CN103490806A

CN103490806A - 用于sc-fdma发射分集的系统和方法

Info

Publication number: CN103490806A
Application number: CN201310426160.8A
Authority: CN
Inventors: 贾明; 马江镭; 朱佩英; 童文; H·徐; 张航
Original assignee: Apple Computer Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2008-06-12
Filing date: 2009-06-12
Publication date: 2014-01-01
Also published as: JP2011525321A; KR101530750B1; CN102119500B; EP2286530A4; JP2014147082A; US20140211726A1; WO2009149561A1; US20110075651A1; CN102119500A; KR20140057624A; BRPI0915355A2; KR20110036576A; US8687480B2; EP2286530A1; US20140211778A1; KR101641803B1

Abstract

本申请提供在单载波频分多址(SC-FDMA)调制的上行链路中缓解来自发射分集的峰均功率比(PAPR)的增加的方法、设备和发射机。提供了利用循环移位延迟的PAPR保持预编码矩阵跳跃方法以及基于子带的发射分集方案。本申请还提供了放宽与LTE标准中的上行链路调度相关联的调度约束的方法、设备和发射机。

Description

用于SC-FDMA发射分集的系统和方法

本申请是中国专利申请200980131233.2“用于SC-FDMA发射分集的系统和方法”的分案申请。

相关申请的交叉引用

本申请要求于2008年6月12日提交的在先美国临时申请号61/061,013的优先权，该申请在此通过引用被完全并入。

技术领域

本申请涉及无线通信，并且更具体地涉及用于单载波频分多址(SC-FDMA)中的上行链路通信的方法和系统。

背景技术

第三代合作伙伴项目(3GPP)已经采用正交频分多址（OFDMA）以获得较高比特率。

在蜂窝应用中，OFDMA的一个优点是其在存在多径信号传播时的鲁棒性。对多径的抗扰度源于OFDMA系统在M个正交频率载波上发射信息的事实，每个正交频率载波以l/M乘以信息信号的比特率运行。然而，OFDMA波形呈现非常明显的包络波动，产生高峰均功率比(PAPR)。具有高PAPR的信号要求高度线性的功率放大器以避免过多的互调失真。为了获得该线性性，以从放大器的峰值功率退避所得的功率来操作放大器。结果导致低功率效率，这为便携式无线终端带来显著的负担。

蜂窝上行链路传输中OFDMA的另一问题在于同时进行发射的不同终端之间的频率基准的不可避免的偏移。频率偏移破坏传输的正交性，由此引入多址干扰。为了克服这些缺点，3GPP已经在蜂窝系统的“长期演进(LTE)”中采用了用于上行链路传输的OFDMA的修改形式。OFDMA的修改版本被称为单载波FDMA(SC-FDMA)。

如在OFDMA中，SC-FDMA系统中的发射机使用不同的正交频率(子载波)来发射信息符号。然而，它们顺序地而不是并行地发射子载波。相对于OFDMA，该方案大大减少了发射波形中的包络波动。因此，相比OFDMA信号，SC-FDMA信号具有固有地较低PAPR。然而，在具有严重多径传播的蜂窝系统中，SC-FDMA信号带有大量符号间干扰到达基站。

因此，在尝试接收SC-FDMA传输时，基站通常采用自适应频域均衡以抵消该干扰。该方案在蜂窝系统中具有意义，因为其以基站处的复信号处理(频域均衡)为代价减少了便携式用户设备(UE)中的线性放大负担。

低PAPR是SC-FDMA的独特属性，其使SC-FDMA非常适于用在LTE上行链路接入方法中。由于低PAPR，与例如OFDMA相比，SC-FDMA能够潜在地提供较大覆盖、消耗较少功率放大器(PA)的功率、且花费更少。

当前LTE标准在物理上行链路同步信道中采用SC-FDMA进行上行链路中的数据传输。然而，为了保持低PAPR属性，指配到UE用于SC-FDMA的子载波需要均匀地分布或者基于子带，即连续子载波的子带。当前LTE标准已经采用了基于子带的方法，使得UE在LTE上行链路中被指配到连续子载波的子带以用于数据传输。对于LTE UL控制信道PUCCH(物理上行链路控制信道)，通过发射频域低PAPR序列，即在IFFT之后的具有低PAPR的序列，来实现低PAPR性能。

先前对SC-FDMA的研究和结果，LTE上行链路(UL)大体上仅仅集中在一个发射天线的使用。然而，现在清楚的是，对于高级LTE，其是LTE标准的进程的下一步骤，为了潜在地改善覆盖和吞吐量，在UE将支持多于一个的天线。

尽管由于OFDMA（其用于LTE下行链路(DL)中）认真研究了发射分集，DL中的为OFDMA而研发的技术不能直接转移到UL中的SC-FDMA。这通常因为以下事实：为了保持UL中的SC-FDMA的低PAPR属性，在上行链路中采用的发射分集技术必须被设计成保持低PAPR，其不是对于为OFDMA DL而研发的分集技术的而言的，因为OFDMA不具有低PAPR。

发明内容

根据一个较宽方面，本申请提供一种在具有N_A个天线（N_A≥2）的无线通信设备中用于单载波频分多址(SC-FDMA)上行链路发射分集的方法，该方法包括:对于N个已调制数据符号的组：对所述N个已调制数据符号执行N点离散傅里叶变换(DFT)以生成所述N个已调制数据符号的N个频域分量的集合；将所述N个已调制数据符号的N个频域分量映射到M个子载波宽(M>N)的子带中的N个子载波以生成M个复子载波振幅的集合；对所述M个复子载波振幅的集合执行M点离散傅里叶逆变换(IDFT)以生成M个离散时域值的基准序列；生成M个离散时域值的基准序列的N_A-1个循环移位延迟版本；使用离散时域值的基准序列在N_A个天线的第一个上发射SC-FDMA信号；以及对于每个其他天线，发射使用所述M个离散时域值的基准序列的N_A-1个循环移位延迟版本中相应的一个生成的相应SC-FDMA信号。

在一些实施例中，N_A=2并且生成M个离散时域值的基准序列的N_A-1个循环移位延迟版本包括：生成相对于基准序列被循环移位M/4的M个离散时域值的基准序列的循环移位延迟版本。

在一些实施例中，N_A=4并且生成M个离散时域值的基准序列的N_A-1个循环移位延迟版本包括：生成相对于基准序列被分别循环移位M/4、-M/4和M/2的M个离散时域值的基准序列的三个循环移位延迟版本。

