CN103401406A - 用于dc-dc转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路 - Google Patents
用于dc-dc转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103401406A CN103401406A CN2013102798736A CN201310279873A CN103401406A CN 103401406 A CN103401406 A CN 103401406A CN 2013102798736 A CN2013102798736 A CN 2013102798736A CN 201310279873 A CN201310279873 A CN 201310279873A CN 103401406 A CN103401406 A CN 103401406A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- low pressure
- output
- signal
- drain electrode
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本发明公开了一种用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路,主要解决现有轻负载跳脉冲模式输出纹波大的问题。其包括电容充放电单元(1)、比较单元(2)、逻辑控制单元(3)和导通时间控制单元(4);电容充放电单元(1)根据开关管关断信号ZC的不同,输出不同大小的电压信号VC1;比较单元(2)比较该电压信号和基准电压,并为逻辑控制单元(3)提供清零信号;逻辑控制单元(3)对脉冲信号LG进行计数,输出开关信号RR;该开关信号通过控制导通时间控制单元(4)内部电容的充电电流大小控制上开关管的导通时间,减小电感电流的峰值。本发明在保证转换器高效率的同时有效地减小了转换器轻负载跳脉冲模式的输出电压纹波,可用于DC-DC转换器。
Description
技术领域
本发明属于电子电路技术领域,涉及模拟集成电路,特别是一种纹波减小电路,用于减小降压型DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的输出电压纹波。
背景技术
随着集成电路产业的飞速发展与模拟集成电路市场的日趋扩大,电源管理芯片的应用日渐广泛,其效率高、集成度高、重量轻等优点使其在便携式电子设备中广受欢迎。随着对电源管理要求的不断提高,便携式电子设备中的电源变换从以往的线性电源逐渐向着开关电源发展。开关式电源内部的关键器件工作在高频开关状态,本身消耗的能量较低,因此电源转换效率远高于线性电源。目前高频高效的降压型DC-DC转换器的广泛应用就是很好的例子。
通常降压型DC-DC转换器重负载时,系统处于连续电流模式,当系统的输出负载从重载到轻载到空载的变化过程中,系统的工作模式也会发生相应的改变。降压型DC-DC转换器在轻负载时有三种传统工作模式:突发模式、跳脉冲模式和强迫连续模式。突发模式由于使用特殊模块,使高端开关管的导通时间很短,停止工作的时间很长,因此极大降低开关损耗,提高了芯片转换效率,然而该工作模式的输出电压纹波大。跳脉冲模式可以防止反向电感电流,由于控制模块会使系统跳过一些脉冲,因此相比于连续工作模式,跳脉冲模式提高了轻载的效率,但其轻载的工作效率不如突发模式。强迫连续模式的输出电压纹波小并且其频率在整个负载变化范围内恒定,容易滤除噪声,但是其轻载效率也最低。
总体来看三种工作模式各有优缺点,从效率方面来讲轻载的三种工作模式,突发模式具有最高的轻载效率,跳脉冲模式次之,强迫连续模式轻载效率最低;从输出电压纹波来看,强迫连续模式的输出电压纹波最小,跳脉冲模式次之,突发模式的输出电压纹波最大。在一些通讯系统中,要求即使在轻负载的条件下仍然需要低的输出电压纹波和高的转换效率,这样三种传统的工作模式都不适用。
发明内容
本发明的目的在于针对上述降压型DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的不足,提供了一种用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路,以通过减小转换器中功率开关管的导通时间,减小电感电流峰值,实现小纹波的电压输出。
为实现上述目的,本发明包括:
电容充放电单元1,用于根据转换器内部产生的开关管关断信号ZC的不同,对电容进行充电或放电,得到不同大小的电压信号VC1给比较单元2;
