CN103532670A - 数字通信中的压缩调制和实时解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字通信中的压缩调制和实时解调方法，主要解决目前数字调制方式中频带利用率低、误码率高、不能满足实时性通信需求的问题。其实现步骤为：（1）对信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)进行压缩编码，并通过基带脉冲成形得到双极性基带信号s_c(t)；（2）对双极性基带信号进行s_c(t)依次进行正弦载波调制和理想高斯白信道传输，并对接收端接收到的信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的接收信号y(t)；（3）根据匹配滤波后的接收信号y(t)与判决参考值J计算出双极性码元的近似值序列y(n)，（4）对双极性码元的近似值序列y(n)进行递推运算，得到解调输出序列s_out(n)。本发明具有频带利用率高，误码率低的优点，可用于实时的数字通信系统中。

Description

数字通信中的压缩调制和实时解调方法

技术领域

本发明属于数字调制技术领域，特别涉及一种压缩调制和实时解调方法，可用于数字通信系统中。

背景技术

传统的数字通信中，常用的调制方式有幅移键控ASK（Amplitude Shift Keying）、频移键控FSK（Frequency Shift Keying）、相移键控PSK（Phase Shift Keying）等，其中以PSK应用最为广泛，但是它在频带利用率较高的情况下误码率也较高，致使通信的可靠性较低。近年来，很多新兴的数字调制技术被提出，其中以正交振幅调制QAM（Quadrature AmplitudeModulation）最具代表性，它是一种振幅-相位联合键控的调制方式，能够在一定程度上降低高频带利用率条件下的误码率，但是仍然难以满足大数据时代下人们对高速率、高可靠性通信的需求。

在传统的数字调制方式中，频带利用率与误码率始终是一对相互矛盾的参数。频带利用率的提高均是通过使用多进制调制的方法来实现，这意味着随着频带利用率的增加，调制所需的星座点数呈指数增长，相邻星座点间的欧式距离急剧下降，导致系统的噪声容限下降，误码率升高。因此在传统的数字调制不可能实现高频带利用率、低误码率的数字通信。

压缩感知理论是近年来在信号处理领域受到广泛应用的一种新型技术，它表明如果信号在某一变换域，即时域、频域、小波域等内是稀疏的，就可以通过优化算法将原始信号从混叠的观测值中重构。该理论已经在雷达与超声探测中得到应用，并取得了很好的效果。但是，压缩感知理论在实际应用中存在一个普遍的问题，即它的重构过程是通过优化算法实现，这种方法计算复杂度高、耗时大，因而将压缩感知理论应用到数字调制机制中时虽然能提高频带利用率，但不能够满足实时性的通信要求。

发明内容

本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，受压缩感知理论的启发对传统的相位键控调制方法进行改进，提出一种数字通信中的压缩调制和实时解调方法，以在提高频带利用率与降低误码率的同时，减小计算复杂度，满足实时数字通信的要求。

实现本发明目的技术思路是：在发射端，对信源中的二进制码流进行压缩编码并进行发送成形滤波，用正弦载波进行调制得到调制信号；在接收端，对每个码元进行匹配滤波并抽样判决，最后利用设计的递推算法完成对原始码流的解调。具体步骤包括如下：

（1）对信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)进行压缩编码，得到对应的双极性码元序列s_c(n)，其中n为码元编号，N为随机二进制0、1码元序列s(n)的长度：

1a）将信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)转换为双极性-1、+1码元序列s'(n)，即当1≤n≤N时，双极性-1、+1码元序列s'(n)中的值-1、+1分别与信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)中的值0、1对应，当n≤0时，双极性-1、+1码元序列s'(n)的值为0；

1b）根据信道中可用带宽B与通信中所需的码元传输速率v，计算出频带利用率η：

$\mathrm{\η}=\frac{v}{B};$

1c）根据频带利用率η，设置压缩倍数M＝η，对双极性-1、+1码元序列s'(n)进行压缩，得到压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)：

s_c(n)＝s'(n)+s'(n-1)+s'(n-2)+…+s'(n-M+1),1≤n≤N；

（2）对压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)进行基带脉冲成形，得到周期为T_c的双极性基带信号s_c(t)，其中t为时间变量；

