CN101827065B - 一种减小局部式单载波频分多址系统中发送信号峰均功率比的方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，具体公开了一种减小局部式单载波频分多址系统中发送信号峰均功率比的方法。本发明根据原输入信号的分布特征设定相应的削波门限，同时对经过削波处理的时域信号进行幅度拉升、相位校正和发送功率的补偿处理，有效降低了单载波频分多址系统发送信号的峰均功率比。同时也并且弥补了传统削波技术引起的误码率下降的缺点。在仿真环境中，发送信号的峰均功率比在P＝10^-4处最大约有2dB的减小，而误码率在10^-4处约只有0.2～0.5dB的下降。

Description

一种减小局部式单载波频分多址系统中发送信号峰均功率比的方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种减小局部式单载波频分多址系统中发送信号峰均比的方法。

背景技术

正交频分多址接入(OFDMA，Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access)由于具有很高的频谱利用率，能有效地对抗无线信道中的频率选择性衰落，以及能提供灵活的无线资源分配，而成为新一代宽带无线通信系统的多用户接入方案。然而，OFDMA时域信号较大的波动性会造成很高的峰均功率比(PAPR，Peak-to-Average Power Ratio)，这对信号发射端放大器的线性性能要求很高，给无线移动终端的设计带来了难度。同时，为了达到线性要求，放大器提高动态范围，牺牲放大效率，对移动终端而言，这无疑又增加了制造成本。因此，第三代合作伙伴计划(3GPP，3rd Generation Partner Project)在所制定长时期演进(LTE，Long Time Evolution)标准中，把单载波频分多址接入(SC-FDMA，Single Carrier-Frequency Division Multiplexing Access)作为了可行的上行传输方案。然而，通过仿真实验表明，SC-FDMA系统峰均功率比仍高达6dB。较高的PAPR仍然给制造商降低移动终端的成本，提高电池的续航时间带来了难题。

SC-FDMA系统发送端的结构图如图1所示。在发射机前端，二进制比特流通过基带调制器转换为长度为N的复数序列，然后经过N点离散傅立叶变换(DFT，Discrete FourierTransformation)转化到频域。接着按照3GPP-LTE标准中规定的子载波分配方式，从M个正交的子载波中选出N个子载波，把频域符号映射到这些子载波上，并且将其他未被分配的子载波上数据设为0。最后对映射后的频域信号做M点离散傅立叶反变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transformation)，将符号转回时域，经过成形滤波器以及数模转换(DAC，Digital to Analog Converter)形成基带模拟信号输送至射频放大器。

SC-FDMA系统使用局部式(localized)和分布式(distributed)两种子载波映射方式。由于两种方式各有优点，LTE的方案同时支持这两种单载波传输方式。在局部式映射下，用户将N点时域符号映射到整个频带M个子载波中连续的N子载波上。而分布式映射中，用户选取N个间隔的子载波，以获得更高多的频率分集(Frequency Diversity)。当这些子载波在频带上以距离为Q等间隔排布时，称为交织式(Interleaved)映射，其中Q＝M/N，表示系统中的用户数(这里是Q的定义，所以下面我就省略了对Q的说明)。图2展示了局部式和交织式的区别。在本发明中，我们称交织式SC-FDMA系统为IFDMA(InterleavedFDMA)，局部式SC-FDMA系统为LFDMA(Localized FDMA)。从图2可以看到，对于处于LFDMA系统中的单个用户而言，他的信号只占用了频谱的一部分，在其他用户频谱的值为零，不存在频率泄漏现象。

对长为M的序列{x_m}通过成形滤波器形成的模拟信号x(t)，其PAPR定义为：

其中T代表单个符号发送周期，M代表该发送序列的长度。

2006年第9期的IEEE VEHICULAR TECHNOLOGY MAGAZINE中，在题为“SingleCarrier FDMA for Uplink Wireless Transmission”的文章中，通过仿真表明，IFDMA系统中的PAPR对基带升余弦成形滤波器的滚降系数十分敏感，因此可以通过增大滚降系数来降低IFDMA中的PAPR；而仿真表明LFDMA系统中的PAPR却没有这样的特性。本发明针对LFDMA系统提出了一种能降低信号PAPR的方法。在不增加额外带宽的情况下，通过采用本方法，可以使得PAPR的互补累积分布函数(CCDF，Complementary Cumulative DistributionFunction)在10^-4时降低1.8～2.2dB。尽管由于本方法采用削波处理，改变了信号时域波形，但仿真结果表明，在高斯信道下，系统比特误码率(BER，Bit Error Rate)在10^-4处仅有约0.2～0.5dB的损失。