比较单元2,用于将转换器内部产生的两个基准电压VR1和VR2中的任意一个基准电压与电容充放电单元1输入的电压信号VC1进行比较,并输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元3,作为逻辑控制单元3的清零信号;
逻辑控制单元3,用于对转换器下开关管的脉冲信号LG进行计数,对计数结果进行逻辑处理后,输出开关信号RR到导通时间控制单元4;
导通时间控制单元4,用于产生导通时间信号TON,控制转换器中的上开关管导通时间,以减小输出电压纹波;它包括充电电流产生模块41,比较器42,低压NMOS管M508,第二电容C2,与非门NAND和2个反相器INV5~INV6;
所述充电电流产生模块41,用于根据逻辑控制单元3输入的开关信号RR产生对应大小的充电电流IC,该充电电流IC通过第二电容C2流到地,第二电容C2上的电压为VC2;
所述比较器42,其正相输入端连接电压VC2,其负相输入端连接反馈电压VFB,其输出端连接到与非门NAND的第一输入端m;
所述低压NMOS管M508,其漏极连接到比较器42的正相输入端,其源极接地,其栅极连接上管导通信号TON_STA,用于控制第二电容C2的充放电;
所述第五反相器INV5,其输入端连接上管导通信号TON_STA,其输出端连接到与非门NAND的第二输入端n,该非门NAND的输出端通过第六反相器INV6输出导通时间信号TON,控制转换器的上开关管关断。
上述用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路,其中电容充放电单元1包括3个低压NMOS管M309~M311,1个低压PMOS管M312,第一电容C1和第一反相器INV1;
所述低压NMOS管M309和M310,其栅极相连构成有源电流镜,且低压NMOS管M309的栅极与自身漏极相连,并连接转换器内部产生的偏置电流IB1;低压NMOS管M309的漏极连接到低压NMOS管M311的源极;
所述低压NMOS管M311和低压PMOS管M312,其漏极相连并输出电压信号VC1给比较单元2,其栅极相连并连接到第一反相器INV1的输出端,该第一反相器INV1的输入端连接转换器内部产生的开关管关断信号ZC;低压PMOS管M312的源极连接转换器内部产生的偏置电流IB2;
所述第一电容C1,一端连接电压信号VC1,另一端连接到地。
上述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路,其中比较单元2包括4个低压PMOS管M301~M304,4个低压NMOS管M305~M308,2个传输门TG1~TG2,2个反相器INV2~INV3;
所述2个传输门TG1~TG2,其输出端相连并输出参考电压V1,第一传输门TG1的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR1,第二传输门TG2的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR2;
所述低压PMOS管M301和M302,其源极相连构成差分对结构,且低压PMOS管M301的栅极与电容充放电单元1输入的电压信号VC1相连,低压PMOS管M302的栅极与参考电压V1相连;
所述低压NMOS管M305与M306,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M306的栅极与自身漏极相连,并连接到低压PMOS管M301的漏极;
所述低压NMOS管M307与M308,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M307的栅极与自身漏极相连,并连接到低压PMOS管M302的漏极;
所述低压PMOS管M303与M304,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压PMOS管M303的栅极与自身漏极相连,并连接到低压NMOS管M305的漏极;低压PMOS管M304的漏极与低压NMOS管M308的漏极相连,并通过第二反相器INV2输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元3;
所述第三反相器INV3,其输入端与第一传输门TG1的负相使能端和第二传输门TG2的正相使能端相连,并连接控制信号RR_CTL,其输出端同时连接到第一传输门TG1的正相使能端和第二传输门TG2的负相使能端。
上述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于逻辑控制单元3,包括分频器31和逻辑综合模块32;
所述分频器31,用于对转换器下开关管的脉冲信号LG进行计数,并输出脉冲计数信号CONT到逻辑综合模块32;