（3）将双极性基带信号s_c(t)依次进行正弦载波调制和理想高斯白信道传输，并对接收端接收到的信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的接收信号y(t)；

（4）取时间长度为T_c的正弦载波信号Acosω_ct进行匹配滤波，并对匹配滤波后的载波信号在最佳采样时刻t＝T_c进行采样，得到判决参考值J：

$J=\left({{A\cos \mathrm{\ω}}_c}^t\right)*\left({{A\cos \mathrm{\ω}}_c}^t\right){|}_{{t=T}_c},$

其中A为正弦载波幅度，ω_c为正弦载波频率；

（5）获取双极性码元的近似值序列y(n)：

5a）分别对匹配滤波后的对应每个码元的接收信号y(t)在最佳采样时刻t＝T_c进行采样，并根据该最佳采样值与判决参考值J，依次计算出每个双极性码元的近似值

${\tilde{y}}_n=\frac{y\left(t\right){|}_{{t=T}_c}}{J};$

5b）由所有双极性码元的近似值

的集合构成双极性码元的近似值序列y(n)；

（6）根据双极性码元的近似值序列y(n)，依次通过递推得到解调输出的序列s_out(n)：

6a）根据双极性码元的近似值序列y(n)，依次递推得到原始码元的近似值序列

$\tilde{s}\left(n\right)=y\left(n\right)-[\tilde{s}(n-1)+\tilde{s}(n-2)+...\tilde{s}(n-M+1)],1\≤n\≤N;$

6b）根据原始码元的近似值序列

利用最佳判决准则得到解调输出的序列s_out(n)：

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明中对信源中的随机二进制0、1码进行压缩编码后构造的双极性基带信号与对应的传统BPSK基带信号相比，在功率谱密度分布相同的条件下，提高了发送码元的波特率，从而极大的提高了频带利用率。

第二，本发明中对信源中的随机二进制0、1码进行压缩编码后构造的双极性基带信号的星座图中星座点数比具有相同频带利用率的传统调制方式少，如多进制PSK，多进制QAM等，故在解调过程中判决误码率低。

第三，本发明中提出的基于匹配滤波的递推解调方法，与基于压缩感知理论的解调方法相比，计算复杂度低，能够满足实时性的通信需求。

附图说明

图1为本发明的实现流程图；

图2为本发明中的双极性基带信号与对应的传统BPSK基带信号波形对比图；

图3为本发明中的双极性基带信号与对应的传统BPSK基带信号功率谱密度对比图；

图4为本发明中的双极性基带信号星座分布与相同频带利用率下PSK基带信号星座分布对比图。

具体实施方式

本发明是在现有的相位键控调制系统上增加压缩编码、递推解调两个步骤，不需要增加额外的硬件设备。

参照图1，本发明的实现步骤包括压缩编码、基带脉冲成形、正弦载波振幅-相位联合键控调制、匹配滤波、最佳抽样、递推解调等步骤，具体描述如下：

步骤1，对信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)进行压缩编码，得到对应的双极性码元序列s_c(n)，其中n为码元编号，随机二进制0、1码元序列s(n)的长度为N：

1a）将信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)转换为双极性-1、+1码元序列s'(n)，即当1≤n≤N时，双极性-1、+1码元序列s'(n)中的值-1、+1分别与信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)中的值0、1对应，当n≤0时，双极性-1、+1码元序列s'(n)的值为0；

1b）根据信道中可用带宽B与通信中所需的码元传输速率v，计算出频带利用率η：

$\mathrm{\η}=\frac{v}{B};$

1c）根据频带利用率η，设置压缩倍数M＝η，并对双极性-1、+1码元序列s'(n)进行压缩，得到压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)：

s_c(n)＝s'(n)+s'(n-1)+s'(n-2)+…+s'(n-M+1),1≤n≤N。

步骤2，对压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)进行基带脉冲成形，得到周期为T_c的双极性基带信号s_c(t)，其中t为时间变量：

