CN103454504A - 一种非接触变压器的磁路建模装置 - Google Patents

Abstract

一种非接触变压器的磁路建模装置，基于磁通耦合程度的不同将总磁通进行分类方法；给出变压器各部分磁阻的量化计算方法；根据等效磁路模型推导得到各电感及耦合系数公式；给出一种变压器优化设计方法，提出了边沿扩展平面U型磁芯结构，采用PlanarE43/10/28磨掉中柱作为磁芯；变压器应采用分布式平面绕组结构；采用35~60V输入、60W输出的非接触变换器结构。

Description

一种非接触变压器的磁路建模装置

技术领域

本发明涉及输电设备技术领域，尤其是一种非接触变压器的磁路建模装置。

背景技术

非接触供电是基于磁场耦合实现无线供电的新型电能传输方式，利用原副边完全分离的非接触变压器，通过高频磁场的耦合传输电能，实现能量传递过程中供电侧和用电侧无物理连接。与传统的接触式供电相比，非接触供电使用方便、安全，无火花及触电危险，无积尘和接触损耗，无机械磨损和相应的维护问题，可适应多种恶劣天气和环境，便于实现自动供电。非接触供电技术因其特有的恶劣环境适应性、高安全性、少维护和方便性，在手机、机器人、人体植入设备、电动汽车等移动设备的供电场合，油田、矿井、水下供电等环境恶劣或易燃易爆场合均得到了应用。

发明内容

为了克服非接触供电特有的恶劣环境适应性、高安全性、少维护和方便性，在手机、机器人、人体植入设备、电动汽车等移动设备的供电场合，油田、矿井、水下供电等环境恶劣或易燃易爆场合均得到应用。该装置提供一种非接触变压器的磁路建模装置，该装置不仅提高了非接触变压器的耦合系数，而且减小了体积和质量。

本发明解决其技术问题所采取的技术方案是：基于磁通耦合程度的不同将总磁通进行分类方法；给出变压器各部分磁阻的量化计算方法；根据等效磁路模型推导得到各电感及耦合系数公式；给出一种变压器优化设计方法，提出了边沿扩展平面U型磁芯结构，采用Planar E43/10/28 磨掉中柱作为磁芯；变压器应采用分布式平面绕组结构；采用35~60 V输入、60 W输出的非接触变换器结构。

本发明的有益效果是：可显著降低非接触变压器的质量，提高其耦合系数，并有助于改善变换器的效率。

附 图说明

下面结合附图和实施例对本发明进行进一步说明。

图1是变压器结构及其等效磁阻电路图

图2是改进的变压器磁芯图

图3 是绕组结构比较图

图4是两种绕组布置方式的仿真结果对比图

图5是等效磁路图

图6是磁通分块示意图

图7 是磁阻定义示意图

图8 是非接触变压器精确磁路模型图

图9 是磁通管分割截面示意图

图10是实际变压器与磁阻计算用变压器简化结构图

图11是α、β随气隙变化值图

图12是k、M、L₁₁的计算值和测量值的对比图

图13是磁芯结构优化方法图

图14是非接触变压器磁芯结构图

图15是结构与磁阻间关系图

图1 中a是变压器结构图、b是等效磁阻电路图

图3中 a是集中绕组图 、b是分布式绕组图 1.原边磁芯 2.原边绕组 3.副边绕组 4.副边磁芯

图4中a是集中绕组、b是分布绕组

图9中a是磁芯窗口中央区域、b磁芯侧柱附近区域

图12中a是耦合系数、b是互感和漏感

图14中a是单向矩形扩展、b是双向矩形扩展、c圆形扩展、d是多边形扩展。

具体实施方式

1.改进型非接触变压器

1.1 磁芯形状

T. H. Nishimura 于1994 年提出了基于传统非平面磁芯和卷绕绕组结

的非接触变压器，采用35~60 V输入、60 W输出的非接触变换器结构。

如图1 所示。为便于分析，针对对称绕组结构，并在副边开路条件下给出其等效磁路，如图1(b)所示。其中，F = Ni，R _a、R _L 分别为g 和L _c 方向的磁阻。