根据本发明的另一较宽方面，本申请提供一种无线发射机，包括：离散傅里叶变换器，其被配置为对N个已调制数据符号执行N点离散傅里叶变换(DFT)以生成N个已调制数据符号的N个频域分量的集合；子载波映射器，其被配置为将所述N个已调制数据符号的N个频域分量映射到M个子载波宽(M>N)的子带中的N个子载波(M>N)以生成M个复子载波振幅的集合；离散傅里叶逆变换器，其被配置为对所述M个复子载波振幅的集合执行M点离散傅里叶逆变换(IDFT)以生成M个离散时域值的基准序列；循环移位延迟器，其被配置为生成M个离散时域值的基准序列的N_A-1个循环移位延迟版本；以及RF发射机，其被配置为：对于第一天线，使用离散时域值的基准序列顺序地调制子带的M个子载波以在第一天线上发射SC-FDMA信号；以及，对于至少一个其他天线的每一个，使用M个离散时域值的基准序列的N_A-1个循环移位延迟版本中相应的一个顺序地调制所述子带的M个子载波以在所述天线上发射SC-FDMA信号。

在一些实施例中，至少一个其他天线包括第二天线，并且循环移位延迟器被配置为生成相对于基准序列被循环移位M/4的M个离散时域值的基准序列的循环移位延迟版本以用于第二天线上的发射分集。

在一些实施例中，至少一个其他天线包括三个其他天线，并且所述循环移位延迟器被配置为生成相对于基准序列被分别循环移位M/4、-M/4和M/2的M个离散时域值的基准序列的三个循环移位延迟版本。

根据本申请的另一个较宽方面，提供了一种无线设备，其包括根据第一较宽方面的无线发射机。

根据本申请的另一个较宽方面，提供了一种用于基于单载波频分多址(SC-FDMA)子带的发射分集的方法，该方法包括：将带宽划分为多个子带；将每个子带指配到多个天线中的相应天线；以及利用被指配到子带的相应天线发射每个子带中的SC-FDMA信号。

在一些实施例中，多个子带中的子带均具有相同大小。

根据本申请的另一个较宽方面，提供了一种用于基于单载波频分多址(SC-FDMA)子带的发射分集的无线发射机，其被配置为生成用于在多个邻接（contiguous）子带的每一个中发射的SC-FDMA信号。

在一些实施例中，无线发射机包括用于每个子带的相应信号处理路径，每个信号处理路径包括相应的离散傅里叶变换器(DFT)。

在一些实施例中，每个信号处理路径在DFT之后包括子载波映射器，所述子载波映射器之后是的离散傅里叶逆变换器。

根据本申请的另一个较宽方面，提供了一种在SC-FDMA调制的上行链路中用于上行链路自适应子信道化的方法，该方法包括：基于所述无线设备的操作功率上升空间（headroom）为无线设备指配用于SC-FDMA调制的上行链路传输的多个非邻接子带。

在一些实施例中，该方法进一步包括：确定无线设备在其上具有衰落峰值的子载波，其中为无线设备指配多个非邻接子带包括：基于所述无线设备的操作功率上升空间以及所述无线设备在其上具有衰落峰值的子载波为所述无线设备指配用于SC-FDMA调制的上行链路传输的多个非邻接子带。

根据本申请的另一个较宽方面，提供了一种在基站中用于适配具有MIMO功能的（MIMO-capable）无线设备的SC-FDMA调制的上行链路连接的方法，包括：监视所述无线设备的操作功率上升空间；当所述无线设备具有充足操作功率上升空间时，基于信道强度调度多码字秩-1传输或至少秩-2传输。

根据本申请的另一个较宽方面，提供了一种用于在SC-FDMA调制的上行链路信道上的发射分集的方法，包括：对于多个天线中的每一个：基于通过对于每个天线不同的时域预编码矢量的跳跃来预编码SC-FDMA已调制符号的序列，以及发射所述多个预编码的SC-FDMA调制的符号。

在一些实施例中，预编码矢量的元素包括{l}和{j}。

在一些实施例中，多个天线包括两个天线，并且预编码矢量包括{1,1},{1,-1},{l,j}和{l,-j}。

在一些实施例中，SC-FDMA调制的上行链路信道包括前向纠错编码数据。

在一些实施例中，SC-FDMA调制的上行链路信道包括长期演进(LTE)上行链路随机接入信道(RACH)。

对于本领域技术人员，在阅览了本申请的特定实施例的以下描述后，本申请的实施例的其他方面和特征将变得明显。

附图说明

现在仅通过示例方式参考附图来描述本申请的实施例，其中：

图1A是SC-FDMA发射机的框图；

图1B是SC-FDMA接收机的框图；

图2是将由已经将预编码矢量跳跃应用到第二天线的符号的两个天线发射的已调制数据符号的列表；

图3是SC-FDMA发射机的框图，其将循环移位延迟分集(CDD)用于两个天线上的上行链路发射分集；

图4是用于两个天线的SC-FDMA符号的时域表示，其中循环移位延迟被应用到天线之一的SC-FDMA符号；

图5A是带宽分配图，其图示了对于具有两个发射天线的UE如何可以实现子带发射分集的示例；

图5B是将SBTD用于两个发射天线上的发射分集的SC-FDMA发射机的框图；

图6是蜂窝通信系统的框图；

图7是可以用于实现本申请的一些实施例的示例基站的框图；

图8是可以用于实现本申请的一些实施例的示例无线终端的框图；

图9是可以用于实现本申请的一些实施例的示例中继站的框图；

图10是可以用于实现本申请的一些实施例的示例OFDM发射机架构的逻辑分解的框图；以及

图11是可以用于实现本申请的一些实施例的示例OFDM接收机架构的逻辑分解的框图。

具体实施方式

为了保持SC-FDMA的低PAPR属性，同时也利用多天线发射分集的潜在益处，人们可以寻找采用具有以下属性中的许多（即使不是全部）的SC-FDMA上行链路发射分集方案：

·保持SC-FDMA的低PAPR属性；

·在一个SC-FDMA符号内提供全分集循环(在每个SC-FDMA符号中存在码本中的所有条目)；

·提供与用户设备(UE)速度无关的一致性性能；

·提供多级别信道组合；以及

·为了成本效率的目的相对容易地实施。

尽管前面的内容提及考虑到基于DFT的SC-FDMA数据信道中的发射分集，诸如在LTE UL中使用的那些，但这样的考虑也适用于其他低PAPR信号传输（signaling）方案，诸如LTE上行链路中的基于频域低PAPR序列的控制信道以及其他多址信号传输技术，诸如码相移键控(CPSK)OFDMA。

现在参考图1A和1B讨论SC-FDMA信号传输的各个方面，其提供用于单输入单输出(SISO)通信的常规SC-FDMA发射机和接收机的示例。在SISO中，移动站在一个天线上进行发射，并且基站和/或中继站在一个天线上进行接收。图1A和1B图示用于常规LTESC-FDMA上行链路的在发射机和接收机处使用的基本信号处理步骤/块。

图1A中图示的SC-FDMA发射机250包括信号处理路径，该信号处理路径包括N点DFT200、子载波映射器202、M点IDFT204、循环前缀(CP)添加器206、数模转换器和射频(RF)无线电装置（radio）208和发射天线210。

图1B中图示的SC-FDMA接收机260包括信号处理路径，该信号处理路径包括接收天线212、RF无线电及模数转换器214、循环前缀除去器（remover）216、M点DFT218、子载波解映射器/均衡器220、N点IDFT222和检测器224。

