CN101789698A - 绝缘型开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种绝缘型开关电源装置，在主变压器(T1)的初级侧具备输入平滑电容器(C2)、开关控制电路(1)、高侧驱动器(3)、低侧功率开关(Q1)、高侧功率开关(Q7)、电容器(C5，C6)、边缘信号产生电路(5，6)，构成对称控制半桥变换器。在主变压器(T1)的次级侧具备包括钳位电容器(C2)、钳位开关(Q2)、二极管(D6)的电压钳位电路(2)。虽然在钳位开关采用N沟道型MOSFET，但采用能传递至少脉冲的边缘信号的励磁电感值小的脉冲变压器来对钳位开关进行驱动。

Description

绝缘型开关电源装置
技术领域
该发明涉及具备从初级侧向次级侧传送功率的主变压器和对从直流输入电源流经上述主变压器的1次线圈的电流进行断续的功率开关，输出期望的直流电压或者直流电流的绝缘型开关电源装置。
背景技术
以往，由零电压开关(ZVS)降低开关损耗，为了提高电路的效率，例如如专利文献1中所公开那样，采用具备电压钳位电路的绝缘型开关电源装置。
具备这种电压钳位电路的绝缘型开关电源装置，在输出电压比输入电压低的情况下较多地使用。图1中表示由现有技术构成该绝缘型开关电源装置的例子。此外，图2中表示该各部分的波形图。
图1中，在主变压器T1的初级侧，钳位电容器C1和钳位开关Q2的串联电路与主变压器T1的1次线圈n1串联连接，构成电压钳位电路2。钳位开关Q2为P沟道MOSFET，并联地安装有寄生二极管。开关控制电路1为对有源/钳位/变换器(active·clamp·converter)进行驱动的PWM控制IC。该开关控制电路1具有功率开关驱动端子outA、钳位开关驱动端子outB、反馈信号输入端子COMP、接地端子GND。二极管D11以及电容器C10所构成的电平移位电路与钳位开关驱动端子outB连接。光耦合器PC1的受光晶体管与反馈信号输入端子COMP连接。
在主变压器T1的次级侧具备同步整流元件Q3、Q4、扼流线圈L1、输出平滑电容器C3、电阻R2、R3、R4、光耦合器PC1的发光二极管、分路调节器(shunt regulator)SRG1。
在直流输入电源+Vin与-Vin之间施加的直流电压，由输入平滑电容器C2平滑后，由功率开关Q1被进行开关而变换为交流，从主变压器T1的1次线圈n1向2次线圈n2传输，通过由整流侧同步整流元件Q3以及换向(commutation)侧同步整流元件Q4构成的整流电路整流后，由扼流线圈L1、输出平滑电容器C3被平滑而变换为直流。由此构成有源/钳位/前向(forward)变换器。
从开关控制电路1的端子outA、端子outB输出的驱动信号，在端子outA的输出成为H电平的期间，端子outB的输出也成为H电平，并且端子outB输出的H电平期间的一方在前后变宽。端子outA的输出被直接施加在作为N沟道MOSFET的功率开关Q1的栅极—源级间(以下表示为“G-S间”)，端子outB输出经由由电容器C10以及二极管D11形成的电平移位电路，被施加在作为P沟道MOSFET的钳位开关Q2的源极—栅极间(以下表示为“S-G间”)。其结果，功率开关Q1和钳位开关Q2夹持双方均截止的空载时间(dead time)期间(图2的t1～t3、t4～t0)而由相辅的定时(timing)被驱动。即被PWM控制为功率开关Q1的脉冲宽度变宽时，钳位开关Q2的脉冲宽度变窄，功率开关Q1的脉冲宽度变窄时，钳位开关Q2的脉冲宽度变宽。
在次级侧的电路中，输出电压由电阻R3、R4被分压，其电压被输入到分路调节器SRG1的参考端子。输出电压的分压电压超过基准值时，分路调节器SRG1的阴极电流经由电阻R2以及光耦合器PC1的发光二极管而增加，初级侧的电路中的光耦合器PC1的受光晶体管的电流增加。光耦合器PC1的受光晶体管导通时，开关控制电路1的反馈信号输入端子COMP的电位降低，功率开关Q1的占空比D降低。设前向变换器的输出电压为Vout，输入电压为Vin，主变压器T1的匝数比为(n2/n1)时，具有Vout＝(n2/n1)·D·Vin的关系，因此由于功率开关Q1的占空比D的减小而输出电压降低。反过来，输出电压的分压电压小于基准值时，经由光耦合器PC1的受光晶体管的分路调节器SRG1的阴极电流減少而光耦合器PC1的受光晶体管中流动的电流減少，开关控制电路1的COMP端子的电位增加，功率开关Q1的占空比D增加。由于D的增加而输出电压增大。由此进行PWM控制以使输出电压变得固定。
在图2中，在时刻t0端子outA的输出从L电平变为H电平时，功率开关Q1接通，在功率开关Q1中流动与扼流线圈L1的电流大致成比例的电流。在时刻t1功率开关Q1断开，功率开关Q1的漏极—源级间(以下表示为“D-S间”)电压超过输入电压时，在变压器T1的励磁电感和与功率开关Q1的D-S间并联存在的寄生电容之间产生LC谐振(时刻t1～t2)。在时刻t2，功率开关Q1的D-S间电压超过钳位电容器C1的两端电压时，钳位开关Q2的寄生二极管导通，变压器T1的励磁电感与钳位电容器C1电容之间的LC谐振产生。钳位电容器C1的电容比功率开关Q1的D-S间的并联寄生电容大，因此功率开关Q1的D-S间电压的变化变缓，成为大致由固定值被钳位的波形。
在钳位开关Q2的寄生二极管的导通期间中的时刻t3接通钳位开关Q2时，由于变压器T1的励磁电感与钳位电容器C1的电容之间的LC谐振的进展而励磁电流的流动的方向反向。在励磁电流从钳位电容器C1向变压器T1的1次线圈n1流动的期间中的时刻t4断开钳位开关Q2时，钳位电容器C1的电容从进行上述LC谐振的电路切断，谐振电容再次成为功率开关Q1的D-S间的并联寄生电容。因此谐振电容变小而功率开关Q1的D-S间电压急剧降低。之后，在下一个周期的t0再次接通功率开关Q1。
