CN103401466A - 逆变电源系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种逆变电源系统，通过第一选择开关在第一母线电容上的直流母线电压不能满足直交流转换电路逆变输出的要求时接通第一母线电容与交直流转换电路，通过交直流转换电路对第一母线电容上的直流母线电压进行二次升压，使得第二母线电容输出的电压范围变宽，满足了直交流转换电路逆变输出要求，同时又保证了电池电压的宽范围输入，即满足了逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求，延长了电池的有效使用时间。并且，通过交直流转换电路对第一母线电容上的直流母线电压进行升压，解决了现有技术需要通过改变PWM变换器的占空比或改变谐振变换器的谐振频率来满足逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求导致的转换效率低的问题。

Description

逆变电源系统

技术领域

本发明涉及电源技术，尤其涉及一种逆变电源系统。

背景技术

逆变电源系统广泛应用于各种要求可靠供电的场合，如在通信领域，通常采用逆变器或UPS（Uninterruptible Power System）等不间断电源给关键交流负载供电。

逆变电源通常具备3个功率端口：直流（电池）输入口、交流输入口和交流输出口，对应3个功率变换器，分别为：将电池低压升为母线电容高压的DC/DC升压变换器、将市电AC转换成母线电容高压并完成输入功率因素校正的AC-DC PFC变换器、将直流母线电容高压转换成交流（AC）输出的DC-AC逆变器。

在交流市电正常情况下，交流市电经AC-DC PFC变换器及DC-AC逆变器变换成符合规格的交流电，为关键交流负载供电。当市电停电时，电池两端的低电压经DC/DC变换器升至母线电容两端的直流高压，再经DC-AC逆变器变换成符合规格的交流电，为关键交流负载供电，满足关键交流负载的不间断供电要求。

在通信领域，不间断电源一般采用48V蓄电池系统，且由于电池属于二次侧，需要采用隔离变换器将电池电压升为直流母线高压。

48V蓄电池系统中，电池的充放电电压范围通常在36V-60V之间，逆变输出有效值为230V正弦交流电，因此至少需要母线电容两端的电压为230V×1.414=325.22V，而母线电容两端的最高电压一般不超过425V，因此DC/DC隔离变换器输入电压（36V-60V,高低压比值1.67）相对于其输出电压（325V-425V，高低压比值1.3）范围偏宽，不利于DC/DC变换器的设计，如选用脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）变换器，则需要通过改变占空比来满足输入输出的电压宽范围要求，如当电池电压为60V时，需要降低占空比以保证DC/DC隔离变换器的输出电压低于425V，当电池电压为36V时，需要提高占空比以保证DC/DC隔离变换器的输出电压高于325V，导致PWM变换器的占空比变化范围较大，转换效率低。类似地，如采用普通谐振变换器，则需要改变谐振频率，以满足输入输出的电压宽范围要求，而频率变化范围很大，器件应力高，转换效率同样难以保证。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供一种逆变电源系统，以在满足输入输出的电压宽范围的同时提高逆变电源系统的转换效率。

第一方面，本发明实施例提供一种逆变电源系统，包括：

电池；

第一母线电容；

第二母线电容，通过第二开关与所述第一母线电容相连；

直流隔离升压电路，一端与所述电池相连，另一端与所述第一母线电容相连，用于将电池电压升为所述第一母线电容上的直流高压；

交直流转换电路，通过第一选择开关与交流电和所述第一母线电容相连；

直交流转换电路，与所述第二母线电容相连；

所述交直流转换电路通过所述第一选择开关与所述交流电导通的情况下，所述第二开关闭合；所述交流电断电且所述第一母线电容上的直流高压小于所述直交流转换电路输出电压乘以1.414的情况下，所述交直流转换电路通过所述第一选择开关与所述第一母线电容导通，对所述第一母线电容上的电压进行升压，同时所述第二开关断开。

结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述直流隔离升压电路为推挽型或全桥型隔离串联谐振升压电路，工作频率为谐振频率的1倍到1.1倍，电压增益小于或等于1。结合第一方面或其第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述直流隔离升压电路的高压侧为对称型倍压整流电路、全桥型二极管整流电路或单谐振电容倍压整流电路。

结合第一方面或其第一种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述直流隔离升压电路的高压侧为高压金属氧化物硅场效应晶体管MOSFET构成的同步整流电路。