SC-FDMA是为3GPP长期演进(LTE)宽带无线第4代(4G)空中接口标准等的上行链路引入的调制和多址方案。SC-FDMA可以被视为离散傅里叶变换(DFT)预编码OFDMA方案，或其也可以被视为单载波(SC)多址方案。在SC-FDMA和OFDMA的整个收发机处理过程中存在若干类似性。然而，因为已调制的符号的DFT预编码和解调的符号的对应IDFT，SC-FDMA明显地不同于OFDMA。因为该预编码，SC-FDMA子载波不像OFDMA子载波的情况那样被独立地调制。结果，SC-FDMA信号的峰均功率比(PAPR)低于OFDMA信号的PAPR。较低的PAPR在发射功率效率方面使移动终端大大受益。

SC-FDMA系统的发射机将二进制输入信号转换为已调制子载波的序列。为了完成这点，其利用了图1A中所示的信号处理块。信号处理在一些不同的时间间隔内重复。资源指配在发射时间间隔(TTI)内发生。在3GPP LTE中，典型的TTI是0.5ms。TTI被进一步划分为称为块的时间间隔。块是用于一次发射所有子载波的时间。

在发射机250的输入端，基带调制器(未示出)以包括二进制相移键控(BPSK)、四进制PSK(QPSK)、16级正交调幅(16-QAM)和64-QAM的若干可能调制格式之一将二进制输入变换为复数x_n的多级序列。系统可以调整调制格式，并由此调整传输比特率以匹配每个终端的当前信道条件。

发射机接下来将调制符号x_n编组成块，每个块都包含N个符号。调制SC-FDMA子载波中的第一步骤是用N点DFT200执行N点离散傅里叶变换(DFT)，以产生输入符号的频域表示X_k。子载波映射器202然后将N个DFT输出中的每一个映射到能够被发射的M(M>N)个正交子载波之一。

如在OFDMA中，M的典型值是256个子载波，并且N=M/Q是M的整数约数。Q是符号序列的带宽扩展因数。如果所有终端每块发射N个符号，则系统能够潜在地在没有共信道干扰的情况下处理Q个同时的传输。子载波映射的结果是复子载波振幅的集合

(l=0,1,2,...,M-1)，其中振幅中的N个是非零的。如在OFDMA中，M点逆DFT(IDFT)将子载波振幅变换为复时域信号

CP添加器206将称为循环前缀(CP)的符号集合添加到复时域符号

的序列，以提供保护时间以防止由于多径传播引起的块间干扰(IBI)。

DAC/RF块208然后使用每个

(以及CP)来调制单频率载波。并且，所有已调制符号经由发射天线210被顺序地发射。

SC-FDMA接收机260经由接收天线212接收SC-FDMA调制符号，解调接收到的符号，并且利用RF/ADC214将其从模拟转换为数字，并且利用CP除去器216除去循环前缀。一旦CP已经被除去，M点DFT218就执行M点DFT，并且由子载波解映射器220对M点DFT218的输出中的频域分量执行解映射(且在一些情况下执行均衡)。N点IDFT222对解映射的频域分量执行N点IDFT以生成复时域信号，检测器224从该复时域信号中提取二进制输出。

在一些情况下，CP是块的最后部分的副本，其被添加以充当接连块之间的保护时间并且将离散时间线性卷积转换成离散时间循环卷积。因此，所发射的数据通过信道传播能够被建模为信道脉冲响应与所发射的数据块之间的循环卷积，其在频域中是DFT频率样本的逐点相乘。那么，为了除去信道失真，接收的信号的DFT能够被信道脉冲响应逐点的DFT简单地除，或者可以使用更复杂的频域均衡技术。

在LTE DL中，当前将空频块编码(SFBC)用于从基站或中继器到UE的发射分集。然而，需要注意的是在3GPP TSG RAN WGlMeeting#47Rl-063178“ST/SF Coding and Mapping Schemes of theSC-FDMA in E-UTRA Uplink”中（拉脱维亚，里加,2006年11月6日至10日）（其在此通过引用被完全并入），SFBC不保持SC-FDMA的低PAPR属性。

空时块编码(STBC)已经在3GPP TSG RAN WGl#47Rl-063179“Performance evaluations of STBC/SFBC schemes in E-UTRAUplink”（拉脱维亚，里加,2006年11月6日至10日）以及3GPP TSGRAN WGl Meeting#47bis Rl-070174“Performance Evaluation ofSC-FDMA with STBC in E-UTRA Uplink”(意大利，索伦托，2007年1月15日至19日)中被提出，其在此通过引用被完全并入。然而，当UE快速移动时，STBC可能易受信道迟滞（channel aging）影响。例如，LTE支持达到350km/h,其中f_c=2GHz,最大多普勒将是648.2Hz。这意味着，在1个时隙(即7个SC-FDMA符号)内，最大信道相位改变能够是大约116°。

此外，STBC要求偶数数目的SC-FDMA符号，其在LTE中得不到保证。例如，上行链路控制信道PUCCH格式2、2a和2b具有奇数数目的符号。

预编码矢量跳跃是公知发射分集方案，其中每个符号乘以常数，这将不影响SC-FDMA的低PAPR属性。

图2图示可以如何将预编码矢量跳跃应用到用于两天线UE的发射分集的SC-FDMA的示例。图2示出了在4个接连符号周期上跳过预编码矢量的序列[1,1]^T、[1,-1]^-T、[l,j]^T和[l,-j]^T由{S₀,S₁,...S_N-1}表示的N个调制符号的块。注意到，4个预编码矢量对应于为LTE下行链路定义的码本矢量。也就是说，预编码矢量的元素等于±1或±j。也应当注意到，{S₀,S₁,...S_N-1}在不同的时间承载不同的调制数据。

如在图2中能够看出的，预编码矢量跳跃涉及不同的矢量上的跳跃以实现空间分集，这意味着原始信号一定在时间方向上被进行前向纠错(FEC)编码（冗余），并且所发射的符号需要跳过矢量集合以实现分集。

该跳跃要求可能潜在地引起UL控制信道PUCCH的严重问题，因为其不是在时间上编码FEC，这意味着代替分集，可能从一个SC-FDMA符号到另一个SC-FDMA符号发生破坏性组合，这可能导致不可靠的性能。

循环移位延迟分集(CDD)已经被认为是用于OFDMA的发射分集技术。然而，由于其相对于用于OFDMA应用的SFBC的典型较弱性能，其通常不用作发射分集的手段。

在CDD中，时域中的表明频域中的相角改变的循环移位延迟，在传输之前被应用到时域中的符号。在OFDMA应用中，在完成OFDM调制（其典型地包括前向纠错(FEC)编码、交织、调制和M点IDFT）之后实施CDD。在IDFT之后，信号被分割为N_A个天线分支。第一天线的循环移位被设置为零，而在其他分支中，信号以天线特定循环移位δ_n，n=l,...,N_A-1进行循环移位。被称作相位分集(PD)的频域中的等同表示能够直接从M点IDFT计算出，并且对应于：

s (l) = \frac{1}{\sqrt{M}} Σ_{k = 0}^{M - 1} S (k) \cdot e^{j \frac{2 π}{M} kl},

(公式1)

s ({l - δ}_{n}) = \frac{1}{\sqrt{M}} Σ_{k = 0}^{M - 1} e^{- j \frac{2 π}{M} {kδ}_{n}} \cdot S (k) \cdot e^{j \frac{2 π}{M} kl},