该磁路模型推导了其耦合系数近似公式，指出耦合系数的大小取决于变压器中柱和边柱的中心距离L _c与气隙g 的比值。g 固定，L _c 越大，耦合系数越高，大气隙引起的R _a / R _L 较大是非接触变压器耦合系数小的根本原因。因此，可采用平面磁芯(通常L _c比非平面磁芯大)并去掉中柱，来获得更大的L _c，来提高耦合系数、同时减小磁芯的体积质量。改进的变压器磁芯如图2 所示，为平面U 型结构。此外，由于两磁柱内侧距离L(即磁芯窗口宽度)相比现有的磁柱中心距离L _c对磁阻R _L的影响更大，本文改用L来描述非接触变压器的特性。

1.2 绕组布置

针对图2 给出的平面U 形磁芯，绕组也宜采用平面布置，便于减小漏感。平面绕组的布置方式有集中式和分布式2种，如图3所示。

为了分析两种绕组布置方法对耦合系数的影响，本文采用Planar E43/10/28 磨掉中柱作为磁芯，在相同的条件下进行了对比实验，结果如表1所示。实验表明分布式绕组更有利于提高变压器的耦合系数。图4给出变压器在300kHz 副边开路条件下的Ansoft2D磁场仿真结果(原边电流i=3A)。可以看出，两种绕组布置方法主要影响磁芯窗口中的磁场分布。采用集中绕组时，原边电流产生的磁通不仅能经L 闭合，还能从磁芯边柱经绕组间的集中气隙回到磁芯顶柱，降低了变压器的耦合系数。因此，变压器应采用分布式平面绕组结构。

2.改进型非接触变压器的磁路模型

2.1 原有磁路模型的限制

针对对称的绕组结构，在副边开路条件下建立等效磁路、分析耦合系数。

如图5 所示，其中F1 = F2 = Ni /2。耦合系数k 表达式为：

（1）

2.2 改进型磁路模型

结合图4(b)给出的磁场仿真结果，根据磁通耦合程度可将原边电流产生的所有磁通分为3个部分，如图6所示。

1A、1B 区为第1部分，漏磁通为Φ_L。Φ_L 为由原边电流产生，未被副边绕组耦合的磁通，包括1A、1B区的磁通Φ_1A、Φ_1B。

2 区为第2 部分，部分耦合磁通为Φ_MP。Φ_MP为由原边电流产生，匝链副边一部分绕组的磁通。

3 区为第3 部分，完全耦合磁通为Φ_MF。Φ_MF为由原边电流产生，匝链副边所有绕组的磁通。

根据电磁场仿真结果，结合磁通分类原则，可按照图7 来定义非接触变压器的磁阻，进而画出非接触变压器的等效磁路图，如图8 所示。

3.磁阻与耦合系数计算。

3.1 电感即耦合系数表达式。

与传统变压器相同，k 可用互感M 和原副边绕组的自感L _p、L _s 来表示。由于原副边结构对称，L _p= L _s，则有

（2）

由于变压器原副边结构对称，匝比n = 1，M 与变压器的激磁电感L _m 相等，则式(2)可以改为

（3） 式中L _l1 为变压器原边漏感。

与传统的紧耦合变压器不同，非接触变压器的磁通有相当大的部分未被约束在磁芯中，使得非几何对称位置的绕组所匝链的磁通不等。如表2 所示，磁通的分布特性使得Φ_L 并非匝链全部的原边绕组，只与N ₁ 匝原边绕组匝链；同样，部分耦合磁通Φ_MP 也未匝链全部副边绕组，而是与N ₂ 匝副边绕组匝链。

由图8和表2，根据磁路欧姆定律和自感、互感的定义可得

（4） 令α 为漏磁通与原边的匝链率，β 为部分耦合磁通与原副边的匝链率，即

(5)

由磁链相等，可将互感M 分为完全耦合磁通对应的互感M _F和部分耦合磁通对应的互感M _P。各电感值与磁阻的关系式为

(6)