结合第一方面，在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述直流隔离升压电路为占空比固定的脉冲宽度调制PWM型升压电路。

结合第一方面或其第一至第四种可能的实现方式中任一种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，所述系统还包括：

二极管，与所述第二开关并联，阳极与所述第一母线电容相连，阴极与所述第二母线电容相连。

上述实施例提供的逆变电源系统，通过第一选择开关在第一电容上的直流母线电压不能满足直交流转换电路逆变输出的要求时接通直流母线电容与交直流转换电路，同时断开第二选择开关，实现交直流转换电路对第一母线电容上的直流母线电容电压进行升压，使得第二母线电容输出的电压范围变宽，满足了直交流转换电路逆变输出要求，同时又保证了电池电压的宽范围输入，即满足了逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求，延长了电池的有效使用时间。并且，通过交直流转换电路对第一母线电容上的直流母线电压进行升压，来满足逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求，解决了现有技术需要通过改变PWM变换器的占空比或改变谐振变换器的谐振频率来满足逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求导致的转换效率低的问题，提高了逆变电源系统的转换效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一个实施例提供的逆变电源系统的结构框图；

图2为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图；

图3为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图；

图4为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图；

图5为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图；

图6为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部份实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

图1为本发明一个实施例提供的逆变电源系统的结构框图。本实施例中，逆变电源系统包括：电池11、第一母线电容12、第二母线电容13、直流隔离升压电路14、交直流转换电路15和直交流转换电路16。

其中，第二母线电容13通过第二开关19与第一母线电容12相连。

直流隔离升压电路14的一端与电池11相连，另一端与第一母线电容12相连，用于将电池11电压升为第一母线电容12上的直流高压。

交直流转换电路15通过第一选择开关18接交流电，并通过第一选择开关18和第一母线电容12相连。

直交流转换电路16与第二母线电容13相连。

交直流转换电路15通过第一选择开关18与交流电导通的情况下，第二开关19闭合；交流电断电且第一母线电容12上的直流高压小于直交流转换电路16输出电压乘以1.414的情况下，交直流转换电路15通过第一选择开关18与第一母线电容12导通，对第一母线电容12上的电压进行升压，同时第二开关19断开。

本实施例提供的逆变电源系统，通过第一选择开关在直流母线电压即第一母线电容的直流电压不能满足直交流转换电路逆变输出的要求时，接通第一母线电容与交直流转换电路，同时断开第二选择开关，通过交直流转换电路对第一母线电容电压进行升压，使得第二母线电容输出的电压范围变宽，满足了直交流转换电路逆变输出要求，同时又保证了电池电压的宽范围输入，即满足了逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求，延长了电池的有效使用时间。并且，通过交直流转换电路对第一母线电容上的直流母线电压进行升压，来满足逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求，解决了现有技术需要通过改变PWM变换器的占空比或改变谐振变换器的谐振频率来满足逆变电源系统输入输出的电压宽范围要求导致的转换效率低的问题，提高了逆变电源系统的转换效率。

进一步，直流隔离升压电路14可为推挽型或全桥型隔离串联谐振升压电路，工作频率为谐振频率的1倍到1.1倍，电压增益小于或等于1。

进一步，直流隔离升压电路14的高压侧可为对称型倍压整流电路、全桥型二极管整流电路或单谐振电容倍压整流电路。

进一步，直流隔离升压电路14可以为占空比固定的PWM升压电路。

进一步，逆变电源系统还可包括二极管17。二极管17与第二开关19并联，二极管17的阳极与第一母线电容12相连，阴极与第二母线电容13相连。

二极管17与第二开关19并联，使得第二开关19可以可靠切换，避免触点两端有高压时切换。在开关切换过程中，第一母线电容12的能量可通过二极管17继续输出给第二母线电容13，能够使第二母线电容13上的电压在第一选择开关18和第二开关19在切换过程中不会出现波动。并且，在第一选择开关18闭合连接第一母线电容12且第二开关19断开期间，第一母线电容12上的能量继续输出给交直流转换电路15，保证不间断地切换。