2a）构造持续时间为T_c、高度为1的基带矩形脉冲g(t)：

2b）根据压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)，对基带矩形脉冲g(t)进行加权移位叠加，得到双极性基带信号s_c(t)：

$s_c\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n\left(n\right)g(t-n{T}_c).$

双极性基带信号s_c(t)的波形图如图2（a）所示。

步骤3，将双极性基带信号s_c(t)与正弦载波信号Acosω_ct相乘，得到调制信号e(t)，其中A为正弦载波幅度，ω_c为正弦载波频率。

步骤4，将调制信号e(t)经理想高斯白信道传输，在接收端依次得到长度为T_c的对应每个码元的接收信号r(t)：

r(t)＝e(t)+n(t)，

其中，n(t)为信道中噪声为高斯白噪声。

步骤5，依次将对应每个码元的接收信号r(t)用时间长度为T_c的正弦载波信号进行匹配滤波，分别得到匹配滤波后的对应每个码元的接收信号y(t)：

y(t)＝Acosω_ct*r(t)。

步骤6，取时间长度为T_c的正弦载波信号Acosω_ct进行匹配滤波，并对匹配滤波后的载波信号在最佳采样时刻t＝T_c进行采样，得到判决参考值J：

$J=\left({{A\cos \mathrm{\ω}}_c}^t\right)*\left({{A\cos \mathrm{\ω}}_c}^t\right){|}_{{t=T}_c},$

步骤7，获取双极性码元的近似值序列y(n)。

7a）分别对匹配滤波后的对应每个码元的接收信号y(t)在最佳采样时刻t＝T_c进行采样，并根据该最佳采样值与判决参考值J，依次计算出每个双极性码元的近似值

${\tilde{y}}_n=\frac{y\left(t\right){|}_{{t=T}_c}}{J};$

7b）由所有双极性码元的近似值

的集合构成双极性码元的近似值序列y(n)。

步骤8，根据双极性码元的近似值序列y(n)，依次通过递推得到解调输出的序列s_out(n)：

8a）根据双极性码元的近似值序列y(n)，依次递推得到原始码元的近似值序列

$\tilde{s}\left(n\right)=y\left(n\right)-[\tilde{s}(n-1)+\tilde{s}(n-2)+...\tilde{s}(n-M+1)],1\≤n\≤N;$

8b）根据原始码元的近似值序列

利用最佳判决准则得到解调输出的序列s_out(n)：

本发明的效果可通过以下信号特性对比图进一步说明：

1.信号特性对比图

图2给出了本发明中的双极性基带信号与对应的传统BPSK基带信号波形对比图，其中图2（a）是本发明中以压缩倍数为M＝4为例的双极性基带信号s_c(t)的波形图，图2（b）是其对应的传统BPSK基带信号波形图。

图3给出了本发明中的双极性基带信号与对应的传统BPSK基带信号功率谱密度对比图，其中图3（a）是本发明中以压缩倍数为M＝4为例的双极性基带信号s_c(t)的功率谱密度分布图，图3（b）是其对应的传统BPSK基带信号的功率谱密度分布图。

图4给出了本发明中的双极性基带信号星座分布与相同频带利用率下PSK基带信号星座分布对比图，其中图4（a）是本发明中以压缩倍数为M＝4为例的双极性基带信号s_c(t)的星座分布图，图4（b）是相同频带利用率下PSK基带信号星座分布图。

2.对比结果

由图2可见，本发明中的双极性基带信号s_c(t)波特率为对应的传统BPSK基带信号波特率的M倍。

由图3可见，本发明中的双极性基带信号s_c(t)的功率谱密度分布与对应的传统BPSK基带信号的功率谱密度分布相同，由图2已得出的本发明中的双极性基带信号s_c(t)波特率为对应的传统BPSK基带信号波特率的M倍可知，本发明的频带利用率为传统BPSK调制方法频带利用率的M倍。

由图4可见，本发明中的双极性基带信号s_c(t)相邻星座点间的几何距离大，从而在抽样判决过程中出现误判的可能性低，解调误码率低。

Claims (4)