其中

（7）

将式(6)、(7)给出的电感值计算式代入式(3)，结合式(4)的定义及图8 中的磁通关系，可得到耦合系数的计算公式：

（8）

3.2 磁通管的划分及磁阻值计算。

结合电磁场仿真结果和磁路模型，可将各部分磁通分割成便于计算其磁阻的几个磁通管，并和磁路模型中的磁阻相对应，如图9 所示。

1）磁芯中部漏磁通Φ_1A，经磁阻R _L1、R _L2 流通，如图9(a)所示，R _L1对应的磁通管截面近似为半椭圆，其长轴为L1、短轴为2g；R _L2对应的磁通管截面为矩形，矩形高度等于磁芯窗口高度d，宽度为(L1 −e)/2。

2）磁芯四周漏磁通Φ_1B，经R _L3 流通，相应的磁通管截面近似为圆形，如图9(b)所示。当采用分布式绕组结构，直接产生Φ_1B 的绕组与磁芯距离较大，可忽略气隙变化对该磁通管和磁阻R _L3 的影响。

3）原副边耦合磁通，包括经R _M1流通的全耦合磁通Φ_MF和经R _M2流通的部分耦合磁通Φ_MP。结合图9(b)可以看出，Φ_MF对应的磁通管包括2部分：矩形截面磁通管和半圆形截面磁通管，分别对应于磁阻R _{M1_1} 和R _{M1_2}。Φ_MP 对应的磁通管也包括2 部分：半圆环截面磁通管和梯形截面磁通管，分别对应于磁阻R _{M2_1} 和R _{M2_2}。则R _M1 = R _{M1_1}//R _{M1_2}，R _M2=R _{M2_1}//R _{M2_2}。

磁阻的定量计算可分为5 步：

1）将实际变压器进行简化，得到简化后的磁通管形状。图10为实际的变压器结构，为了方便磁阻计算，忽略绕组闭合向外扩展的区域，近似认为沿磁芯宽度W 方向的磁场不变，则将其简化为图10所示的变压器结构。忽略R _{M2_2} 对应的梯形磁通管中的半圆柱缺口，则各磁阻对应的磁通管形状如表3和图15 所示。

2）确定磁通管的几何参数。如表4 所示，L、c、d、f 均为磁芯几何参数。结合图9 及图6 给出的磁场仿真和磁通分区结果，容易得到a、b 与L、L ₁ 的关系。则L ₁ 和e 的求取成为确定磁通管几何参数的难点。

实际通过对平面U 型非接触变压器的仿真测量来获取L ₁和e的经验公式。仿真结果显示，参数L ₁ 和e与磁芯的几何尺寸无关，L ₁只受气隙g 影响。L ₁的长度由仿真测量得到，符合经验公式：

（9）

并可根据磁通分布，近似认为e = L ₁/3。

表3 磁通管结构 Tab.3 Flus tubes for the reluctances ，见附图15。

需要说明，由于表3 和图15中圆柱磁通管半径参数r在求解磁阻过程中被约去，因此无需讨论r 的求解。

3）磁通管几何参数确定之后，就可以根据磁阻定义求取相同几何形状空气介质的磁阻。

4）结合图10，考虑到实际的磁通管与表3和图15 的差异，引入几何形状修正系数，在步骤3）的基础上计算磁阻。结合图9、10 可知，采用简化结构后，R _{M1_2}、R _{M2_1}、R _L3 对应的磁通管深度被缩短为W，对其它磁通管的形状并无影响。考虑实际变压器结构，按照W 与各磁通区域平均周长的比值确定几何形状修正系数。需要指出，气隙越大，磁通分布的非均匀性越明显，这种校正方法的误差会增加。

5）由于磁通Φ_L 未完全匝链原边绕组，步骤4）中计算得到的磁阻并不能用于图8 所示的等效磁路。不妨令步骤4）中计算得到的Φ_L 通路磁阻分别为r _L1、r _L2、r _L3。根据磁路欧姆定律，有

（10）

因此，需在步骤4）的基础上，根据式(10)引入校正系数1/α，计算Φ_L 相关的磁阻。

表5 给出了各磁阻的最终计算公式和相应的修正系数。可以看出各磁阻均为g 的函数。

3.3 电感及耦合系数计算

由式(6)、(8)及表5 可知，α、β是分析电感及耦合系数的关键参数。本文根据Ansoft 2D磁场仿真结果来求解α、β。

将磁阻计算步骤3）得到的磁阻值、电磁场仿真得到的电感值代入式(4)、(6)，即可求得α 和β。图11为平面U43非接触变压器(分布式绕组、Np =Ns = 25)的α、β 计算结果。