图2为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图。其中，21为DC-DC隔离变换器即直流隔离升压电路，22为AC-DC变换器即交直流转换电路，23为DC-AC逆变器即直交流转换电路。其中，DC-DC隔离变换器21可选用谐振隔离型变换器，以实现原副边开关管ZVS/ZCS，提升DC-DC隔离变换器的转换效率。

DC-DC隔离变换器21用于将电池电压转换成第一母线电容C1上的直流高压。

在交流电正常情况下，AC-DC变换器22通过选择开关K1接通AC电网，将AC电压转换成第二母线电容C2上的直流高压，DC-AC逆变器23将第二母线电容C2上的直流高压逆变成交流电压，输出给关键交流负载。在此情况下，开关K2处于闭合状态，即第一母线电容C1和第二母线电容C2并联，有利于第一母线电容C1、第二母线电容C2的寿命及增加掉电保持输出时间，DC-DC隔离变换器21处于待机状态。

交流电网掉电或异常情况下，AC-DC变换器22停止工作，DC-DC隔离变换器21启动，将电池电压升压到第一母线电容C1两端的电压。

这种情况下，开关K2仍处于闭合状态。随着电池电压的下降，DC-DC隔离变换器21升压得到的母线电容电压不能满足DC-AC逆变器23对母线电压的要求，即DC-DC隔离变换器21升压得到的母线电容电压小于DC-AC逆变器23输出的交流电压乘以1.414，如DC-AC逆变器23输出的交流电压要求为230V时，要求DC-DC隔离变换器21升压得到的母线电容电压为230×1.414=325.22，而随着电池电压的降低，DC-DC隔离变换器21升压得到的母线电容电压将低于325.22V。此时，选择开关K1打到第一母线电容C1，接通第一母线电容C1与AC-DC变换器22，同时关断开关K2。

当AC-DC变换器22通过选择开关K1接通第一母线C1时，AC-DC变换器22对第一母线电容C1的电压进行升压，形成二级升压变换，使得第二母线电容C2的电压高于第一母线电容C1，满足了DC-AC逆变器23对母线电压的要求。

其中，二极管D与K2并联，使得K2可以可靠切换，避免触点两端有高压时切换。在开关切换过程中，母线电容C1的能量可通过二极管D继续输出给母线电容C2，能够使第二母线电容C2上的电压在选择开关K1和开关K2在切换过程中不会出现波动。并且，在选择开关K1闭合连接第一母线电容C1且开关K2断开期间，第一母线电容C1上的能量继续输出给DC-AC逆变器23，保证不间断地切换。

本实施例提供的逆变电源系统，通过K1在直流母线电压不能满足直交流转换电路逆变输出的要求时接通直流母线电容与交直流转换电路，通过交直流转换电路对直流母线电容电压进行升压，满足直交流转换电路逆变输出要求，使得电池在交流电网掉电或异常情况下可以更长时间地满足供电需求，不仅满足了逆变电源系统中电池电压和母线电压的宽范围要求，而且，进一步，本实施例提供的逆变电源系统中交直流隔离升压转换电路采用谐振型隔离型变换器，可以实现更高的转换效率。

图3为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图。本实施例与图2所示实施例类似，不同之处在于，本实施例所示的逆变电源系统中的直流隔离升压电路为推挽型隔离谐振变换器。

直流隔离升压电路31包括：开关管Q1、Q2、变压器Tr、谐振电感Lr、谐振电容Cr1、Cr2、二极管D1和D2。

开关管Q1、Q2连接在变压器Tr的两个绕组上，变压器Tr的中心抽头连接电池。谐振电感Lr、谐振电容Cr1及Cr2构成串联谐振电路。二极管D1、D2形成倍压整流电路。其中，开关管Q1和开关管Q2互补导通，占空比略低于50%；谐振电容Cr1和Cr2的值可相同。

串联谐振电路的谐振频率为

当开关管Q1、Q2以谐振频率fr工作时，谐振电感Lr、谐振电容Cr1及Cr2处于串联谐振状态。

假设变压器Tr原副边绕组匝比为1:1:n，理想状态下，直流隔离升压电路31对电池电压的隔离升压后，第一母线电容C1上获得的电压为电池电压的2n倍。当开关管Q1、Q2工作于谐振频率fr时，直流隔离升压电路31的半导体开关管Q1、Q2具有最佳的开关效率和最低的电压应力。