所述逻辑综合模块32,以比较单元2输入的控制信号RR_CTL为内部清零信号,当控制信号RR_CTL为逻辑高电平时,对脉冲计数信号CONT进行逻辑处理,并输出开关信号RR到导通时间控制单元4。
本发明与现有技术相比具有以下优点:
1.本发明由于是在传统降压型DC-DC转换器轻负载跳脉冲工作模式的基础上进行的改进,因此延续了跳脉冲工作模式的优点,轻负载工作时仍具有高转换效率。
2.本发明通过对转换器下开关管的脉冲信号LG进行计数来判断负载的轻重,轻负载时减小转换器中功率开关管的导通时间,使得电感电流的峰值减小,从而减小了输出电压纹波。
附图说明
图1是本发明的结构框图;
图2是本发明中的电容充放电单元和比较单元电路原理图;
图3是本发明中的逻辑控制单元电路原理图;
图4是本发明中的导通时间控制单元电路原理图;
图5是本发明中比较单元的第二实施例电路原理图。
具体实施方式
以下结合附图及其实施例对本发明作进一步描述。
实施例1
参照图1,本发明用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路,包括电容充放电单元1,比较单元2,逻辑控制单元3和导通时间控制单元4。其中:
电容充放电单元1,根据转换器内部产生的开关管关断信号ZC的不同,对电容进行充电或放电,得到不同大小的电压信号VC1输出给比较单元2;
比较单元2,设有三个输入端A、B、C和一个输出端D;其中第一输入端A连接转换器内部产生的基准电压VR1,第二输入端B连接转换器内部产生的基准电压VR2,第三输入端C连接电容充放电单元1输入的电压信号VC1;其输出端D输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元3,作为逻辑控制单元3的清零信号;
逻辑控制单元3,设有三个输入端E、F、G和一个输出端H;其中第一输入端E连接转换器内部产生的开关管关断信号ZC,第二输入端F连接转换器下开关管的脉冲信号LG,第三输入端G连接比较单元2输入的控制信号RR_CTL;其输出端H输出开关信号RR到导通时间控制单元4;
导通时间控制单元4,设有两个输入端I、J和一个输出端K;其中第一输入端I连接上管导通信号TON_STA,第二输入端J连接逻辑控制单元3输入的开关信号RR;其输出端K输出导通时间信号TON,控制转换器中的上开关管导通时间,以减小输出电压纹波。
参照图2,本发明的电容充放电单元1,包括3个低压NMOS管M309~M311,1个低压PMOS管M312,第一电容C1和第一反相器INV1;
所述低压NMOS管M309和M310,其栅极相连构成有源电流镜,且低压NMOS管M309的栅极与自身漏极相连作为有源电流镜的输入端,并连接转换器内部产生的偏置电流IB1;低压NMOS管M309的漏极作为有源电流镜的输出端,并连接到低压NMOS管M311的源极;
所述低压NMOS管M311和低压PMOS管M312,其漏极相连并输出电压信号VC1给比较单元2,其栅极相连并连接到第一反相器INV1的输出端,该第一反相器INV1的输入端连接转换器内部产生的开关管关断信号ZC;低压PMOS管M312的源极连接转换器内部产生的偏置电流IB2;
所述第一电容C1跨接于低压NMOS管M311的漏极与地之间,用于进行充放电。
当转换器内部产生的开关管关断信号ZC为逻辑高电平时,低压PMOS管M312导通,偏置电流IB2对第一电容C1以固定斜率k1进行充电;当开关管关断信号ZC为逻辑低电平时,低压NMOS管M311导通,偏置电流IB1对第一电容C1以固定斜率k2进行放电。若取低压NMOS管M309和M310的尺寸比例为1:4,则k2的绝对值是k1的4倍。
本发明的比较单元2,包括4个低压PMOS管M301~M304,4个低压NMOS管M305~M308,2个传输门TG1~TG2,2个反相器INV2~INV3;
所述2个传输门TG1~TG2,其输出端相连并输出参考电压V1,第一传输门TG1的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR1,第二传输门TG2的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR2;
所述低压PMOS管M301和M302构成差分对结构,其源极相连并连接转换器内部产生的偏置电流IB3,低压PMOS管M301的栅极与电容充放电单元1输入的电压信号VC1相连,低压PMOS管M302的栅极与参考电压V1相连;
所述低压NMOS管M305与M306,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M306的栅极与自身漏极相连作为有源电流镜的输入端,并连接到低压PMOS管M301的漏极;
