被设置成OFF(断开)并且控制器3也分别施加脉冲序列Q和Q-neg到S12和S13。
电源供电轨道现在转变成正和负供电轨道，其幅值由匝数n1和n2之间的关系决定。更具体地，以下公式成立：
V正供电轨道＝V电源×n2/n1
V负供电轨道＝V电源×n2/n1
再次地，假设n1＝1和n2＝3，这意味着正和负供电轨道将被提供三倍电源电压。
S6和S7充当用于正供电轨道的同步整流器，并且S8和S9充当用于负供电轨道的同步整流器。因为这些同步整流器是双向的，发生在升压模式下来自D类放大器的任何供电泵送将通过变压器装置4被重新分配到相反的轨道，这与无效化模式相似，将维持整个轨道的平衡，尽管负载不平衡。
同时，单供电轨道输出通过变压器装置产生，并且将具有幅值V单供电轨 道＝V电源+V电源n1/n1＝2×V电源。
输出电压调节
在升压模式中，在不改变占空比和死区时间的情况下，限制功率转换器的最大输出电压是可能的。这样的最大输出调节期间，可以维持零电压、零电流切换和正及负供电轨道上的泵送抵消。
因为输出电压是与输入电压乘以变压器装置匝数比n2/n1成比例的，对于大部分应用来说，需要对最大输出电压进行调节将是更可取的。这样的调节在图5中示出。
第一时段T1期间，升压开关S12和S13被启用，并且被脉冲序列信号Q和Qneg分别驱动。结果，随着输出电容C20和C22的充电，供电轨道电压增加。在预定义的输出电压电平，升压开关S12和S13被禁止，并且在接下来的时段T2期间，随着输出电容的放电，输出电压将减少。在预定义的压降之后(滞后作用)，开关再次被启用，并且电压提高到预定义的电平，然后再关闭。通过在S12和S13都断开(即，两个控制信号Q和Q-neg都有死区时间)的时段里(由图4的T3表明)启用和禁止开关S12和S13，在调节期间能够维持谐振零电流零电压切换。接通/关断循环的频率将依据负载和输出能力的大小。
图6描绘了在图1中的系统的实验性实现中的开关S12和S13的漏极获得的电流和电压信号。其中系统连接到160W的电阻负载上。图中，曲线21是开关S12的漏极电流，曲线22是开关S12的漏极电压，并且曲线23是开关S13的漏极电流，曲线24是开关S13的漏极电压。曲线21和23示例了从开关上获得的谐振正弦电流波形。需要注意的是，所有的曲线都没有高频铃振(ringing)，这使得本技术从EMI的观点来看是很有利的，在很多实施中是非常重要的。
公开的系统可以被用于任何消费产品，包括向用户提供音频的装置；例如，但并不限于，音频/视频系统、多媒体播放器、汽车、船只和类似物中的音频/视频设备。
本领域技术人员认识到，本发明绝不限于上述提出的实施方式。相反地，在所附权利要求的范围内，许多修改和变化是可能的。例如，除MOSFET以外，开关可以是其他类型的。而且，变压器装置不需要是PCB上的平面变压器，而可能是常规的变压器设计。

Claims (9)

1.一种功率转换器，包括
直流功率输入端(6)，
正供电轨道输出端(7)，
负供电轨道输出端(8)，
变压器装置(2)，其具有四个绕组：每一个都具有第一匝数n1的第一初级绕组和第二初级绕组(W1和W2)、以及每一个都具有第二匝数n2的第一次级绕组和第二次级绕组(W3和W4)，其中所述第一初级绕组的正端子和所述第二初级绕组的负端子连接到与所述直流功率输入端相连的第一公共点，
供电泵送减少装置(4)，其连接在所述第一次级绕组和所述第二次级绕组和所述正供电轨道输出端及负供电轨道输出端之间，并适于通过强迫电流从带有较高电压的供电轨道输出端到带有较低电压的供电轨道输出端，来重新分配来自连接到所述正供电轨道输出端及所述负供电轨道输出端的单端D类放大器的泵送电荷，
升压驱动模式开关装置(5)，其包括连接在所述第二初级绕组的正端子与地之间的第一升压开关(S12)和连接在所述第一初级绕组的负端子与地之间的第二升压开关(S13)，
驱动模式开关(S5)，其连接在所述第一公共点和所述正供电轨道之间，和
控制器(3)，其适于以无效化驱动模式和升压驱动模式控制所述功率转换器，
其中，在所述无效化驱动模式中，所述驱动模式开关(S5)被设置成导通，以将所述直流功率输入端连接到所述正供电轨道，并且所述第一升压开关和第二升压开关(S12、S13)被设置成关断，以禁用所述第一初级绕组和所述第二初级绕组，并且
其中，在所述升压驱动模式中，所述驱动模式开关(S5)被设置成关断，并且其中第一控制信号被施加于所述第一升压开关(S12)，所述第一控制信号具有由死区时间dt分隔的预定义脉冲时间pt的作用脉冲，而第二控制信号被施加于所述第二升压开关(S13)，所述第二控制信号对于所述第一控制信号有180度的相移。
2.如权利要求1中所述的功率转换器，其中所述供电泵送减少装置包括：
第一开关(S6)，其连接于所述第一次级绕组(W3)的正端子和所述正供电轨道输出端之间，
第二开关(S7)，其连接于所述第二次级绕组(W4)的负端子和所述正供电轨道之间，
第三开关(S8)，其连接于所述第二次级绕组(W4)的负端子和所述负供电轨道输出端之间，
第四开关(S9)，其连接于所述第一次级绕组(W3)的正端子和所述负供电轨道输出端之间，以及
其中所述第一控制信号被施加于所述第一开关和第三开关(S6、S8)，并且所述第二控制信号被施加于所述第二开关和第四开关(S7、S9)。
3.如权利要求1中所述的功率转换器，还包括单供电轨道输出端、第一输出开关(S10)和第二输出开关(S11)，所述第一输出开关(S10)连接在所述第一初级绕组的负端子和所述单供电轨道输出端之间，所述第二输出开关(S11)连接在所述第二初级绕组的正端子和所述单供电轨道输出端之间，
其中，在无效化模式中，所述第一控制信号也被施加于所述第二输出开关(S11)，并且所述第二控制信号也被施加于所述第一输出开关(S10)。
4.如权利要求1中所述的功率转换器，还包括连接于所述正供电轨道输出端和地之间的第一谐振回路电容和连接于所述负供电轨道输出端与地之间的第二谐振回路电容，所述第一谐振回路电容和所述第二谐振回路电容布置成与所述变压器装置的漏电感相互作用以形成谐振回路，其中所述预定义脉冲时间pt和所述死区时间dt基于所述谐振回路的谐振频率被选择，以确保零电压切换ZVS和零电流切换ZCS。
5.如权利要求1中所述的功率转换器，其中所述控制器适于基于外部事件选择驱动模式。
6.如权利要求5中所述的功率转换器，其中所述外部事件由连接到所述功率转换器的D类放大器的状态给出。
7.如权利要求1中所述的功率转换器，其中所述变压器装置具有单个的磁芯。
8.一种放大器系统，包括如权利要求1中所述的功率转换器和连接到所述正供电轨道输出端和所述负供电轨道输出端的单端D类放大器。
9.一种放大器系统，包括如权利要求3中所述的功率转换器和连接到所述单供电轨道输出端的全桥D类放大器。
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