1.一种数字通信中的压缩调制和实时解调方法，包括如下步骤：

（1）对信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)进行压缩编码，得到对应的双极性码元序列s_c(n)，其中n为码元编号，N为随机二进制0、1码元序列s(n)的长度：

1a）将信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)转换为双极性-1、+1码元序列s'(n)，即当1≤n≤N时，双极性-1、+1码元序列s'(n)中的值-1、+1分别与信源中的随机二进制0、1码元序列s(n)中的值0、1对应，当n≤0时，双极性-1、+1码元序列s'(n)的值为0；

1b）根据信道中可用带宽B与通信中所需的码元传输速率v，计算出频带利用率η：

$\mathrm{\η}=\frac{v}{B};$

1c）根据频带利用率η，设置压缩倍数M＝η，对双极性-1、+1码元序列s'(n)进行压缩，得到压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)：

s_c(n)＝s'(n)+s'(n-1)+s'(n-2)+…+s'(n-M+1),1≤n≤N；

（2）对压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)进行基带脉冲成形，得到周期为T_c的双极性基带信号s_c(t)，其中t为时间变量；

（3）将双极性基带信号s_c(t)依次进行正弦载波调制和理想高斯白信道传输，并对接收端接收到的信号进行匹配滤波，得到匹配滤波后的接收信号y(t)；

（4）取时间长度为T_c的正弦载波信号Acosω_ct进行匹配滤波，并对匹配滤波后的载波信号在最佳采样时刻t＝T_c进行采样，得到判决参考值J：

$J=\left({{A\cos \mathrm{\ω}}_c}^t\right)*\left({{A\cos \mathrm{\ω}}_c}^t\right){|}_{{t=T}_c},$

其中A为正弦载波幅度，ω_c为正弦载波频率；

（5）获取双极性码元的近似值序列y(n)：

5a）分别对匹配滤波后的对应每个码元的接收信号y(t)在最佳采样时刻t＝T_c进行采样，并根据该最佳采样值与判决参考值J，依次计算出每个双极性码元的近似值

${\tilde{y}}_n=\frac{y\left(t\right){|}_{{t=T}_c}}{J};$

5b）由所有双极性码元的近似值的集合构成双极性码元的近似值序列y(n)；

（6）根据双极性码元的近似值序列y(n)，依次通过递推得到解调输出的序列s_out(n)：

6a）根据双极性码元的近似值序列y(n)，依次递推得到原始码元的近似值序列

$\tilde{s}\left(n\right)=y\left(n\right)-[\tilde{s}(n-1)+\tilde{s}(n-2)+...\tilde{s}(n-M+1)],1\≤n\≤N;$

6b）根据原始码元的近似值序列

利用最佳判决准则得到解调输出的序列s_out(n)：

2.根据权利要求1所述的数字通信中的压缩调制和实时解调方法，其中步骤（2）所述的对压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)进行基带脉冲成形，得到周期为T_c的双极性基带信号s_c(t)，按如下步骤进行：

2a）构造持续时间为T_c、高度为1的基带矩形脉冲g(t)：

2b）根据压缩编码后的双极性码元序列s_c(n)，对基带矩形脉冲g(t)进行加权移位叠加，得到双极性基带信号s_c(t)：

$s_c\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n\left(n\right)g(t-n{T}_c).$

3.根据权利要求1所述的数字通信中的压缩调制和实时解调方法，其中步骤（3）所述的将双极性基带信号s_c(t)依次进行正弦载波调制和理想高斯白信道传输，按如下步骤进行：

3a）将双极性基带信号s_c(t)与正弦载波信号Acosω_ct相乘，得到调制信号e(t)；

3b）将调制信号e(t)经理想高斯白信道传输，在接收端得到对应每个码元的接收信号r(t)：

r(t)＝e(t)+n(t)，

其中，n(t)为信道中噪声为高斯白噪声。

4.根据权利要求1所述的数字通信中的压缩调制和实时解调方法，其中步骤（3）所述的对接收端接收到的信号进行匹配滤波，通过如下公式进行：

y(t)＝Acosω_ct*r(t)，

其中，y(t)为匹配滤波后的接收信号，r(t)为对应每个码元的接收信号。

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