所述低压NMOS管M307与M308,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M307的栅极与自身漏极相连作为有源电流镜的输入端,并连接到低压PMOS管M302的漏极;
所述低压PMOS管M303与M304,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压PMOS管M303的栅极与自身漏极相连作为有源电流镜的输入端,并连接到低压NMOS管M305的漏极;低压PMOS管M304的漏极与低压NMOS管M308的漏极相连,并通过第二反相器INV2输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元3;
所述第三反相器INV3,其输入端与第一传输门TG1的负相使能端和第二传输门TG2的正相使能端相连,并连接控制信号RR_CTL,其输出端同时连接到第一传输门TG1的正相使能端和第二传输门TG2的负相使能端。
初始时,电容充放电单元1输入的电压信号VC1小于基准电压VR1和VR2,控制信号RR_CTL为逻辑低电平,此时第一传输门TG1工作,参考电压V1等于基准电压VR1;当电压信号VC1上升至基准电压VR1时,控制信号RR_CTL变为逻辑高电平,第二传输门TG2工作,参考电压V1等于基准电压VR2;反之,当电压信号VC1下降至基准电压VR2时,控制信号RR_CTL变为逻辑低电平,第一传输门TG1工作,以此重复。
参照图3,本发明的逻辑控制单元3,包括分频器31和逻辑综合模块32;
所述分频器31,包括5个D触发器D3~D7;这5个D触发器D3~D7的清零端clr相连,并与逻辑综合模块32输入清零信号CR连接;第3个D触发器D3的时钟端clk,其数据端d与自身反相输出端xq相连并连接到第4个D触发器D4的时钟端clk;第4个D触发器D4的数据端d与自身反相输出端xq相连并连接到第5个D触发器D5的时钟端clk;第5个D触发器D5的数据端d与自身反相输出端xq相连并连接到第6个D触发器D6的时钟端clk;第6个D触发器D6的数据端d与自身反相输出端xq相连并连接到第7个D触发器D7的时钟端clk;第7个D触发器D7的数据端d与自身反相输出端xq相连,其输出端q输出脉冲计数信号CONT到逻辑综合模块32。
所述逻辑综合模块32,包括2个D触发器D1~D2,第四反相器INV4,异或门XOR和延时电路DEL;其中:
第1个D触发器D1,其数据端d连接转换器内部产生的开关管关断信号ZC,其时钟端clk连接转换器下开关管的脉冲信号LG,其清零端clr连接比较单元2输入的控制信号RR_CTL,其输出端q连接到第四反相器INV4的输入端;
第四反相器的输出端通过延时电路DEL连接到异或门XOR的第一输入端a;
异或门XOR,其第二输入端b连接到第四反相器INV4的输入端,其输出端输出清零信号CR到分频器31;
第2个D触发器D2,其数据端d连接到延时电路的输出端,其时钟端clk连接分频器31输入的脉冲计数信号CONT,其清零端clr连接比较单元2输入的控制信号RR_CTL,其输出端q输出开关信号RR到导通时间控制单元4。
上述转换器下开关管的脉冲信号LG,在下开关管关断时为逻辑高电平,下开关管导通时翻转为逻辑低电平;转换器内部产生的开关管关断信号ZC,在上开关导通之前翻转为逻辑低电平,在下开关管关断前翻转为逻辑高电平,并在上下两个开关管关断过程中一直保持逻辑高电平。
轻负载时,比较单元2输出的控制信号RR_CTL为逻辑高电平,第1个D触发器D1和第2个D触发器D2工作,由于转换器工作于跳周期模式,因此逻辑综合模块32产生的清零信号CR为高电平,分频器31对转换器下开关管的脉冲信号LG开始进行计数,若负载足够轻,分频器31输出的脉冲计数信号CONT翻转为高电平,第2个D触发器D2输出的开关信号RR为逻辑高电平;反之第2个D触发器D2输出的开关信号RR为逻辑低电平。
参照图4,本发明的导通时间控制单元4,包括充电电流产生模块41,比较器42,低压NMOS管M508,第二电容C2,与非门NAND和2个反相器INV5~INV6;
所述充电电流产生模块41,包括7个低压PMOS管M501~M507和第七反相器INV7;其中,低压PMOS管M501~M506构成共源共栅电流镜结构,低压PMOS管M501~M503的栅极相连并连接到低压PMOS管M501的漏极,其源极均连接转换器的电源电压VIN,其漏极分别与低压PMOS管M504~M506的源极相连;低压PMOS管M504~M506的栅极相连,低压PMOS管M504的漏极与自身栅极相连,并连接转换器内部产生的偏置电流IB4,低压PMOS管M506的漏极连接到低压PMOS管M507的源极,低压PMOS管M505的漏极与低压PMOS管M507的漏极相连并输出充电电流IC;该低压PMOS管M507的栅极连接到第七反相器INV7的输出端,该第七反相器INV7的输入端与逻辑控制单元3输入的开关信号RR相连。