（公式2）

其中，l、k、s(l)和S(k)分别表示离散时间、离散频率以及时域和频域中的复值信号，并且l-δ_n是从模M计算的。

与SFBC、STBC和矢量跳跃相比，CDD似乎更适合于LTE上行链路中使用的SC-FDMA，因为CDD保持发射序列的PAPR属性(与SFBC不同)，所以其能够被应用到包括偶数或奇数数目的SC-FDMA符号的子信道(与STBC不同)。其对UE的移动速度不敏感(与STBC不同)，并且能够在一个SC-FDMA符号中实现分集增益(与预编码矢量跳跃不同，其要求跳过多个符号以获得分集性能)。

然而，CDD可能潜在地在SC-FDMA中引入严重频率选择性衰落，因为一些子载波组合可以建设性地组合，而其他子载波组合破坏性地组合，引起衰落，这可能使SC-FDMA性能劣化。劣化的严重性通常取决于在例如基站或中继器处每个发射天线与每个接收天线之间的相应信道如何影响所发射的符号，由此影响所发射信号的组合是破坏性的还是建设性的。

根据本申请的一个方面，通过在"分集循环"内，即在一个所发射的SC-FDMA符号内引入尽可能多的信道组合，能够潜在地缓和与CDD相关联的该潜在频率衰落问题。如上注意到，在时域中引入循环移位延迟转换为在频域中的相角移位。这意味着，如果循环移位延迟被应用到时域SC-FDMA符号，一些相角改变将被引入到所发射的SC-FDMA符号的子载波分量中。

图3是根据本申请的实施例的SC-FDMA发射机的框图，其中利用CDD来提供用于双天线SC-FDMA发射机350的发射分集。

图3中图示的双天线SC-FDMA发射机350包括信号处理路径，该信号处理路径包括N点DFT300、子载波映射器302、M点IDFT304(M>N)、循环移位延迟分集(CDD)块305、循环前缀添加器306、DAC/RF块308和两个发射天线310、312。N点DFT300、子载波映射器302、M点IDFT304(M>N)以与上面参考图1A所描述的N点DFT200、子载波映射器202、M点IDFT204(M>N)相同的方式操作。CDD块305将复时域信号

的基准版本307传递到CP添加器306用于第一发射天线310并且也产生复时域信号

的循环移位延迟版本309，其传递到CP添加器306用于第二发射天线312。

图4图示了CDD如何影响为双天线SC-FDMA发射机的第一和第二天线生成的SC-FDMA符号的离散时间分量的示例。在图4中，假设用于第二天线的SC-FDMA符号被循环移位延迟两个离散时间传输间隔。

通过将循环移位延迟添加到最终驱动到第二天线的复时域信号

的版本，由第二天线发射的SC-FDMA符号将具有频率方向中线性增加的相角改变。这由公式2中的项指示（k是离散频率）。因此，如果循环移位延迟δ_n被设置为符号长度M的1/4，即，

那么上述项等于

其表示在离散频率子带上相角改变中的90°增加。类似地，如果循环移位延迟δ_n被设置为符号长度M的1/2，即，

那么表示在离散频率子带上相角改变中的180°增加。因而，如果循环移位延迟被设置为符号长度M的1/4，那么在第一天线发射对应于{x₀,x₁，x₂，x₃，...，x_N-1} (1)的已调制数据符号序列时（其中，x₀，x₁，x₂，x₃，...，x_N-1对应于N个已调制数据符号{x_n}），第二天线发射对应于{x₀，-jx₁,-x₂，jx₃，...，jx_N-1} (2)的已调制数据符号序列。也就是说，在序列(2)的各项之间存在

或-90°增加的相角改变，即遵循模式

{0, e^{- \frac{jπ}{2}} = - j, e^{- jπ} = - 1, e^{- \frac{j 3 π}{2}} = j, . . ., e^{- \frac{j (N - 1) π}{2}} = - j}

的频率上的相角的线性改变。类似地，如果循环移位延迟被设置为-M/4而不是M/4，那么结果得到的频率上的相角的线性增加将是

或90°，且第二天线将发射对应于{x₀，jx₁，-x₂，-jx₃，...，-jx_N-1} (3)的已调制数据符号的序列。同样，如果循环移位延迟δ_n被设置为符号长度M的1/2，即

那么当第一天线发射序列(1)时，则第二天线将发射序列{x₀，-x₁，x₂，-jx₃，...，-x_N-1} (4)。

可观察到的是，将循环移位延迟设置为符号长度的±1/4导致由两个天线发射具有由{l,j}构成的元素的序列的元素，这意味着在接收机处的有效信道的重建可能相对容易，因为不涉及复数。

此外，可注意到的是，假设平坦信道，仅1/4的子载波在序列(2)和(3)中具有的相同组合关系，而序列(4)中的1/2的子载波具有相同组合关系。

可注意到的是，上述基于提议循环延迟选择的CDD方案可以从预编码矩阵跳跃的观点看。在LTE标准中，已经在下行链路中定义了预编码码本。其由[l,l]^T、[l,-l]^T、[l,j]^T和[1,-j]^T构成。

如果我们对所发射SC-FDMA符号的子载波分量执行频率方向中的预编码矩阵跳跃，并且在该序列中，使得用于第二天线的SC-FDMA符号的子载波分量的相角改变使用以下序列线性地增加：

[l,l]^T,[l,-j]^T,[l,-l]^T和[l,j]^T (5)

或者

[l,l]^T,[l,j]^T,[l,-l]^T和[l,-j]^T, (6)

那么能够保持低PAPR属性，并且仅1/4子载波将具有相同组合关系。此外，因为我们仅使用元素{l,j}来预编码SC-FDMA符号，在接收机处重建有效信道可能是容易的。

在两天线SC-FDMA发射机中使用如上所述的PAPR保持预编码矩阵跳跃方法，第一天线仅以“1”被预编码，使得第一天线的调制信号的块等于

{x₀，x₁，x₂，x₃，...，x_N-1} (7)

而通过跳过以上序列（5）来产生{x₀，-jx₁，-x₂,jx₃，...，jx_N-1} (8)或者通过跳过以上序列（6）来产生(x₀，jx₁，-x₂，-jx₃，...，-jx_N-1} (9)来确定第二天线的调制信号的块。

需要注意的是，通过为DL定义的LTE预编码码本的频率方向中的预编码矩阵跳跃所产生的序列(8)和(9)与从1/4符号长度的循环移位延迟得到的序列(2)和(3)相同，且得到的序列包括码本的所有编码元素。