串联谐振电路是一个降压电路，其增益小于或等于1。当开关管Q1、Q2的开关频率等于谐振频率fr时，串联谐振电路的电压增益等于1，当开关管Q1、Q2的开关频率大于谐振频率fr时，串联谐振电路的电压增益小于1。

假设电池的电压范围为40V-60V，直交流转换电路33输出交流电电压有效值为230V，则理想情况下直流母线电容需要325V，实际工程设计一般取350V。由于串联谐振电路的电压增益小于或等于1，因此当电池电压为40V时，需要让串联谐振电路工作在谐振点，这样n=350/（2×40）=4.375，即得到变压器Tr的匝比为1:1:4.375。那么当电池电压为60V时，如果串联谐振电路仍工作在谐振点，则直流母线电压将高达4.375×2×60=525V，已超出母线电容的耐压值（典型值为450V）。假设母线电容的电压最高额定值为430V，那么当电池电压高于430/2×4.375=49V时，传统的直流隔离升压电路中，开关管以高于谐振频率fr的开关频率工作，此时串联谐振电路的电压增益小于1，从而实现降压，将直流隔离升压电路的输出电压控制在430V以下。

但是，当开关管在高于谐振频率fr的开关频率下工作时，直流隔离升压电路的转换效率将降低，同时由于变压器漏感的存在，开关管的电压应力将显著增加，进一步影响效率和可靠性指标。因此采用传统的谐振变换器方案并不能同时适合宽电池电压范围及高效转换应用要求。

本实施例方案针对传统的谐振变换器存在的缺点，将直流隔离升压电路中开关管Q1、Q2的开关频率基本恒定在谐振频率fr，以发挥直流隔离升压电路的最大优势，但是在开关管Q1、Q2的开关频率为谐振频率不变的情况下，直流隔离升压电路输出的直流母线电压将不能完全满足直交流转换电路33逆变输出的需求。本发明实施例中，将直流隔离升压电路31的输出电压通过选择开关K1进行分段：直流隔离升压电路31的输出电压满足逆变输出需求时，其输出通过选择开关K1直接与第一母线电容C1相连，直流隔离升压电路31的输出电压不满足逆变输出需求时，通过选择开关K1切换到交直流转换电路32上再进行一次升压，形成二级升压变换，来满足直交流转换电路33逆变输出对直流母线电压的需求。

假设本实施例中，电池电压在48V-60V之间，变压器Tr的匝比为1:1:3.67，谐振电感Lr=27uH，谐振电容Cr1=Cr2=47nF，则串联谐振电路的谐振频率fr=100kHz。

当开关管Q1和Q2以100kHz频率工作时，第一母线电容C1上所得到的整流电压范围为2×3.67×48V=352V至2×3.67×60V=440V。该直流高压可满足交直流转换电路32输出230V交流电的需求，此时开关K2闭合，第一母线电容C1、第二母线电容C2处于并联状态，直流隔离升压电路31的输出直接与高压直流母线相连。

如果电池电压在40V-48V之间，则经过直流隔离升压电路31升压后，第一母线电容C1上所得到的电压为293V至352V之间，不能完全满足直交流转换电路33逆变输出230V交流电的需求，此时，第一母线电容C1可通过选择开关K1连接到交直流转换电路32，开关K2断开，交直流转换电路32是非隔离型Boost升压电路，可将第一母线电容C1上的293-345V直流高压升至400V直流高压，这样，电池电压经直流隔离升压电路31升压、交直流转换电路32升压共两级变换后，满足了直交流转换电路33逆变转换的需求。

本实施例所示的逆变电源系统中，在电池电压为48V-60V之间时，电能从电池到关键交流负载经过2级变换器，电池电压为40V-48V之间时，电能从电池到关键交流负载经过3级变换器，直流隔离升压电路31的工作频率基本恒定为谐振频率，始终处于最优工作点，从而使得直流隔离升压电路的转换效率可达97%，直交流转换电路的效率约98%，而交直流转换电路优先采用软开关的TCM交错并联无桥PFC，其对高压直流的升压转换效率可达99%，因此，电池电压在48V-60V之间，从电池到关键交流负载的整体转换效率为97%*98%=95%，电池电压在40V-48V之间，从电池到关键交流负载的整体转换效率为97%*99%*98%=94.1%，而采用传统的谐振升压方案从电池到关键交流负载的整体转换效率最高仅93%，本发明实施例提供的技术方案与传统技术方案相比提升了1%-2%的转换效率。