所述第二电容C2,一端连接充电电流IC,另一端连接到地,第二电容C2上的电压为VC2;
所述比较器42,其正相输入端连接电压VC2,其负相输入端连接反馈电压VFB,其输出端连接到与非门NAND的第一输入端m;
所述低压NMOS管M508,其漏极连接到比较器42的正相输入端,其源极接地,其栅极连接上管导通信号TON_STA,用于控制第二电容C2的充放电;
所述第五反相器INV5,其输入端连接上管导通信号TON_STA,其输出端连接到与非门NAND的第二输入端n,该与非门NAND的输出端通过第六反相器INV6输出导通时间信号TON,控制转换器的上开关管关断。
当转换器的上开关管导通时,上管导通信号TON_STA为逻辑低电平,低压NMOS管M508关断,此时若开关信号RR为逻辑高电平,第二电容C2以固定斜率k3开始充电,反之,若开关信号RR为逻辑低电平,第二电容C2以固定斜率k4开始充电,k3大于k4;第二电容C2上的电压上升至反馈电压VFB时,导通时间信号TON翻转为逻辑高电平,控制转换器的上开关管关断。当转换器的上开关管关断时,上管导通信号TON_STA为逻辑高电平,直接控制与非门NAND输出低电平,即导通时间信号TON为逻辑低电平。
实施例2:
本发明的电容充放电单元1,逻辑控制单元3和导通时间控制单元4与实施例1相同。
参照图5,本发明的比较单元2,包括2个低压PMOS管M601和M602,3个低压NMOS管M603~M605,2个传输门TG3~TG4,2个反相器INV8~INV9;
所述2个传输门TG3~TG4,其输出端相连并输出参考电压V2,第三传输门TG3的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR1,第四传输门TG4的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR2;
所述低压PMOS管M601和M602构成差分对结构,其源极相连并连接转换器内部产生的偏置电流IB5,低压PMOS管M601的栅极与电容充放电单元1输入的电压信号VC1相连,低压PMOS管M602的栅极与参考电压V2相连;
所述低压NMOS管M603与M604,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M603的栅极与自身漏极相连作为有源电流镜的输入端,并连接到低压PMOS管M601的漏极,低压NMOS管M604的漏极作为有源电流镜的输出端,并连接到低压PMOS管M602的漏极;
所述低压NMOS管M605,其源极接地,其栅极连接到低压PMOS管M602的漏极,其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB6,并通过第八反相器INV8输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元3;
所述第九反相器INV9,其输入端与第三传输门TG3的负相使能端和第四传输门TG4的正相使能端相连,并连接控制信号RR_CTL,其输出端同时连接到第三传输门TG3的正相使能端和第四传输门TG4的负相使能端。
初始时,电容充放电单元1输入的电压信号VC1小于基准电压VR1和VR2,控制信号RR_CTL为逻辑低电平,此时第三传输门TG3工作,参考电压V2等于基准电压VR1;当电压信号VC1上升至基准电压VR1时,控制信号RR_CTL变为逻辑高电平,第四传输门TG4工作,参考电压V2等于基准电压VR2;反之,当电压信号VC1下降至基准电压VR2时,控制信号RR_CTL变为逻辑低电平,第三传输门TG3工作,以此重复。
结合实施例1和实施例2,本发明的工作原理是:
转换器负载较轻时,转换器工作于跳周期模式,开关管关断信号ZC为逻辑高电平,电容充放电单元1内部的第一电容C1开始充电,电压信号VC1逐渐升高,电压信号VC1上升至基准电压VR1时,比较单元2输出的控制信号RR_CTL变为逻辑高电平,分频器31对转换器下开关管的脉冲信号LG开始进行计数,若负载足够轻,分频器31计满16个周期后,脉冲计数信号CONT翻转为高电平,此时逻辑综合模块32输出的开关信号RR也翻转为逻辑高电平,控制导通时间控制单元4以大电流对第二电容C2进行充电,减小转换器中功率开关管的导通时间,使得电感电流的峰值减小,从而减小了输出电压纹波;反之,转换器中功率开关管的导通时间不变。
以上仅是本发明的两个最佳实例,不构成对本发明的任何限制,显然在本发明的构思下,可以对其电路进行不同的变更与改进,但这些均在本发明的保护之列。