通过上述的钳位动作来防止功率开关Q1两端的浪涌电压，因此在功率开关Q1能够使用低耐压的晶体管，并且由LC谐振动作对钳位电容器C1所吸收的变压器T1的电磁能量进行再生，因此得到高效率的特性。
在图1的例子中，开关控制电路1的GND与作为钳位开关Q2的参考端子的源级端子之间的电位差为10V程度的直流电压，能够只通过由电容器C10、二极管D11形成的电平移位电路来构成钳位开关的驱动电路。
接下来，图3中表示其他类型的现有技术的绝缘型开关电源装置的例子。此外，图4表示其各部分的波形图。与图1中所示的绝缘型开关电源装置相比较，电压钳位电路2的连接位置不同，采用驱动变压器T4。此外，钳位开关不是P沟道，而是N沟道的MOSFET。除此之外的结构与图1相同，动作也几乎相同。从开关控制电路1的端子outA、端子outB端子输出的驱动信号，以夹持两方均为L电平的空载时间期间(图4的时刻t1～t3，t4～t0)而以相辅的定时处于H电平，随着此，功率开关Q1与钳位开关Q2夹持空载时间期间而以相辅的定时被驱动。图3的电压钳位电路2的动作与图1的电压钳位电路2的动作相同。开关控制电路1的相对接地端子GND的钳位开关Q2的源级端子的电位，由功率开关Q1的开关动作而交流地变动，因此介由驱动变压器T4传输钳位开关驱动端子outB的输出电压，经由二极管D11、电容器C10的电平移位电路而在钳位开关Q2的G-S间施加驱动信号。
【专利文献1】日本特开2003-33016号公报
在为输入电压大的变换器的情况下，为了由来自开关控制电路1的输出信号对钳位开关Q2进行直接驱动，如图1所例示那样，需要作为钳位开关Q2与钳位电容器C1之间的串联电路即电压钳位电路2相对功率开关Q1被并联地连接。因此，对于钳位开关Q2必然采用P沟道型FET。
然而，P沟道型FET的导通电阻变大，其导通电阻与输入电容的积成为N沟道MOSFET的导通电阻与输入电容的积的约3倍左右时，特性变差，P沟道型FET与N沟道型相比，存在开关损耗变大的缺点。因此，采用P沟道型FET作为钳位开关Q2的绝缘型开关电源装置，在比较的大功率用途中不适当。
另一方面，为了采用N沟道型FET作为钳位开关，如图3所例示那样，由于成为钳位开关Q2与钳位电容器C1之间的串联电路即电压钳位电路2相对主变压器T1的1次线圈n1被并联连接的结构，因此不能由开关控制电路1的输出信号直接驱动钳位开关Q2，需要设置驱动变压器T4。
但是，为了以低损耗传输开关频率的方形波，驱动变压器T4需要比较大的励磁电感(例如100μH以上)。因此，驱动变压器T4需要较多匝数的该1次线圈、2次线圈，成为大型且成本高的部件。
此外，为了抑制功率开关Q1的浪涌电压，在主变压器T1的次级侧设置电压钳位电路，想要从初级侧的电路经由驱动变压器驱动其电压钳位电路时，驱动变压器需要安全标准上必要的耐电压(例如DC1500V)，因此更加导致大型化·高成本化的问题。
发明内容
在此，本发明的目的在于，提供一种尽管在钳位开关中采用N沟道型MOSFET，也不需要驱动变压器那样的电感值大的变压器，通过采用可传递至少脉冲的边缘信号的脉冲变压器，来传递接通/断开的定时，从而驱动钳位开关，实现零电压开关的绝缘型开关电源装置。
为了解决上述课题，本发明的绝缘型开关电源装置如下那样构成。
(1)具备：具有1次线圈及2次线圈，从初级侧向次级侧传输功率的主变压器(T1)；与上述主变压器的1次线圈串联连接，对从直流(包括脉动电流)输入电源向上述主变压器的1次线圈流动的电流进行断续的至少一个功率开关(Q1)；对在上述主变压器的2次线圈中产生的电压进行整流的整流电路(Q3，Q4)；对由上述整流电路被整流的电压进行平滑的平滑电路(C3)；电压钳位电路(2)，其具有由钳位开关驱动信号被接通/断开控制的钳位开关(Q2)，并对在施加到上述主变压器的电压反转时产生的浪涌电压进行吸收，将施加到上述主变压器的电压钳位到规定的上限值；具有输出上述功率开关的驱动用信号的第1输出端子(端子outA)、及输出钳位开关驱动用信号的第2输出端子(端子outB)的开关控制电路(1)；1次线圈与上述第2输出端子(端子outB)连接，2次线圈与对上述钳位开关进行驱动的钳位开关驱动电路相连接，传递脉冲波的边缘信号的第1脉冲变压器(T2)；和将从上述第1脉冲变压器输出的上述钳位开关驱动用信号的边缘作为触发，产生上述钳位开关驱动信号的钳位开关驱动电路。
(2)上述电压钳位电路(2)及上述钳位开关驱动电路被设置在上述主变压器(T1)的初级侧。
(3)上述电压钳位电路及上述钳位开关驱动电路被设置在上述主变压器的次级侧。
(4)上述功率开关与上述电压钳位电路相对上述直流电源被串联连接，上述主变压器的1次线圈的一端与上述功率开关的一端和上述电压钳位电路的连接点相连接，上述主变压器的另一端与上述功率开关的另一端相连接，由上述主变压器、上述功率开关及上述钳位开关构成半桥电路。
(5)上述主变压器及上述第1脉冲变压器由复合变压器构成，该复合变压器具备：芯，其具备中芯柱和经由该中芯柱对置的至少一对外芯柱而构成闭合磁路；第1组线圈，其以在该芯的上述中芯柱缠绕的至少两个线圈为一组；第2组线圈，其隔开能线圈布线程度的间隙来将上述1对外芯柱中至少一方的外芯柱分离到两个外芯柱部，并至少包括在该分离了的两个外芯柱部的每一个上按缠绕方向互相成为反方向的方式缠绕的两个线圈