以上序列(2),(3),(8),(9)保持低PAPR属性并且对于为LTE下行链路定义的码本所提供的编码元素{l,j}在单个SC-FDMA符号内引入尽可能多的信道组合。

在如上提供的两个序列中使用{l,j}作为编码元素意味着在用于第二天线的SC-FDMA符号的已调制子载波之间引入90°的线性增加的相角改变，这就是为什么仅1/4子载波具有相同组合关系，因为在重复前其采取四个90°相角增加以完成码的全循环。由以上标识的两个特定序列提供的相角的线性增加保持SC-FDMA的低PAPR属性。

尽管已经在两天线发射机的上下文中描述了前面的预编码矩阵跳跃方案，但可以使用以下序列将概念扩展到四天线发射机：

[l,l,l,l]^T,[1,-j,j,-l]^T,[l,-l,-l,l]^T,[1,j,-j,-l]^T, (10)

其产生用于四个天线的以下预编码SC-FDMA符号：

{x₀，x₁，x₂，x₃,...，x_N-1} (11)

{x₀,jx₁，-1x₂，jx₃，...，jx_N-1} (12)

{x₀，jx₁，-1x₂，-jx₃，...，-jx_N-1} (13)和

{1,-1,+1,-1,...,-1} (14)

可以注意到的是，通过对于四个天线分别引入的循环环移位延迟能够实现序列(12)，(13)和(14)，其中M是符号长度。

根据本申请的实施例的另一个分集方案在此被称为基于子带的发射分集(SBTD)。在SBTD中，具有N_Tx个发射天线(N_Tx≥2)的UE的邻接带宽被划分为N_Tx个子带，其中N_Tx个发射天线的中的每一个被指配到N_Tx个子带中相应的一个，其中每个发射天线在其各自子带中发射用于UE的l/N_Tx个数据符号。

图5(a)是图示了对于具有两个发射天线的UE，可以如何实现SBTD的示例的带宽分配图。在图10(a)中UE的带宽被划分为两个相等邻接子带，其分别为子带1和子带2，其分别被分配到UE的两个发射天线。

在LTE中，最小导频序列在定义上是一个资源块，因为单个资源块是能够被分配的最小资源。在一些实施例中，如果各个子带的大小小于一个资源块，则多个子带可以在码分多址(CDMA)中使用相同资源块带宽。

在一些实施例中，SBTD用于物理上行链路共享信道上的数据传输。

因为SC-FDMA信号在SBTD中仍然正在邻接子载波的邻接子带内发射，所以SBTD保持SC-FDMA的低PAPR属性并且不将频率选择性引入SC-FDMA处理中。此外，在单独子带之间以及在单独天线上划分所发射的数据能够潜在地降低发射机电路的复杂性，因为相对于在非SBTD分集方案中所需的DFT，可以降低(每个天线)的DFT的大小。例如，如果我们假设存在用于在根据本申请的实施例利用SBTD用于发射分集的双天线SC-FDMA发射机上的传输的所需的4个资源块，则可能向操作在第一子带的发射天线中的第一个指配资源块中的两个，并且向操作在第二子带中的第二发射天线指配另外两个资源块。因为能够处理两个资源块的相应N点DFT可以用于该SBTD情形中的每个天线，所以DFT电路的总复杂性很可能低于其中将很可能需要能够处理四个资源块的单个DFT的非SBTD情形。

图5B是根据本申请的实施例的双天线SC-FDMA发射机的框图，其中SBTD被用于提供用于双天线SC-FDMA发射机的发射分集。

图5B中所图示的双天线SC-FDMA发射机包括两个并行信号处理路径，其包括相应的N点DFT500和501、公共子载波映射器502、相应的M点IDFT504和505(M>N)、公共循环前缀(CP)添加器506、公共DAC/RF块508以及相应的发射天线510和512。

N点DFT500和501中的每一个以图1A所示的N点DFT200和图3所示的N点DFT300相同的方式操作，其分别执行N点DFT N编组的调制符号x_n-1和x_n-2，以分别产生频域表示X_k-1和X_k-2。子载波映射器502然后将来自第一N点DFT500的N个DFT输出X_k-1中的每一个映射到指配到第一天线510的子带中的相应子载波，并且将来自第二N点DFT501的N个DFT输出X_k-2中的每一个映射到指配到第二天线512的子带中的相应子载波。

子载波映射的结果是复子载波振幅的两个集合

和

(l=0,1,2,…,M–1)，其中在M个振幅中的每个集合中N个振幅是非零的。假设UE带宽已经在被指配到相应天线的两个子带之间均等地划分，并且UE带宽等于2M。M点IDFT504和505对其M个相应输入执行相应M点IDFT以将子载波振幅

和

分别变换为两个复时域信号

和

CP添加器506将循环前缀(CP)添加到复时域信号

和

在一些实施例中，对每个复时域信号添加的CP是相同的。在一些实施例中，不同的CP被添加到每个复时域信号。

DAC/RF块208使用每个

(和CP)来调制单频率载波，并且用于第一信号处理路径的所有已调制符号在指配到第一天线的子带中经由第一发射天线510被顺序地发射。DAC/RF块208也使用每个

(和CP)来调制单频率载波并且第二信号处理路径的所有已调制符号在指配到第二天线的子带中经由第二发射天线512被顺序地发射。

尽管子载波映射器502、CP添加器506和DAC/RF块508被示为对图5B中所图示的实施例中的两个信号处理路径是公共的，但在一些实施例中，这些块的功能可以通过用于每个信号处理路径的单独功能块/电路来实现。

尽管图5B中所示的SC-FDMA发射机具有两个发射天线，更一般地，根据本申请的具有SBTD功能的SC-FDMA发射机可以具有任意数量的发射天线。在一些实施例中，每个天线具有其自己的信号处理路径。

在一些实施例中，UE带宽在多个发射天线之间被不均匀地划分。

如上所述，由于其固有的低PAPR属性，在LTE上行链路中大量地地采用了SC-FDMA，其能够潜在地相对于例如OFDMA增加功率约束/限制的UE的覆盖。然而，当UE具有足够功率上升空间时，那么如在LTE上行链路中使用的常规SC-FDMA上的约束是不必要的，因为对于具有足够功率上升空间的UE来说，低PAPR不是问题。

在LTE DL中，UE能够被分配若干子带以利用频域多个信号增强（upfade）。这也使频域分集称为可能。然而，当前3GPP LTE标准将UL资源授权限制到每个UE仅一个子带。这以两种方式限制UL性能，即，UE将不能够利用多个频域信号增强，也不能够利用频率子集，其潜在地限制UL链路级吞吐量和可靠性。

当前LTE标准也不支持UL多天线传输。如上所述，在高级LTE中，其将改变。多子带UL分配上的当前约束有时与多天线UL传输上的约束相关。例如，为了保持低PAPR，在当前LTE标准中，在一个子带中仅允许一个码字，而不管该子带有多宽。