Claims (8)
1.一种用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路,其特征在于包括:
电容充放电单元(1),用于根据转换器内部产生的开关管关断信号ZC的不同,对电容进行充电或放电,得到不同大小的电压信号VC1给比较单元(2);
比较单元(2),用于将转换器内部产生的两个基准电压VR1和VR2中的任意一个基准电压与电容充放电单元(1)输入的电压信号VC1进行比较,并输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元(3),作为逻辑控制单元(3)的清零信号;
逻辑控制单元(3),用于对转换器下开关管的脉冲信号LG进行计数,对计数结果进行逻辑处理后,输出开关信号RR到导通时间控制单元(4);
导通时间控制单元(4),用于产生导通时间信号TON,控制转换器中的上开关管导通时间,以减小输出电压纹波;它包括充电电流产生模块(41),比较器(42),低压NMOS管M508,第二电容C2,与非门NAND和2个反相器INV5~INV6;
所述充电电流产生模块(41),用于根据逻辑控制单元(3)输入的开关信号RR产生对应大小的充电电流IC,该充电电流IC通过第二电容C2流到地,第二电容C2上的电压为VC2;
所述比较器(42),其正相输入端连接电压VC2,其负相输入端连接反馈电压VFB,其输出端连接到与非门NAND的第一输入端m;
所述低压NMOS管M508,其漏极连接到比较器(42)的正相输入端,其源极接地,其栅极连接上管导通信号TON_STA,用于控制第二电容C2的充放电;
所述第五反相器INV5,其输入端连接上管导通信号TON_STA,其输出端连接到与非门NAND的第二输入端n,该非门NAND的输出端通过第六反相器INV6输出导通时间信号TON,控制转换器的上开关管关断。
2.根据权利要求1所述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于电容充放电单元(1),包括3个低压NMOS管M309~M311,1个低压PMOS管M312,第一电容C1和第一反相器INV1;
所述低压NMOS管M309和M310,其栅极相连构成有源电流镜,且低压NMOS管M309的栅极与自身漏极相连,并连接转换器内部产生的偏置电流IB1;低压NMOS管M309的漏极连接到低压NMOS管M311的源极;
所述低压NMOS管M311和低压PMOS管M312,其漏极相连并输出电压信号VC1给比较单元(2),其栅极相连并连接到第一反相器INV1的输出端,该第一反相器INV1的输入端连接转换器内部产生的开关管关断信号ZC;低压PMOS管M312的源极连接转换器内部产生的偏置电流IB2;
所述第一电容C1,一端连接电压信号VC1,另一端连接到地。
3.根据权利要求1所述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于比较单元(2),包括4个低压PMOS管M301~M304,4个低压NMOS管M305~M308,2个传输门TG1~TG2,2个反相器INV2~INV3;
所述2个传输门TG1~TG2,其输出端相连并输出参考电压V1,第一传输门TG1的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR1,第二传输门TG2的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR2;
所述低压PMOS管M301和M302,其源极相连构成差分对结构,且低压PMOS管M301的栅极与电容充放电单元(1)输入的电压信号VC1相连,低压PMOS管M302的栅极与参考电压V1相连;
所述低压NMOS管M305与M306,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M306的栅极与自身漏极相连,并连接到低压PMOS管M301的漏极;
所述低压NMOS管M307与M308,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M307的栅极与自身漏极相连,并连接到低压PMOS管M302的漏极;
所述低压PMOS管M303与M304,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压PMOS管M303的栅极与自身漏极相连,并连接到低压NMOS管M305的漏极;低压PMOS管M304的漏极与低压NMOS管M308的漏极相连,并通过第二反相器INV2输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元(3);