(6)上述整流电路成为具备第1及第2半导体开关元件的同步整流电路。
(7)具备：对上述同步整流电路的第1及第2半导体开关元件的接通/断开动作进行控制的同步整流元件驱动电路(4)；具有1次线圈和2次线圈，传递脉冲波的边缘信号的第2脉冲变压器及第3脉冲变压器(T3)，上述第2脉冲变压器的1次线圈与上述开关控制电路的上述第2输出端子(outA)相连接，上述第2脉冲变压器的2次线圈与上述同步整流元件驱动电路(4)相连接，以控制上述同步整流电路的整流侧同步整流元件(Q3)或者换向侧同步整流元件(Q4)的一方的开关，上述第3脉冲变压器(T3)的1次线圈与上述开关控制电路的上述第1输出端子(outB)相连接，上述第3脉冲变压器的2次线圈与上述同步整流元件驱动电路(4)相连接，以控制上述同步整流电路的整流侧开关或者换向侧开关的另一方的开关。
(8)上述电压钳位电路及上述钳位开关驱动电路被设置在上述主变压器的次级侧，上述第1脉冲变压器的1次线圈与上述第2脉冲变压器的1次线圈由相同的绕组被共用，上述第1脉冲变压器和上述第2脉冲变压器由具备一个闭合磁路的脉冲变压器构成。
(9)上述主变压器及上述第1～第3脉冲变压器由复合变压器构成，该复合变压器具备：芯，其具备中芯柱和经由该中芯柱对置的至少1对外芯柱而构成闭合磁路；第1组线圈，其以在该芯的上述中芯柱缠绕的至少两个线圈为一组；和第2组线圈，其隔开可线圈布线的程度的间隙来将上述1对外芯柱中至少一个外芯柱分离到两个外芯柱部，并至少包括在该分离的两个外芯柱部的每一个上按照缠绕方向互相成为反方向的方式缠绕的两个线圈。
通过该发明，能够实现不将变压器大型化，电路效率提高、功率电容大的绝缘型开关电源装置。此外，由于能使用耐压低的部件，因此能实现小型化·低成本化。进而，通过由一个复合型变压器构成主变压器和脉冲变压器，来避免成本增加。
附图说明
图1为现有技术的绝缘型开关电源装置的电路图。
图2为图1所示的绝缘型开关电源装置的各部分的波形图。
图3为现有技术的其他的绝缘型开关电源装置的电路图。
图4为图3所示的绝缘型开关电源装置的各部分的波形图。
图5为第1实施方式相关的绝缘型开关电源装置101的电路图。
图6为图5所示的绝缘型开关电源装置101的各部分的波形图。
图7为表示在绝缘型开关电源装置101中采用的复合变压器的结构的图。
图8为第2实施方式相关的绝缘型开关电源装置102的电路图。
图9为图8所示的绝缘型开关电源装置102的各部分的波形图。
图10为第3实施方式相关的绝缘型开关电源装置103的电路图。
图11为图10中所示的绝缘型开关电源装置103的各部分的波形图。
图12为第4实施方式相关的绝缘型开关电源装置104的电路图。
图13为图12所示的绝缘型开关电源装置104的各部分的波形图。
【0095】
101～104-绝缘型开关电源装置
1-开关控制电路
2-电压钳位电路
3-高侧驱动器
4-同步整流元件驱动电路
43E-E型芯
43I-平板芯
44，45-印刷基板
5-第1边缘信号发生电路
6-第2边缘信号发生电路
C1-钳位电容器
C2-输入平滑电容器
C3-输出平滑电容器
COMP-反馈信号输入端子
GND-接地端子
HSin-高侧驱动用信号输入端子
HSout-高侧开关驱动端子
L1-扼流线圈
LSin-低侧驱动用信号输入端子
LSout-低侧开关驱动端子
outA-功率开关驱动端子
outB-钳位开关驱动端子
PC1-光耦合器
Q1，Q7-功率开关
Q2-钳位开关
Q3-整流侧同步整流元件
Q4-换向侧同步整流元件
SIGin1-脉冲信号输入端子
SR1，SR2-同步整流元件驱动端子
SRG1-并联稳压器
T1-主变压器
T2-脉冲变压器
T23-第1·第2兼用脉冲变压器
T3-脉冲变压器
T4-驱动变压器
具体实施方式
《第1实施方式》
图5为第1实施方式相关的绝缘型开关电源装置101的电路图。图6为其各部分的波形图，图7为表示用于上述绝缘型开关电源装置101中的复合变压器的结构的图。
图5中，钳位电容器C1与钳位开关Q2的串联电路与主变压器T1的1次线圈n1相串联连接，构成电压钳位电路2。钳位开关Q2为N沟道MOSFET，并联地设置寄生二极管。开关控制电路1为对有源·钳位·变换器进行驱动的PWM控制IC。该开关控制电路1具备功率开关驱动端子outA、钳位开关驱动端子outB、反馈信号输入端子COMP、接地端子GND。与电压钳位电路2相连接，对钳位开关Q2提供控制信号的电路为钳位开关驱动电路。
脉冲变压器T2具备1次线圈n1、2次线圈n2。开关元件Q5为N沟道MOSFET，开关元件Q6为NPN晶体管。
在主变压器T1的次级侧具备同步整流元件Q3、Q4、扼流线圈L1、输出平滑电容器C3、电阻R2、R3、R4、光耦合器PC1的发光二极管、分路调节器SRG1。
在直流输入电源+Vin与-Vin之间施加的直流电压，由输入平滑电容器C2平滑后，由功率开关Q1被开关而被变换为交流，从主变压器T1的1次线圈n1向2次线圈n2传输，通过由整流侧同步整流元件Q3、换向侧同步整流元件Q4构成的整流电路被整流后，通过由扼流线圈L1、输出平滑电容器C3被平滑后而变换为直流。由此构成有源·钳位·前向变换器。
从开关控制电路1的端子outA、端子outB输出的驱动信号，夹持两方均处于L电平的空载时间期间而以相辅的定时处于H电平，开关控制电路1进行直接驱动的功率开关Q1、经由脉冲变压器T2进行驱动的钳位开关Q2夹持上述空载时间期间而以相辅的定时被驱动。