发明内容

本发明的目的在于提出一种可降低局部式单载波频分多址系统中发送信号峰均功率比的方法。

LFDMA系统中在频域的子载波映射过程可以等效为在时域上对原信号间按照插值公式进行插值。这些插值会造成时域信号的峰谷起伏，这是使得LFDMA系统的峰均功率比较高的原因之一。本发明通过在发送端的信号调制过程中，对经过削波处理的时域信号进行幅度、相位和发送功率补偿的处理，使得通过系统插值后的叠加信号的峰值降低，达到降低发送信号峰均功率比的目的。

设在LFDMA系统中，用{x_n：n＝0，1，...，N-1}表示某用户待调制的N个符号，并且用{X_k：k＝0，1，...，N-1}表示{x_n}经过N点DFT变换后的序列频谱。记M为LFDMA系统的子载波总数。对该用户而言，需要经过子载波映射处理将{X_k}映射到属于自己的N个子载波上，而将其它子载波的值设置为零。记子载波映射后的频域符号序列表示为

对于LFDMA系统，子载波映射过程可以表示为

${\tilde{X}}_k=\left\{\begin{array}{cc}{X}_k,& 0\≤k\≤N-1\\ 0,& N\≤k\≤M-1\end{array}\right..---\left(1\right)$

将

的IDFT输出信号记作

由DFT性质可知，对序列频谱补零的结果相当于在每两个时域符号间插入Q-1个值。设m＝Qn+q，其中0≤q≤Q-1，0≤n≤N-1。则

表示为：

${\tilde{x}}_m={\tilde{x}}_{\mathrm{Qn}+q}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{Q}{x}_n,& q=0\\ \frac{1}{Q}(1-e^{j2\mathrm{\π}\frac{q}{Q}})\·\frac{1}{N}\underset{p=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{x_p}{1-e^{j2\mathrm{\π}\{\frac{(n-p)}{N}+\frac{q}{\mathrm{QN}}\}}},& q\≠0\end{array}\right..---\left(2\right)$

针对LFDMA系统中的PAPR问题，本发明提出了以下的信号处理过程，该过程分为如下六个步骤：

1)对

符号序列作限幅处理，按照一定的削波系数ρ(0≤ρ≤1)削波后得到序列{y_m：m＝0，1，...，M-1}。

2)对{y_m}作M点DFT变换，得到{Y_k：k＝0，1，...，M-1}。对{Y_k}频带外的值进行如下的归零处理，得到{T_k：k＝0，1，...，M-1}：

$T_k=\left\{\begin{array}{cc}{Y}_k,& 0\≤k\≤N-1\\ 0,& N\≤k\≤M-1\end{array}\right..---\left(3\right)$

3)对{T_k}作M点IDFT变换，得到序列{t_m：m＝0，1，...M-1}。检查{t_m}序列中所有q＝0处的符号，若有或

则使

其中操作表示取括号内变量的实部，

操作表示取括号内变量的虚部。处理完毕后，得到序列

4)对作M点DFT变换，得到序列

对频带外的值进行如下的归零处理，得到序列{S_k：k＝0，1，...，M-1}：

$S_k=\left\{\begin{array}{cc}{T}_k,& 0\≤k\≤N-1\\ 0,& N\≤k\≤M-1\end{array}\right..---\left(4\right)$

5)对{S_k}进行功率补偿，使它的平均发送功率与初始序列

的平均发送功率相等。

6)对功率补偿后的{S_k}作M点IDFT变换，得到发送序列{s_m：m＝0，1，...，M-1}，通过成形滤波产生发送信号s(t)。

本发明针对LFDMA系统中产生较大峰均功率比的原因——时域符号间的复加权插值，在不引入频谱泄漏的情况下，通过对待发送符号序列限幅和个别符号的幅度和相位进行优化，降低了系统的PAPR。

附图说明

图1为传统SC-FDMA系统调制解调流程图。

图2为SC-FDMA系统的两种主要子载波映射方式示意图。其中，(a)为局部式，(b)为交织式。

图3为结合本发明的LFDMA系统调制解调流程图。

图4为本发明的对LFDMA系统的信号优化处理的具体过程。

图5为在本发明的一个实施例中不同削波系数的情况下发送信号的峰均功率比(PAPR)分布。

图6为上述实施例中不同削波系数下的系统的误码率曲线。

图7为上述实施例中削波系数为0.2和无削波时发送信号的瞬时功率对比。

具体实施方式

下面结合附图，对该算法的具体实施方式做一个详细的说明，应该强调的是，该说明仅仅是示例性的，而并非限制本发明的范围及应用。

如图3所示，假设通过基带调制器输出了一个长度为N的随机QPSK序列{x_n}。在对这些基带复信号做N点DFT以后，得到了其N点离散的频谱值{X_k}。根据LFDMA系统的要求，这些值被顺序放在M点频谱的前N个位置上(其中M＝QN)，而其他的M-N个位置则用零填充，得到新的频谱