图4为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图。本实施例所示电路的整体工作原理与图3所示实施例基本相同，不同之处在于，本实施例中，直流隔离升压电路采用全桥型隔离谐振变换器，相比图3所示实施例采用的推挽型隔离谐振变换器，本实施例中，直流隔离升压电路中的关管Q3、Q4、Q5、Q6的电压应力更容易控制。

本发明实施例提供的逆变电源系统中，直流隔离升压电路的输出高压侧谐振元件及整流二极管的连接形式可有多种，如图5、图6所示逆变电源系统中的推挽型直流隔离升压电路。

图5为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图。本实施例所示电路的整体工作原理与图3、图4所示实施例基本相同，不同之处在于，本实施例中，直流隔离升压电路的输出采用全桥形式的二极管整流电路，串联谐振电路采用一个谐振电容Cr，与图3所示实施例对称型倍压整流方式相比，整流二极管的电流减小一倍。

图6为本发明另一个实施例提供的逆变电源系统的原理图。本实施例所示电路的整体工作原理与图3、图4所示实施例基本相同，不同之处在于，本实施例中，直流隔离升压电路的输出采用单个谐振电容的倍压整流电路（即非对称型倍压整流电路），与图3所示实施例中的对称型倍压整流电路相比，本实施例中直流隔离升压电路只需要一个谐振电容即可，既有利于减小逆变电源系统的体积，又降低了逆变电源系统的成本。

本发明另一实施例提高的逆变电源系统与上述实施例类似，不同之处在于，直流隔离升压电路的高压侧为高压金属氧化物硅场效应晶体管（MOSFET）同步整流电路。

本发明实施例提供的逆变电源系统针对传统的直流隔离升压转换电路直接应用于不间断电源电池升压电路存在的缺点，提出恒定频率串联谐振变换器，利用选择开关及逆变电源的交直流转换电路对串联谐振变换器输出电压分段，并形成二级升压变换，从而最大程度地发挥了谐振变换器的效率优势，克服了推挽串联谐振变换器开关管的高电压应力问题以及不适合宽电压范围输入等缺点。本发明实施例提供的逆变电源系统可适用于更宽的电池输入电压范围，提高了逆变电源的备电时间。本发明实施例提供的逆变电源系统案可应用于大升压比的直流升压场合。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (6)

1.一种逆变电源系统，其特征在于，包括：

电池；

第一母线电容；

第二母线电容，通过第二开关与所述第一母线电容相连；

直流隔离升压电路，一端与所述电池相连，另一端与所述第一母线电容相连，用于将所述电池电压升为所述第一母线电容上的直流高压；

交直流转换电路，通过第一选择开关接交流电，并通过所述第一选择开关和所述第一母线电容相连；

直交流转换电路，与所述第二母线电容相连；

所述交直流转换电路通过所述第一选择开关与所述交流电导通的情况下，所述第二开关闭合；所述交流电断电且所述第一母线电容上的直流高压小于所述直交流转换电路输出电压乘以1.414的情况下，所述交直流转换电路通过所述第一选择开关与所述第一母线电容导通，对所述第一母线电容上的电压进行升压，同时所述第二开关断开。

2.根据权利要求1所述系统，其特征在于，所述直流隔离升压电路为推挽型或全桥型隔离串联谐振升压电路，工作频率为谐振频率的1倍到1.1倍，电压增益小于或等于1。

3.根据权利要求1或2所述系统，其特征在于，所述直流隔离升压电路的高压侧为对称型倍压整流电路、全桥型二极管整流电路或单谐振电容倍压整流电路。

4.根据权利要求1或2所述系统，其特征在于，所述直流隔离升压电路的高压侧为高压金属氧化物硅场效应晶体管MOSFET构成的同步整流电路。

5.根据权利要求1所述系统，其特征在于，所述直流隔离升压电路为占空比固定的脉冲宽度调制PWM型升压电路。

6.根据权利要求1-5任一项所述系统，其特征在于，所述系统还包括：

二极管，与所述第二开关并联，阳极与所述第一母线电容相连，阴极与所述第二母线电容相连。

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