在次级侧的电路中，输出电压由电阻R3，R4被分压，被输入到分路调节器SRG1的参考端子。输出电压的分压电压超过基准值时，经由电阻R2、光耦合器PC1的发光二极管而分路调节器SRG1的阴极电流增加，初级侧电路中的光耦合器PC1的受光晶体管的电流增大。光耦合器PC1的受光晶体管导通时，开关控制电路1的反馈信号输入端子COMP的电位降低，功率开关Q1的占空比D降低。设前向变换器的输出电压为Vout，输入电压为Vin，主变压器T1的匝数比为(n2/n1)时，存在下述关系
Vout＝(n2/n1)·D·Vin，
因此通过功率开关Q1的占空比D的降低而输出电压降低。反过来，输出电压的分压电压小于基准值时，经由光耦合器PC1的受光晶体管的分路调节器SRG1的阴极电流減少，在光耦合器PC1的受光晶体管中流动的电流減少，由此开关控制电路1的COMP端子的电位增加，其结果，功率开关Q1的占空比D增加。由于该占空比D的增加而输出电压上升。由此，进行PWM控制以使输出电压成为固定。
在图6中，在时刻t0端子outA的输出从L电平变为H电平时，功率开关Q1接通，功率开关Q1中流动与扼流线圈L1的电流大致成比例的电流。在时刻t1功率开关Q1断开，功率开关Q1的D-S间电压超过输入电压时，在主变压器T1的励磁电感和与功率开关Q1的D-S间并联存在的寄生电容之间产生LC谐振(时刻t1～t2)。在时刻t2，功率开关Q1的D-S间电压超过钳位电容器C1的两端电压时，钳位开关Q2的寄生二极管导通，变压器T1的励磁电感与钳位电容器C1电容之间的LC谐振产生。由于钳位电容器C1的电容比功率开关Q1的D-S间的并联寄生电容大，因此功率开关Q1的D-S间电压的变化变缓慢，成为几乎由固定值被钳位的波形。
由在主变压器T1的3次线圈n3中产生的电压，二极管D1导通时，电流通过电阻R1在开关元件Q6的基极中流动，Q6接通而钳位开关Q2的基极被充电，钳位开关Q2接通。
之后，开关控制电路1的端子outB输出的电压从L电平反转为H电平，但对电容器C4进行充电的电流不通过脉冲变压器T2的1次线圈n1，而通过二极管D3进行流动，因此在该定时中在T2的2次线圈n2中不产生脉冲电压(边缘信号)。
之后，励磁电流流动的方向通过主变压器T1的励磁电感与钳位电容器C 1的电容之间的LC谐振的进展而进行反转。在励磁电流从钳位电容器C1向主变压器T1的1次线圈n1流动的期间的t3中，开关控制电路1的端子outB输出的电压从H电平反转为L电平时，电容器C4的蓄积电荷的放电电流经由脉冲变压器T2的1次线圈n1而在端子outB端子中流动，因此在T2的2次线圈n2中产生脉冲电压(边缘信号)。二极管D4由该脉冲电压导通，开关元件Q5接通。二极管D4、电阻R5、开关元件Q5的输入电容作为脉冲宽度延长电路起作用。
即使T2的2次线圈n2的脉冲电压消失，Q5的G-S间电压按照电阻R5与开关元件Q5的输入电容的时间常数而降低，因此如图6(d)那样，脉冲信号的脉冲宽度被延长，能够将开关元件Q5的导通期间延长为足够的长度。开关元件Q5接通时，开关元件Q6的基极电压降低而开关元件Q6断开，钳位开关Q2也断开。断开钳位开关Q2时，钳位电容器C1的电容从进行上述LC谐振的电路被断开，谐振电容再次成为功率开关Q1的D-S间的并联寄生电容。因此，谐振电容变小，功率开关Q1的D-S间电压急剧地降低。之后，功率开关Q1在下一个周期的时刻t0再次被接通。因此一个循环结束。反复进行上述循环。
通过上述的钳位动作来防止施加在功率开关Q1的两端的浪涌电压，因此对功率开关Q1能使用低耐压的晶体管，并且钳位电容器C1所吸收的变压器T1的电磁能量由LC谐振动作而被再生，因此能够实现高效率的变换器动作。此外，由于钳位开关Q2进行零电压开关，因此对高效率化、低噪声化有效。
通过第1实施方式，尽管采用N沟道型FET，也不需要如驱动变压器那样的励磁电感值大的变压器，通过可传递至少脉冲的边缘信号的脉冲变压器来传递接通/断开的定时，从而能够驱动钳位电路，能够实现零电压开关。
接下来，基于图7对作为图5所示的主变压器T1及脉冲变压器T2起作用的复合变压器进行说明。该复合变压器的结构，与在日本特愿2006-270976中申请的结构相同。
图7为表示将功率传输用的变压器与边缘信号传输用的两个脉冲变压器复合化，作为一个变压器构成的复合变压器的构造的图。
由第1实施方式所采用的脉冲变压器由于传输脉冲状的边缘信号，而不是开关频率的信号，因此也可为例如数μH的低电感，如果为闭合磁路型芯，则能构成为缠绕1匝或2匝。该复合变压器具备功率传输用的变压器以及两个脉冲变压器，具有一对芯和分别独立的线圈。
图7的(A)(B)为表示在变压器基板中设置的线圈图案的平面图，(C)(D)为复合变压器的规定位置的截面图。
图7中，通过由对具备5个芯柱部38，39，40，41，42的E型芯43E和平板芯43I进行组合了的E-I芯来夹持印刷基板44，45而使它们嵌合，构成闭合磁路。图7中，芯柱部38为第1外芯柱，芯柱部39为第2外芯柱，芯柱部40为第3外芯柱，芯柱部41为第4外芯柱，芯柱部42为中芯柱，印刷基板44，45的第1、第2、第3、第4的外孔分别与中央的中孔贯通。
印刷基板为4层的层叠基板，通过夹持半固化片(prepreg)来对构成1、2层的两面的印刷基板44和构成3、4层的两面的印刷基板45进行层叠，从而构成4层的层叠基板。a～m为设置在印刷基板44，45的通孔，构成各变压器的输入输出端子。此外，印刷基板44，45形成为主变压器8的1次线圈8A、2次线圈8B、3次线圈8C的导通图案在芯的中芯柱42的周围缠绕为涡状。具体地说，在印刷基板44的输入输出端子e-f间缠绕3匝1次线圈8A，夹持印刷基板45的中间抽头(tap)h而在输入输出端子g-i间分别缠绕2次线圈8B、3次线圈8C各1匝。