见公式(1)。经M点IDFT变换后，它在时域上得到的结果序列

是在原来的每个时域符号的中间平均的插入了Q-1个值，如插值公式(2)。

以下是该发明提出的序列优化处理过程，如图4。首先是对序列

进行限幅处理。具体的算法如下：

1)首先将序列

中各个符号按幅度从大到小排序。

2)然后根据设置的削波系数ρ(0≤ρ≤1)，找到排序中分布在ρ处的符号。例如ρ＝00.2，而序列长M＝256，由0.02·256＝5.12，取整数部分后，则找到排序中处于第5位的符号。

3)以该符号的幅度为门限对

进行削波，得到序列{y_m：m＝0，1，...，M-1}。

4)然后，对{y_m}作M点DFT变换，得到序列{Y_k}。对{Y_k}频带外的值进行公式(3)中的归零处理，得到序列{T_k}。

5)接着，对{T_k}作M点IDFT变换，得到序列{t_m}。

6)检查{t_m}中所有q＝0处的符号，若有

或

则使

处理完毕后，得到序列对

作M点DFT变换，得到序列

对

频带外的值进行公式(4)中的归零处理，得到序列{S_k}。

7)对{S_k}进行功率补偿，使它的平均发送功率与初始序列

的平均发送功率相等。

8)最后，对{S_k}作M点IDFT变换，得到发送序列{s_m}。

该技术通过削波和对发送信号时域上幅度，相位和平均发送功率的调整，找到减小LFDMA中PAPR的一种有效方法。

图5中显示了采用本发明后LFDMA系统中的PAPR在不同削波系数下的性能结果。设该LFDMA系统具有M＝256个子载波，每一个用户占N＝32个子载波，设用户采用QPSK调制，基带升余弦滤波器的滚降因子为0。图5使用CCDF函数衡量其时域信号波形PAPR分布的曲线。CCDF函数表示PAPR值大于某一给定值PAPR_o的概率。从中可以看到，随着削波系数的增大，PAPR逐渐下降。在经过优化处理以后，发送信号的PAPR在P＝10^-4处最大约有2dB的减小。

图6中显示了对系统误码率BER仿真的结果。在高斯信道下，从图中可看出，随着削波系数的增大，误码率在10^-4处约有0.2～0.5dB的下降。

图7中显示了通过本发明的处理后，发送信号的瞬时功率有明显降低。这也是PAPR降低的原因。

Claims (1)

1.一种减小局部式单载波频分多址接入系统LFDMA中发送信号峰均功率比的方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1：首先对长度为N的时域QPSK符号序列{x_n}作N点的DFT，得到序列{X_k}；

步骤2：对{X_k}补零到长度为M，M＝Q·N，Q表示LFDMA系统中的用户数，得到序列

对

作M点IDFT变换，得到序列

设m＝Q·n+q，其中0≤q≤Q-1，0≤n≤N-1；则

表示为：

${\tilde{x}}_m={\tilde{x}}_{Q_{n+q}}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{Q}{x}_n,& q=0\\ \frac{1}{Q}(1-e^{j2\mathrm{\π}\frac{q}{Q}})\·\frac{1}{N}\underset{p=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{x_p}{1-e^{j2\mathrm{\π}\{\frac{(n-p)}{N}+\frac{q}{\mathrm{QN}}\}}},& q\≠0\end{array}\right.$

步骤3：将

存入发送端的寄存器；对

的幅度从大到小排序；根据设定的削波比率ρ，0≤ρ≤1，在排序后的序列中找到分布在ρ处的符号，以这个符号的幅度为门限对

进行削波，得到序列{y_m}；ρ*序列长度，再取其整数，分布在ρ处的符号是指在该整数位处的符号；

步骤4：对{y_m}作M点DFT变换，得到序列{Y_k}；对{Y_k}频带外的值进行如下的归零处理，得到序列{T_k}：

$T_k=\left\{\begin{array}{cc}{Y}_k& ,0\≤k\≤N-1\\ 0& ,N\≤k\≤M-1\end{array}\right.$

步骤5：对{T_k}作M点IDFT变换，得到序列{t_m}；检查{t_m}序列中所有q＝0处的符号，若有或

其中

操作表示取括号内变量的实部，

操作表示取括号内变量的虚部；则使

处理完毕后，得到序列 $\{{\tilde{t}}_m:m=\mathrm{0,1},...,M-1\};$

步骤6：对

进行M点DFT变换，得到序列

对

频带外的值进行如下的归零处理，得到序列{S_k}：

$S_k=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{T}}_k& ,0\≤k\≤N-1\\ 0& ,N\≤k\≤M-1\end{array}\right.$

步骤7：对{S_k}进行功率补偿，使它的平均发送功率与初始序列

的平均发送功率相等；

步骤8：对{S_k}进行M点IDFT变换，得到发送序列{s_m}；

步骤9：对{s_m}进行过采样处理，并经过升余弦成形滤波器，生成时域发送信号s(t)。

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