当UE可能进行此时，本申请的一些方面可以缓解这些两种约束以便潜在地改善LTE UL性能。

UE UL自适应子信道化

当前LTE标准提供一种机制，通过该机制演进节点B(eNB)意识到UE的功率上升空间。根据本申请的实施例，当UE具有足够功率上升空间时，eNB可以向特定UE指配多个子带以用于上行链路通信。已经被指配多个子带的UE现在可以在多个子带上进行发射以利用频域中的多个衰落峰值(闭环)以及用于潜在地改善上行链路链路级性能的频率分集(开环)。

UE UL自适应闭环秩和码字适配

本申请的另一个实施例基于UE功率上升空间提供UL自适应闭环秩/码字适配。具体地，当UE具有足够上升空间时，多层和多码字MIMO传输能够被采用以改善链路级吞吐量/可靠性。在当前LTE标准中，UE被限制为在UL中使用单个发射天线，并且被限制为在单个子带中使用单个码字。这是因为多层/多秩传输和多码字秩-1传输影响SC-FDMA的低PAPR属性。在子带中仅使用单个码字潜在地限制UE“调谐”到通信信道的能力。例如，如果三个资源块被指配并且不同的预编码器矢量被指配到每个资源块，则沿着子带带宽的预编码器矢量的变化可能影响PAPR，但是其也可能允许UE利用多个衰落峰值。根据本申请的该实施例，当UE具有不充足的功率上升空间时，能够在上行链路中使用单个码字秩-1传输，其是在LTE标准中用于UL的默认传输模式。然而，当UE具有充足的功率上升空间，eNB能够基于信道强度调度较高秩/层传输，例如秩-2传输，或多码字秩-1传输。

具有低PAPR的UL CL多子带频率相关调度

根据本发明的另一个实施例，对于其中可能需要保持SC-FDMA的低PAPR属性的情况，天线子组能够用于实现多子带频率相关调度。

对于能够进行MIMO传输的UE，所述UE能够使用单子带MIMO传输，根据涉及多天线UL传输的前面的实施例，或者根据本申请的该实施例，UE的发射天线能够被划分为子组，其中每个子组在相应子带中进行发射。

天线的该子组允许系统利用具有相应预编码码字的多个频域峰值，同时保持SC-FDMA的低PAPR属性。例如，关于两个发射天线，每个天线能够以频率选择性调度(FSS)以其相应峰值进行发射。不过来自该方法的增益在发射天线是不相关时可以更加显著，就意味着它们的频率衰落峰值彼此独立。

具有低PAPR的UL多天线RACH

在LTE DL同步信道(SCH)中，由于其简单性和性能，采用时域矢量跳跃。

时域预编码器矢量跳跃保持所发射序列的低PAPR属性，因为每个符号仅与常数相乘。如前所述，时域预编码器矢量跳跃要求在不同的矢量上跳跃以实现空间分集。如果所发射信号在时域中不是前向纠错(FEC)编码的，这可能引起问题，因为从一个SC-FDMA符号到另一个SC-FDMA符号可能发生破坏性组合。

然而，LTE UL随机接入信道(RACH)是FEC编码的(卷积码)，因此，根据本申请的实施例，时域矢量跳跃被用于多天线RACH传输。例如，对于两天线传输，用于时域矢量跳跃的矢量可以是{l，l}，{l，-l}，{l,j}和{l,-j}。图2中示出可以使用这些示例矢量而被发射用于两个天线的符号序列的示例。

对于四天线传输，矢量能够是由元素{l}和{j}构成的任何组合。然而，需要注意的是，改变矢量之间的元素的一半能够潜在地提供更快的检测。那是{l，1，1，1}，{l，-1，1，-1}，…相比在矢量之间仅改变四个元素中的一个其可以被更快地检测到。

无线系统概述

参考附图，图6示出控制多个小区12内的无线通信的基站控制器(BSC)10，所述小区由对应基站(BS)14服务。在一些配置中，每个小区被进一步划分为多个扇区13或分区（zone）(未示出)。通常，每个基站14促进与在与对应基站14相关联的小区12内的移动站和/或无线终端16使用OFDM进行的通信。移动终端16相对于基站14的移动导致信道条件的显著波动。如所图示的，基站14和移动终端16可以包括多个天线以提供用于通信的空间分集。在一些配置中，中继站15可以协助基站14与无线终端16之间的通信。无线终端16能够从任何小区12、扇区13、分区(未示出)、基站14或中继器15切换18到其他小区12、扇区13、分区(未示出)、基站14或中继器15。在一些配置中，基站14通过回程网络11与每个以及与另一个网络(诸如核心网络或因特网，两者未示出)进行通信。在一些配置中，不需要基站控制器10。

参考图7，图示了基站14的示例。基站14通常包括控制系统20、基带处理器22、发射电路24、接收电路26、多个天线28和网络接口30。接收电路26从移动终端16(图8中图示的)以及中继站15(图9中图示的)提供的一个或多个远程发射机接收承载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器(未示出)可以合作以放大和从信号除去宽带干扰用于处理。下转换和数字化电路(未示出)然后将滤波的、接收的信号下转换为中间或基带频率信号，其然后被数字化为一个或多个数字流。

基带处理器22处理数字化的接收信号以提取在接收信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。因此，基带处理器22通常在一个或多个数字信号处理器（DSP）或专用集成电路(ASIC)中实现。然后，接收的信息经由网络接口30在无线网络上发送，或直接地或在中继器15的协助下发射到由基站14服务的另一个移动终端16。

在发射侧，基带处理器22在控制系统20的控制下从网络接口30接收可以表示语音、数据或控制信息的数字化的数据，并且编码该数据以用于传输。编码数据被输出到发射电路24，其中其通过具有期望的一个或多个发射频率的一个或多个载波信号被调制。功率放大器(未示出)将已调制载波信号放大到适于传输的水平，并且通过匹配网络(未示出)将已调制载波信号递送给天线28。下面将更详细地描述调制和处理细节。

参考图8，图示了移动终端16的示例。类似于基站14，移动终端16将包括控制系统32、基带处理器34、发射电路36、接收电路38、多个天线40和用户接口电路42。接收电路38从一个或多个基站14和中继器15接收承载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器(未示出)可以合作以放大和从信号除去宽带干扰以用于处理。然后，下转换和数字化电路(未示出)将经滤波的接收信号下转换为中间或基带频率信号，其接下来被数字化为一个或多个数字流。

基带处理器34处理数字化的接收信号以提取在接收信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。基带处理器34通常在一个或多个数字信号处理器（DSP）和专用集成电路(ASIC)中实现。

对于传输，基带处理器34从进行编码用于传输的控制系统32接收可以表示语音、视频、数据或控制信息的数字化数据。编码数据被输出到发射电路36，其中其被调制器用于调制在一个或多个发射频率的一个或多个载波信号。功率放大器(未示出)将已调制载波信号放大到适于传输的水平，并且通过匹配网络(未示出)将已调制载波信号递送到天线40。各种对于本领域技术人员可用的调制和处理技术被用于直接或经由中继站进行移动终端与基站之间的信号传输。