第1脉冲变压器9的1次线圈9A以及2次线圈9B在第1外芯柱38和第2外芯柱39串联连接相反方向且缠绕相同数目的线圈。具体而言，在印刷基板44的输入输出端子a-b间缠绕1匝1次线圈9A，在印刷基板45的输入输出端子c-d间缠绕1匝2次线圈9B。
第2脉冲变压器10的1次线圈10A以及2次线圈10B在第3外芯柱40和第4外芯柱41串联连接相反方向且缠绕相同数目的线圈。具体而言，在印刷基板44的输入输出端子l-m间缠绕1匝1次线圈10A，在印刷基板45的输入输出端子j-k间缠绕1匝2次线圈10B。
通过这种结构，几乎不损坏主变压器的特性，而能复合化，从小型化、低成本化的角度有利。
另外，在图5所示的绝缘型开关电源装置101中，作为脉冲变压器只需要一个脉冲变压器T2，因此使用上述两个脉冲变压器中的任一方。
通过第1实施方式，通过采用脉冲变压器T2，能够构成开关控制电路1的接地和钳位开关Q2的基准端子(源级)电位不同的电压钳位电路2。对断开定时进行指示的脉冲变压器T2，也可为比图3所示的现有技术的驱动变压器T4小的励磁电感(数μH左右)。如果特别采用图7所示的复合变压器，则脉冲变压器T2的1次线圈n1、2次线圈n2可由1T(一匝)、或者2T(两匝)构成，因此缠绕线空间达到最小限，能小型化。此外，与分别构成功率传输用的主变压器T1和脉冲变压器T2的情况相比，能够更廉价地构成。
《第2实施方式》
图8为第2实施方式相关的绝缘型开关电源装置102的电路图。图9为该各部分的波形图。主变压器T1的初级侧的结构与第1实施方式中图5所示的结构相同。主变压器T1的次级侧具备整流二极管D5、输出平滑电容器C3、电阻R2，R3，R4、光耦合器PC1的发光二极管、分路调节器SRG1。
第2实施方式相关的绝缘型开关电源装置102构成有源·钳位·回描(flyback)变换器。钳位开关驱动电路和输出电压反馈的动作与第1实施方式的情况大致相同，因此在此对功率变换的动作进行说明。
首先，在直流输入电源+Vin与-Vin之间施加的直流电压，由输入平滑电容器C2平滑后，由功率开关Q1被开关，而被变换为交流。功率开关Q1的接通期间在主变压器T1的励磁电感中蓄积的电磁能量，在功率开关Q1的断开期间经由整流二极管D5被输出到2次电路。由D5整流后的电压，由输出平滑电容器C3被平滑而变换为直流。
在图9中，在时刻t0端子outA的输出从L电平变为H电平时，功率开关Q1接通。设输入电压为Vin，主变压器T1的励磁电感为Lm时，功率开关Q1的漏极电流按照(Vin/Lm)的斜率直线地增加。在时刻t1功率开关Q1被断开时，变压器T1的励磁电感和与功率开关Q1的D-S间并联存在的寄生电容之间产生LC谐振(时刻t1～t2)。在时刻t2，功率开关Q1的D-S间电压超过钳位电容器C1的两端电压时，钳位开关Q2的寄生二极管导通，变压器T1的励磁电感与钳位电容器C1电容之间的LC谐振产生。设输出电压为Vout，钳位电容器C1的两端电压为Vc1，主变压器T1的匝数比为(n2/n1)时，Vout≒(n2/n1)·Vc1的关系成立，因此与钳位开关Q2的寄生二极管导通同时，整流二极管D5也导通，向次级侧电路供给功率。在功率开关Q1的D-S间电压由固定值被钳位的期间中，主变压器T1的励磁电流分流到钳位开关Q2和整流二极管D5，但励磁电流的总计值如图9(h)虚线所示那样直线地減少。在时刻t3，开关控制电路1的端子outB的输出电压从H电平反转到L电平时，电容器C4的蓄积电荷的放电电流经由脉冲变压器T2的1次线圈n1而流动到端子outB，因此在脉冲变压器T2产生脉冲电压，钳位开关Q2断开。钳位开关Q2与整流二极管D5的两方断开时，LC谐振电路的谐振电容再次成为功率开关Q1的D-S间的并联寄生电容，通过谐振电容变小而D-S间电压急剧地降低。通过上述LC谐振电路的谐振而开关Q1的D-S间电压降低到零伏特之后，在下一个周期的t0，功率开关Q1再次被接通。反复进行上述循环。
通过上述的钳位动作防止功率开关Q1的两端的浪涌电压，因此能使用低耐压的晶体管。此外，功率开关Q1、钳位开关Q2均进行零电压开关，因此对高效率化·低噪声化有效。第2实施方式所示的主变压器T1及脉冲变压器T2也能由图7所示的复合变压器构成。
《第3实施方式》
图10为第3实施方式相关的绝缘型开关电源装置103的电路图。图11为其各部分的波形图。该第3实施方式相关的绝缘型开关电源装置103构成非对称控制半桥变换器。该“非对称控制”为夹持功率开关Q1与钳位开关Q2这两方处于断开的空载时间而以相辅的定时被驱动的控制方法，功率开关Q1的脉冲宽度变宽时，钳位开关Q2的脉冲宽度变窄，功率开关Q1的脉冲宽度变窄时，如钳位开关Q2的脉冲宽度变宽那样进行PWM控制。如图11所示，动作波形与第2实施方式所示的有源·钳位·回描变换器的情况类似。
图10中，主变压器T1的次级侧的结构与第2实施方式中图8所示的结构相同。设置在主变压器T1的初级侧的钳位电容器C1也作为输入平滑电容器起作用。钳位电容器C1与钳位开关Q2的串联电路与主变压器T1的1次线圈n1串联连接，构成电压钳位电路。主变压器T1的1次线圈n1与电容器C5连接，通过该主变压器T1的1次线圈n1、电容器C5和功率开关Q1构成闭合回路。
一般也存在不将非对称控制半桥变换器分类为电压钳位电路的情况，但是通过LC谐振的谐振电容在中途被切换来对功率开关Q1的两端的电压进行钳位的动作，与第1·第2实施方式中的电压钳位电路相同，因此该第3实施方式相关的绝缘型开关电源装置103也为本发明的一实施方式。