将α、β 参数代入表5，可计算得到各磁阻值；再将各磁阻代入式(6)、(8)，即可求得变压器各电感值和耦合系数。

图12 为平面U43 非接触变压器各电感及耦合系数计算值与实验测量值的对比结果。计算值与测量值吻合良好，证明了磁阻、电感及耦合系数求解方法的有效性。

4. 非接触变压器的优化

4.1 变压器优化方法

根据磁阻及耦合系数分析结果，进一步优化非接触变压器的结构，在提高耦合系数的同时减小变压器的体积质量。由式(8)可知，增加耦合磁通比例可提高变压器的耦合系数，且全耦合磁通Φ_MF 所占比例越大越有利于提高k。即应减小R _MF、R _MP，同时增大R _L1、R _L2、R _L3，并尽可能减小R _MF。

由近似公式(1)可知，当L < 2g、k < 0.5 时，相同气隙条件下变压器耦合系数。当L > 2g，由表5 可知，继续增大L 只会减小R _MP 中的梯形柱磁阻，Φ_MP 增加，变压器的体积、质量增大，但对耦合系数的改善并不明显；还可将增大磁芯L 改为增大f，如图13 所示。对比两种方法，可知两种磁芯质量相同，但增大f，可减小R _MF，Φ_MF所占比例较大，耦合系数更高。因此，L 应略大于2g，宜采用增大f 的方法提高k。

由表5 可知，增加W，所有磁阻同时减小。为了避免漏磁阻减小影响耦合系数，可增大侧柱部分的磁芯宽度、同时减小中央U 部分的磁芯宽度，如图13所示。减小R _MF、R _MP，同时增大R _L1、R _L2，有利于实现高耦合系数和轻量化。

绕组也应采用平面分布式绕组，防止磁通经两绕组间集中气隙直接闭合。

4.2 边沿扩展平面U 型非接触变压器

由上述优化方法，本文提出了边沿扩展、平面U 型非接触变压器。磁芯中部为平面U 型结构，磁芯两边柱底部向外侧扩展，扩展的几何形状可为矩形、圆形或多边形，如图14所示。绕组分绕在两个底部向外扩展的磁芯边柱上，为分布式平面绕组结构。该新型磁芯结构通过增加原副边磁芯正对面积，提高全耦合磁通的比例，增大耦合系数；将磁芯边沿的扩展部分限制在边柱的底部，因而能在获得高耦合系数的同时显著降低变压器的体积和质量。

当磁芯总长度一定时，应令L 略大于2倍气隙长度，从而可有效利用磁芯长度尽量提高全耦合磁通比例，提高变压器耦合系数。

Claims (4)

1.一种非接触变压器的磁路建模装置，其特征是：基于磁通耦合程度的不同将总磁通进行分类方法；给出变压器各部分磁阻的量化计算方法；根据等效磁路模型推导得到各电感及耦合系数公式；给出一种变压器优化设计方法，提出了边沿扩展平面U型磁芯结构，采用Planar E43/10/28 磨掉中柱作为磁芯；变压器应采用分布式平面绕组结构；采用35~60 V输入、60 W输出的非接触变换器结构。

2.根据权利要求1所述的一种非接触变压器的磁路建模装置，其特征是：采用集中绕组时，原边电流产生的磁通不仅能经L 闭合，还能从磁芯边柱经绕组间的集中气隙回到磁芯顶柱，降低了变压器的耦合系数。

3.根据权利要求1所述的一种非接触变压器的磁路建模装置，其特征是：磁芯边沿的扩展部分限制在边柱的底部，因而能在获得高耦合系数的同时显著降低变压器的体积和质量。

4.根据权利要求1所述的一种非接触变压器的磁路建模装置，其特征是： 当磁芯总长度一定时，应令L 略大于2倍气隙长度，从而可有效利用磁芯长度尽量提高全耦合磁通比例，提高变压器耦合系数。

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