在OFDM调制中，传输带被划分为多个正交载波。根据将被发射的数字数据来调制每个载波。因为OFDM将传输带划分为多个载波，每个载波的带宽降低，并且每个载波的调制时间增加。因为多个载波是并行发射的，任何给定载波上的数字数据或符号的传输速率低于使用单个载波时的情况。

OFDM调制利用针对要被发射的信息执行快速傅里叶逆变换(IFFT)。对于解调，针对接收的信号执行快速傅里叶变换(FFT)恢复了所发射的信息。在实践中，通过执行离散傅里叶逆变换(IDFT)和离散傅里叶变换(DFT)的数字信号处理分别提供IFFT和FFT。因此，OFDM调制的表征特征是针对传输信道内的多个带生成正交载波。已调制信号是具有相对低的传输速率并且能够停留在它们各自的带内的数字信号。单独载波不直接被数字信号所调制。而是，所有载波通过IFFT处理一次被调制。

在操作中，OFDM通常地至少用于从基站14到移动终端16的下行链路传输。每个基站14装备有“n”个发射天线28(n>=1)，并且每个移动终端16装备有“m”个接收天线40(m>=l)。

明显地，各个天线能够使用适当的双工器或开关用于接收和发射并且也仅为了清楚而被如此标记。

当使用中继站15时，OFDM优选地用于从基站14到中继器15以及从中继站15到移动终端16的下行链路传输。

参考图9，图示了中继站15的示例。类似于基站14和移动终端16，中继站15将包括控制系统132、基带处理器134、发射电路136、接收电路138、多个天线130和中继器电路142。中继器电路142使得中继器14能够协助基站16与移动终端16之间的通信。接收电路138从一个或多个基站14和移动终端16接收承载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器(未示出)可以合作以放大和从信号除去宽带干扰以用于处理。然后，下转换和数字化电路(未示出)将经滤波的接收信号下转换为中间或基带频率信号，其接下来被数字化为一个或多个数字流。

基带处理器134处理数字化的接收信号以提取在接收信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。基带处理器134通常在一个或多个数字信号处理器（DSP）和专用集成电路(ASIC)中实现。

对于传输，基带处理器134从进行编码用于传输的控制系统132接收可以表示语音、视频、数据或控制信息的数字化数据。编码数据被输出到发射电路136，其中其被调制器用于调制在一个或多个期望发射频率的一个或多个载波信号。功率放大器(未示出)将已调制载波信号放大到适于传输的水平并且通过匹配网络(未示出)将已调制载波信号递送到天线130。如上所述，各种对于本领域技术人员可用的调制和处理技术被用于直接地或间接地经由中继站进行移动终端与基站之间的信号传输。

参考图10，将要描述逻辑OFDM传输架构。最初，基站控制器10直接地或者在中继站15的帮助下将要被发射到不同移动终端16的数据发送到基站14。基站14可以使用与移动终端相关联的信道质量指示符(CQI)来调度用于传输的数据以及选择适当编码和调制来发射经调度的数据。基于由移动终端16提供的信息，CQI可以直接来自于移动终端16或在基站14处确定。在任何情况下，每个移动终端16的CQI是信道振幅(或响应)随OFDM频带变化的程度的函数。

使用数据加扰逻辑46以降低与数据相关联的峰均功率比的方式来加扰作为比特流的调度数据44。使用CRC添加逻辑48确定用于加扰数据的循环冗余校验(CRC)并且将其附加到加扰数据。接下来，使用信道编码器逻辑50执行信道编码以有效地将冗余添加到数据以促进在移动终端16处的恢复和纠错。再次，用于特定的移动终端16的信道编码是基于CQI的。在一些实现方式中，信道编码器逻辑50使用已知Turbo编码技术。然后由速率匹配逻辑52处理编码数据以补偿与编码相关联的数据扩展。

比特交织器逻辑54系统地重新排序编码数据中的比特以最小化连续数据比特的损失。通过映射逻辑56根据所选的基带调制系统地将结果得到的数据比特映射到对应符号。优选地，使用正交调幅(QAM)或正交相移键控(QPSK)调制。优选地基于特定移动终端的CQI来选择调制度。使用符号交织器逻辑58可以系统地重新排序符号以进一步加强所发射信号对由频率选择性衰落引起的周期数据损失的抗扰度。

在这点上，比特组已经被映射到表示振幅和相位星座中的位置的符号。当期望空间分集时，然后通过空时块码(STC)编码器逻辑60处理符号的块，所述编码器逻辑60以增强所发射信号对干扰的抵抗并且在移动终端16处更易被解码的方式来修改符号。STC编码器逻辑60将处理传入的符号并且提供对应于基站14的发射天线28的数目的“n”个输出。针对图10如上所述的控制系统20和/或基带处理器22将提供映射控制信号以控制STC编码。在这点上，假设用于“n”个输出的符号表示要被发射的且能够被移动终端16恢复的数据。

对于本示例，假设基站14具有两个天线28(n=2)并且STC编码器逻辑60提供符号的两个输出流。因此，由STC编码器逻辑60输出的每个符号流被发送到对应IFFT处理器62，为了易于理解其被单独图示。本领域技术人员将认识到可以使用一个或多个处理器来单独或与在此描述的其他处理组合地提供此类数字信号处理。IFFT处理器62将优选地操作各个符号以提供傅里叶逆变换。IFFT处理器62的输出提供时域中的符号。时域符号被编组为帧，所述帧通过前缀插入逻辑64而与前缀相关联。经由对应的数字上转换(DUC)和数模(D/A)转换电路66将每个结果得到的信号在数字域中上转换为中间频率和转换为模拟信号。然后经由RF电路68和天线28在期望RF频率处同时调制、放大和发射结果得到的(模拟)信号。明显地，为预定的移动终端16已知的导频信号分散在子载波之间。以下详细讨论的移动终端16将使用导频信号用于信道估计。

现在参考图11来说明由移动终端16直接从基站14或在中继器15的帮助下接收所发射信号。在所发射信号到达移动终端16的每个天线40时，由对应的RF电路70对相应信号进行解调和放大。为了简洁和清楚，仅详细描述和图示两个接收路径中的一个。模数(AID)转换器和下转换电路72对模拟信号进行数字化和下转换以进行数字处理。可以由自动增益控制电路(AGC)74使用结果得到的数字化信号以基于接收到的信号电平控制RF电路70中的放大器的增益。

最初，数字化信号被提供给同步逻辑76，所述同步逻辑76包括粗同步逻辑78，所述粗同步逻辑78缓冲若干OFDM符号并且计算两个接连OFDM符号之间的自相关。对应于相关结果的最大值10的结果得到的时间索引确定细同步搜索窗口，其由细同步逻辑80使用以基于首部确定精确成帧起始位置。细同步逻辑80的输出促进帧对准逻辑84的帧获取。适当成帧对准是重要的以至于后续的FFT处理提供了从时域到频域的准确转换。细同步算法是基于由首部携带的接收的导频信号与已知导频数据的本地副本之间的相关性。一旦帧对准获取发生，就通过前缀除去逻辑86除去OFDM符号的前缀并且结果得到的样本被发送到频率偏移校正逻辑88，其补偿发射机与接收机的不匹配的本地振荡器引起的系统频率偏移。优选地，同步逻辑76包括频率偏移和时钟估计逻辑82，所述时钟估计逻辑82基于首部来帮助估计对发射信号的此类影响并将那些估计提供到校正逻辑88以适当地处理OFDM符号。