开关控制电路1为能对有源·钳位·变换器进行驱动的PWM控制IC，具备功率开关驱动端子outA、钳位开关驱动端子outB、反馈信号输入端子COMP、接地端子GND。
钳位开关Q2为N沟道MOSFET，并联地设置寄生二极管。钳位开关驱动电路的结构与输出电压反馈的动作与第1·第2实施方式大致相同，因此在此对功率变换的动作进行说明。
首先，在直流输入电源+Vin与-Vin之间施加的直流电压由钳位电容器C1被平滑后，由以相辅的定时进行动作的功率开关Q1及钳位开关Q2被开关而变换为交流。设钳位电容器C1的两端电压(＝输入电压)为Vc1时，充电到电容器C5的电压Vc5比零伏特大，小于Vc1，且根据功率开关Q1的占空比来进行变化。通过在功率开关Q1的接通期间蓄积于主变压器T1的励磁电感中的电磁能量和(Vc1-Vc5)的电位差，而整流二极管D5在功率开关Q1的断开期间导通。由D5被整流的电压，由输出平滑电容器C3被平滑，变换为直流。
在图11中，在时刻t0端子outA输出从L电平变为H电平时，功率开关Q1接通。设电容器C5的两端电压为Vc5，主变压器T1的励磁电感为Lm时，功率开关Q1的漏极电流按照(Vc5/Lm)的斜率而直线地增加。在时刻t1功率开关Q1被断开时，在变压器T1的励磁电感和与功率开关Q1的D-S间并联地存在的寄生电容之间产生LC谐振(时刻t1～t2)。时刻t2中，功率开关Q1的D-S间电压超过钳位电容器C1的两端电压时，钳位开关Q2的寄生二极管导通，变压器T1的励磁电感与钳位电容器C1的电容之间的LC谐振产生。设输出电压为Vout，主变压器T1的匝数比为(n2/n1)时，Vout≒(n2/n1)·(Vc1-Vc5)的关系成立，因此与钳位开关Q2的寄生二极管导通同时，整流二极管D5也导通，功率被供给到次级侧电路。在功率开关Q1的D-S间电压由固定值被钳位的期间，主变压器T1的励磁电流分流到钳位开关Q2与整流二极管D5，但主变压器T1的励磁电流的合计值如图11(h)中虚线所示那样直线地減少。时刻t3中，开关控制电路1的端子outB的输出电压从H电平反转到L电平时，电容器C4的蓄积电荷的放电电流经由脉冲变压器T2的1次线圈n1流动到端子outB，因此在脉冲变压器T2的2次线圈n2产生脉冲电压，钳位开关Q2断开。钳位开关Q2与整流二极管D5这两方断开时，LC谐振电路的谐振电容再次成为功率开关Q1的D-S间的并联寄生电容，通过谐振电容变小而D-S间电压急剧地降低。由上述LC谐振电路的谐振而功率开关Q1的D-S间电压降低到零伏特之后，在下一个周期的时刻t0功率开关Q1再次接通。反复进行上述循环。
通过上述钳位动作而对功率开关Q1不施加超过输入电压Vc1的浪涌电压。同样，对钳位开关Q2施加超过输入电压Vc1的浪涌电压时，功率开关Q1的寄生二极管导通而被钳位为Vc1。由此，对功率开关Q1、钳位开关Q2能分别使用低耐压的晶体管。此外，功率开关Q1、钳位开关Q2均进行零电压开关，因此对高效率化·低噪声化有效。第3实施方式所示的主变压器T1及脉冲变压器T2也能由图7所示的复合变压器构成。
《第4实施方式》
图12为第4实施方式相关的绝缘型开关电源装置104的电路图。图13为其各部分的波形图。该第4实施方式相关的绝缘型开关电源装置104构成对称控制半桥变换器。该“对称控制”为夹持第1功率开关Q1和第2功率开关Q7这两方处于断开的断开期间而由大致相等的脉冲宽度被驱动的控制方法，进行PWM控制以使功率开关Q1的脉冲宽度变宽时，Q7的脉冲宽度也变宽，功率开关Q1的脉冲宽度变窄时，Q7的脉冲宽度也变窄。该第4实施方式相关的绝缘型开关电源装置104的电压钳位电路，通过起因于主变压器T1的漏电感而将在同步整流元件Q3，Q4的两端产生的峰值电压钳位于固定值以下，具有保护Q3，Q4的效果，通过对钳位电容器C1暂时吸收的能量进行再生，实现低损耗的电路动作。
在图12中，在主变压器T1的初级侧，具备输入平滑电容器C2、开关控制电路1、高侧驱动器3、低侧的功率开关Q1、高侧的功率开关Q7、电容器C5，C6、由二极管D7，D8，D9，D10构成的二极管桥、电容器C7，C8。
由低侧的功率开关Q1、高侧的功率开关Q7、电容器C5，C6、主变压器T1的1次线圈n1及高侧驱动器3构成对称控制半桥变换器。
主变压器T1具备1次线圈n1、2次线圈n2、3次线圈n3、4次线圈n4。通常，主变压器T1的2次线圈n2和3次线圈n3被设定为相等的匝数。
在主变压器T1的次级侧具备同步整流元件Q3，Q4、同步整流元件驱动电路4、扼流线圈L1、输出平滑电容器C3、电阻R2，R3，R4、光耦合器PC1的发光二极管、分路调节器SRG1。此外，在主变压器T1的次级侧具备包括输入平滑电容器C2、钳位开关Q2、二极管D6的电压钳位电路2。即电压钳位电路2相对主变压器T1的2次线圈n2与3次线圈n3的串联电路被并联地连接。此外，在主变压器T1的次级侧具备电阻R1、电容器C9、开关元件Q5。钳位开关Q2为N沟道MOSFET，並列地设置寄生二极管。
在图12中，开关控制电路1为能够驱动桥变换器的PWM控制IC。该开关控制电路1具备功率开关驱动端子outA、钳位开关驱动端子outB、反馈信号输入端子COMP、接地端子GND。
高侧驱动器3具备低侧驱动用信号输入端子LSin、高侧驱动用信号输入端子HSin、低侧开关驱动端子LSout、高侧开关驱动端子HSout、接地端子GND。
高侧驱动器3对开关控制电路1的功率开关驱动端子outA的输出电压进行放大，输出高侧的功率开关Q7的源级端子相对初级侧电路的接地电位交流地变动的高侧开关驱动信号。
第1·第2兼用脉冲变压器T23具备1次线圈n1、2次线圈n2、3次线圈n3。第3脉冲变压器T3具备1次线圈n1、2次线圈n2。主变压器T1的4次线圈n4、开关元件Q5、电容器C9、电阻R1构成钳位开关驱动电路。
第3脉冲变压器T3、电容器C8、及肖特基势垒二极管(schottky-barrierdiodes)D9、D10构成产生对开关控制电路1的端子outB的输出进行了微分的脉冲信号的第1边缘信号产生电路5。第1·第2兼用脉冲变压器T23、电容器C7、及肖特基势垒二极管D7，D8构成产生对开关控制电路1的端子outA的输出进行了微分的脉冲信号的第2边缘信号产生电路6。如图所示，对第1边缘信号产生电路5及第2边缘信号产生电路6施加控制电源电压VCC。
同步整流元件驱动电路4具备脉冲信号输入端子SIGin1～SIGin4、第1同步整流元件驱动端子SR1、第2同步整流元件驱动端子SR2。
第3脉冲变压器T3将第1断开边缘信号及第1接通边缘信号向次级侧传输。第1·第2兼用脉冲变压器T23将第2断开边缘信号及第2接通边缘信号向次级侧传输。通过由第3脉冲变压器T3传输的第1断开边缘信号(后述的图13中的t3)而整流侧同步整流元件Q3断开，由第3脉冲变压器T3传输的第1接通边缘信号(图13中的t5)而换向侧同步整流元件Q4接通。此外，由通过第1·第2兼用脉冲变压器T23被传输的第2断开边缘信号(图13中的t7)断开换向侧同步整流元件Q4，由第1·第2兼用脉冲变压器T23被传输的第2接通边缘信号(图13中的t1)而整流侧同步整流元件Q3接通。
通过上述的电路结构，由两个脉冲变压器传输边缘信号，对对称控制半桥变换器的同步整流元件进行驱动。
功率变换的动作如以下那样。首先，在直流输入电源+Vin与-Vin之间施加的直流电压由输入平滑电容器C2被平滑后，通过第1功率开关Q1及第2功率开关Q7交替地进行开关而被变换为交流，从主变压器T1的1次线圈n1向2次线圈n2及3次线圈n3传输，由同步整流元件Q3、Q4被整流后，由扼流线圈L1、输出平滑电容器C3被平滑后而变换为直流。
第1功率开关Q1和第2功率开关Q7的导通期间的脉冲宽度大致相等，因此电容器C5、C6的连接点与接地之间的电压成为输入电源电压的约1/2。设输入电源电压为Vin，功率开关Q1、Q7的导通占空比为D，主变压器T1的匝数比为(n2/n1)，输出电压为Vout时，
由Vout≒{n2/(2·n1)}·D·Vin表示。
如图13(a)，(b)所示，开关控制电路1从端子outA、端子outB交替地输出信号时，图13(c)，(d)所示的脉冲信号由脉冲变压器T23，T3形成，从1次电路传输到2次电路。输入脉冲信号的同步整流元件驱动电路4形成对端子outA的信号几乎反转了的Q4驱动信号、对端子outB的信号几乎反转了的Q3驱动信号。同步整流元件驱动电路4接收上述端子outA、端子outB的信号从H电平反转为L电平时的脉冲信号之后到对同步整流元件Q3，Q4的栅极进行充电为止存在延迟时间，考虑该情况，形成功率开关Q1，Q7与同步整流元件Q3，Q4均断开的空载时间。
此外，在上述端子outA、端子outB的信号从L电平反转到H电平时，利用高侧驱动器3的输入输出间传输延迟(时刻t0～t1、t4～t5)而形成空载时间。基于上述端子outA、端子outB的信号，由从高侧驱动器3的HSout、LSout输出的驱动信号而功率开关Q1，Q7交替地接通时，如图13(f)所示，与扼流线圈L1中流动的电流成比例的电流在主变压器T1的1次线圈n1中流动。在功率开关Q1的接通期间2次线圈n2导通，在功率开关Q7的接通期间3次线圈n3导通。在功率开关Q1，Q7均断开的期间，输出电流分流到2次线圈n2和3次线圈n3。
在时刻t3，t7中，功率开关Q7，Q1断开时，3次线圈n3、2次线圈n2的电流被断续，但电流由主变压器T1的漏电感而继续流动。因此，在没有电压钳位电路的情况下，在图13(k)，(1)的波形内产生虚线所示的峰值电压，但在电压钳位电路存在的情况下，钳位开关Q2的寄生二极管或者二极管D6导通，同步整流元件Q3，Q4的D-S间电压被钳位到钳位电容器C1的两端电压。
在钳位开关Q2的G-S间，主变压器T1的4次线圈n4的输出电压经由电容器C9及电阻R1被施加，因此功率开关Q7接通时，钳位开关Q2也接通。在该钳位开关Q2的接通期间，蓄积在钳位电容器C1中的剰余的静电能量(电荷)经由钳位开关Q2、主变压器T1的2次线圈n2被再生到变换器的输出。
在时刻t2，开关元件Q5，在其G-S间施加脉冲信号而进行接通时，钳位开关Q2放电其栅极蓄积电荷而断开。功率开关Q1经由高侧驱动器的延迟时间而在时刻t5进行接通。钳位开关Q2的断开定时延迟时，钳位电容器C1的蓄积电荷所引起的短路电流流动而产生大的损耗，但根据图12所示的电路，由上述动作避免短路电流。
由此，通过电压钳位电路2的作用，在同步整流元件Q3，Q4能使用低耐压的MOSFET，并且通过对所吸收的电磁能量进行再生来实现高效率的电路动作。此外，也有由一个电压钳位电路2兼用于同步整流元件Q3，Q4的浪涌电压的吸收的特征。
如图12所示的主变压器T1、第1·第2兼用脉冲变压器T23、及第3脉冲变压器T3采用与图7所示的构造几乎相同的构造的复合变压器。即图12所示的主变压器T1的相当于2次线圈n2、3次线圈n3、4次线圈n4的印刷线圈，与相当于1次线圈n1的印刷线圈形成在不同的层。此外，通过两个外芯柱部和印刷线圈构成第1·第2兼用脉冲变压器T23及第3脉冲变压器T3。第1·第2兼用脉冲变压器T23的2次线圈n2和3次线圈n3也可形成在不同的层。