此时，时域中的OFDM符号准备好通过使用FFT处理逻辑90而转换到频域。结果是频域符号，其被发送到处理逻辑92。处理逻辑92使用分散导频提取逻辑94提取分散的导频信号，使用信道估计逻辑96基于提取的导频信号确定信道估计，并且使用信道重建逻辑98提供对所有子载波的信道响应。为了确定对每个子载波的信道响应，导频信号实质上是以时间和频率这二者中的已知图案分散在遍及OFDM子载波的数据符号中的多个导频符号。继续图11，处理逻辑将接收的导频符号与在特定时间在特定子载波中预期的导频符号相比较以确定其中发射导频符号的子载波的信道响应。结果被内插以估计其中没有提供导频符号的剩余子载波的大多数（如果不是全部）的信道响应。实际和内插的信道响应被用于估计总体信道响应，其包括对OFDM信道中的大多数（如果不是全部）的子载波的信道响应。

从每个接收路径的信道响应得到的频域符号和信道重建信息被提供给STC解码器100，其在两个接收的路径上提供STC解码以恢复所发射的符号。信道重建信息向STC解码器100提供均衡信息，所述均衡信息足以在处理各个频域符号时消除对传输信道的影响。

使用对应于发射机的符号交织器逻辑58的符号解交织器逻辑102将恢复的符号按次序放回。然后使用解映射逻辑104将解交织的符号解调或解映射为对应的比特流。接下来，使用对应于发射机架构的比特交织器逻辑54的比特解交织器逻辑106将比特解交织。解交织的比特然后由速率去匹配（de-matching）逻辑108处理并且被提供给信道解码器逻辑110以恢复最初加扰数据和CRC校验和。因此，CRC逻辑112除去CRC校验和，以传统方式检查加扰数据，并且将其提供给解扰逻辑114以用于使用已知基站解扰码来进行解扰以恢复原始发射的数据116。

与恢复数据116并行地，CQI或至少足以在基站114创建CQI的信息被确定或被发射到基站14。如上所述，CQI可以是载波干扰比(CR)以及信道响应随OFDM频带中的各个子载波变化的程度的函数。对于该实施例，将用于发射信息的OFDM频带中的每个子载波的信道增益彼此相比较以确定信道增益随OFDM频带变化的程度。尽管多种技术可以用于测量变化程度，但是一种技术是计算遍及用于发射数据的OFDM频带的每个子载波的信道增益的标准偏差。

图6至11提供可以用于实现本申请的实施例的通信系统的一个特定示例。其应当理解为，本申请的可以通过下述通信系统来实现，所述通信系统具有不同于特定示例的架构，但是其是以在此描述的实施例的实现方式一致的方式操作。

鉴于上述教导，本发明的各种修改和变化是可能的。因此应当理解的是，在所附权利要求的范围内，本发明可以与在此具体描述的方式不同的方式进行实践。

Claims

1.一种用于基于单载波频分多址(SC-FDMA)子带的发射分集的方法，所述方法包括：

将带宽划分为多个子带；

将每个子带指配到多个天线中的相应天线；以及

用被指配到子带的相应天线发射每个子带中的SC-FDMA信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述多个子带中的子带均具有相同大小。

3.一种用于基于单载波频分多址(SC-FDMA)子带的发射分集的无线发射机，其被配置为生成用于在多个邻接子带中的每一个中发射的SC-FDMA信号。

4.如权利要求3所述的无线发射机，包括用于每个子带的相应信号处理路径，每个信号处理路径包括相应离散傅里叶变换器(DFT)。

5.如权利要求4所述的无线发射机，其中每个信号处理路径在DFT之后包括子载波映射器，所述子载波映射器之后是离散傅里叶逆变换器。

6.一种在SC-FDMA调制的上行链路中用于上行链路自适应子信道化的方法，该方法包括：

基于无线设备的操作功率上升空间为无线设备指配用于SC-FDMA调制的上行链路传输的多个非邻接子带。

7.如权利要求6所述的方法，进一步包括：

确定所述无线设备在其上具有衰落峰值的子载波，其中为无线设备指配多个非邻接子带包括：基于所述无线设备的操作功率上升空间以及所述无线设备在其上具有衰落峰值的子载波为所述无线设备指配用于SC-FDMA调制的上行链路传输的多个非邻接子带。

8.一种在基站中用于适配具有MIMO功能的无线设备的SC-FDMA调制的上行链路连接的方法，包括：

监视所述无线设备的操作功率上升空间；

当所述无线设备具有充足操作功率上升空间时，基于信道强度调度多码字秩-1传输或至少秩-2的传输。

9.一种用于SC-FDMA调制的上行链路信道上的发射分集的方法，包括：

对于多个天线中的每一个：

基于跳过时域预编码矢量来预编码SC-FDMA调制的符号序列，其中所述时域预编码矢量对于每个天线是不同的，以及

发射所述多个预编码的SC-FDMA调制符号。

10.如权利要求9所述的方法，其中所述预编码矢量的元素包括{l}和{j}。

11.如权利要求10所述的方法，其中所述多个天线包括两个天线，并且所述预编码矢量包括{l,l},{l,-l},{1,j}和{l,-j}。

12.如权利要求9至11中任何一项所述的方法，其中所述SC-FDMA调制的上行链路信道包括前向纠错编码数据。

13.如权利要求9至11中任何一项所述的方法，其中所述SC-FDMA调制的上行链路信道包括长期演进(LTE)上行链路随机接入信道(RACH)。

14.一种用于基于单载波频分多址(SC-FDMA)子带的发射分集的设备，包括：

用于将带宽划分为多个子带的装置；

用于将每个子带指配到多个天线中的相应天线的装置；以及

用于使用被指配到子带的相应天线发射每个子带中的SC-FDMA信号的装置。

15.如权利要求14所述的设备，其中所述多个子带中的子带均具有相同大小。

16.一种用于基于单载波频分多址(SC-FDMA)子带的发射分集的设备，包括：

用于生成在多个邻接子带中的每一个中被发射的SC-FDMA信号的装置；

用于使用多个天线中的被指配到子带的相应天线发射各个子带中的SC-FDMA信号的装置。

17.如权利要求16所述的设备，包括：

用于为所述多个相邻子带中的各个子带所产生的各个SC-FDMA信号执行唯一的离散傅里叶变换(DFT)的装置。

18.如权利要求17所述的设备，包括：

用于在每个DFT之后唯一地映射每个产生的SC-FDMA信号的装置；以及

用于在每个被映射的信号上执行唯一的逆离散傅里叶变换的装置。