在图12的例子中，由初级侧的控制电路驱动次级侧的电压钳位电路2，但将第1·第2兼用脉冲变压器T23及第3脉冲变压器T3的初级侧的线圈和次级侧的线圈分开到印刷基板的不同的层，如果夹持半固化片而进行分离，则能够容易确保安全标准上必要的绝缘耐压。
在图12所示的例子中，采用了第1·第2兼用脉冲变压器T23，但也可采用具有1次线圈和2次线圈的第1脉冲变压器和第2脉冲变压器。
另外，本发明并不限定于上述各实施方式，也能有各种应用。例如进行功率变换动作的部分的电路结构在各实施方式所示的结构以外也能采用各种拓扑学。此外，在各实施方式中，将主变压器T1的电压变化作为触发，对钳位开关的栅极进行充电，使钳位开关接通，但也可将由脉冲变压器传输的脉冲信号作为触发，来接通钳位开关。

Claims (9)

1.一种绝缘型开关电源装置，具有：
主变压器，其具有1次线圈以及2次线圈，从初级侧向次级侧传送功率；
至少一个功率开关，其与上述主变压器的1次线圈串联连接，对从直流输入电源向上述主变压器的1次线圈流动的电流进行断续；
整流电路，其对上述主变压器的2次线圈中产生的电压进行整流；
平滑电路，其对由上述整流电路整流的电压进行平滑；和
电压钳位电路，其具有由钳位开关驱动信号被接通/断开控制的钳位开关，且吸收在施加于上述主变压器的电压反转时所产生的浪涌电压，将施加于上述主变压器的电压钳位到规定的上限值；
开关控制电路，其具有输出上述功率开关的驱动用信号的第1输出端子以及输出钳位开关驱动用信号的第2输出端子；
第1脉冲变压器，其中的1次线圈与上述第2输出端子相连接，2次线圈与对上述钳位开关进行驱动的钳位开关驱动电路相连接，传递脉冲波的边缘信号；和
钳位开关驱动电路，其将从上述第1脉冲变压器输出的上述钳位开关驱动用信号的边缘作为触发，产生上述钳位开关驱动信号。
2.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
上述电压钳位电路以及上述钳位开关驱动电路设置在上述主变压器的初级侧。
3.根据权利要求1所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
上述电压钳位电路以及上述钳位开关驱动电路设置在上述主变压器的次级侧。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
上述功率开关与上述钳位开关相对上述直流输入电源串联连接，上述主变压器的1次线圈与钳位电容器的串联电路连接在上述功率开关的一端和上述电压钳位电路的连接点，由上述主变压器、上述功率开关、上述钳位电容器以及上述钳位开关构成半桥电路。
5.根据权利要求4所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
上述主变压器以及上述第1脉冲变压器由复合变压器构成，
该复合变压器具有：芯，其具备中芯柱和经由该中芯柱对置的至少一对外芯柱而构成闭合磁路；第1组线圈，其以在该芯的上述中芯柱缠绕的至少两个线圈为一组；第2组线圈，其隔开能线圈布线程度的间隙来将上述1对外芯柱中至少一方的外芯柱分离到两个外芯柱部，并至少包括在该分离了的两个外芯柱部的每一个上按缠绕方向互相成为反方向的方式缠绕的两个线圈。
6.根据权利要求5所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
上述整流电路为具备第1及第2半导体开关元件的同步整流电路。
7.根据权利要求6所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
具有：
同步整流元件驱动电路，其对上述同步整流电路的第1及第2半导体开关元件的接通/断开动作进行控制；和
第2脉冲变压器及第3脉冲变压器，其具有1次线圈和2次线圈，传递脉冲波的边缘信号，
上述第2脉冲变压器的1次线圈与上述开关控制电路的上述第2输出端子连接，
上述第2脉冲变压器的2次线圈与上述同步整流元件驱动电路连接，以控制上述同步整流电路的整流侧同步整流元件或者换向侧同步整流元件的一方的开关，
上述第3脉冲变压器的1次线圈与上述开关控制电路的上述第1输出端子相连接，
上述第3脉冲变压器的2次线圈与上述同步整流元件驱动电路连接，以控制上述同步整流电路的整流侧开关或者换向侧开关的另一个开关。
8.根据权利要求7所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
上述电压钳位电路及上述钳位开关驱动电路设置在上述主变压器的次级侧，
上述第1脉冲变压器的1次线圈和上述第2脉冲变压器的1次线圈被相同的绕组共用，上述第1脉冲变压器和上述第2脉冲变压器由具备一个闭合磁路的脉冲变压器构成。
9.根据权利要求8所述的绝缘型开关电源装置，其特征在于，
上述主变压器及上述第1～第3脉冲变压器由复合变压器构成，该复合变压器包括：芯，其具备中芯柱和经由该中芯柱对置的至少1对外芯柱而构成闭合磁路；第1组线圈，其以在该芯的上述中芯柱缠绕的至少两个线圈为一组；和第2组线圈，其隔开可线圈布线的程度的间隙来将上述1对外芯柱中至少一个外芯柱分离到两个外芯柱部，并至少包括在该分离的两个外芯柱部的每一个上按照缠绕方向互相成为反方向的方式缠绕的两个线圈。
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