所述第三反相器INV3,其输入端与第一传输门TG1的负相使能端和第二传输门TG2的正相使能端相连,并连接控制信号RR_CTL,其输出端同时连接到第一传输门TG1的正相使能端和第二传输门TG2的负相使能端。
4.根据权利要求1所述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于逻辑控制单元(3),包括分频器(31)和逻辑综合模块(32);
所述分频器(31),用于对转换器下开关管的脉冲信号LG进行计数,并输出脉冲计数信号CONT到逻辑综合模块(32);
所述逻辑综合模块(32),以比较单元(2)输入的控制信号RR_CTL为内部清零信号,当控制信号RR_CTL为逻辑高电平时,对脉冲计数信号CONT进行逻辑处理,并输出开关信号RR到导通时间控制单元(4)。
5.根据权利要求4所述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于逻辑控制单元(3)中的分频器(31),包括5个D触发器D3~D7;这5个D触发器D3~D7的清零端clr相连,并与逻辑综合模块(32)输入清零信号CR连接;每个D触发器的数据端d与自身的反相输出端xq相连后依次相连,即第n个D触发器Dn的反相输出端xq与第n+1个D触发器Dn+1的时钟端clk相连,3≤n≤6;第3个D触发器D3的时钟端clk连接转换器下开关管的脉冲信号LG,第7个D触发器D7的输出端q输出脉冲计数信号CONT到逻辑综合模块(32)。
6.根据权利要求4所述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于逻辑控制单元(3)中的逻辑综合模块(32),包括2个D触发器D1~D2,第四反相器INV4,异或门XOR和延时电路DEL;
所述第1个D触发器D1,其数据端d连接转换器内部产生的开关管关断信号ZC,其时钟端clk连接转换器下开关管的脉冲信号LG,其清零端clr连接比较单元(2)输入的控制信号RR_CTL,其输出端q通过第四反相器INV4和延时电路DEL连接到异或门XOR的第一输入端a;
所述异或门XOR,其第二输入端b连接到第四反相器INV4的输入端,其输出端输出清零信号CR到分频器(31);
所述第2个D触发器D2,其数据端d连接到延时电路的输出端,其时钟端clk连接分频器(31)输入的脉冲计数信号CONT,其清零端clr连接比较单元(2)输入的控制信号RR_CTL,其输出端q输出开关信号RR到导通时间控制单元(4)。
7.根据权利要求1所述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于导通时间控制单元(4)中的充电电流产生模块(41),包括7个低压PMOS管M501~M507和第七反相器INV7;
所述低压PMOS管M501~M506构成共源共栅电流镜结构,其中低压PMOS管M501~M503的栅极相连并连接到低压PMOS管M501的漏极,其漏极分别与低压PMOS管M504~M506的源极相连;低压PMOS管M504~M506的栅极相连,低压PMOS管M504的漏极与自身栅极相连,并连接转换器内部产生的偏置电流IB4,低压PMOS管M505的漏极输出充电电流IC,低压PMOS管M506的漏极连接到低压PMOS管M507的源极;
所述低压PMOS管M507,其漏极连接充电电流IC,其栅极连接到第七反相器INV7的输出端,该第七反相器INV7的输入端与逻辑控制单元(3)输入的开关信号RR相连。
8.根据权利要求1所述的用于DC-DC转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路其特征在于比较单元(2),包括2个低压PMOS管M601和M602,3个低压NMOS管M603~M605,2个传输门TG3~TG4,2个反相器INV8~INV9;
所述2个传输门TG3~TG4,其输出端相连并输出参考电压V2,第三传输门TG3的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR1,第四传输门TG4的输入端连接转换器内部产生的基准电压VR2;
所述低压PMOS管M601和M602构成差分对结构,其源极相连并连接转换器内部产生的偏置电流IB5,低压PMOS管M601的栅极与电容充放电单元(1)输入的电压信号VC1相连,低压PMOS管M602的栅极与参考电压V2相连;
所述低压NMOS管M603与M604,其栅极相连构成有源电流镜结构,且低压NMOS管M603的栅极与自身漏极相连,并连接到低压PMOS管M601的漏极,低压NMOS管M604的漏极连接到低压PMOS管M602的漏极;
所述低压NMOS管M605,其源极接地,其栅极连接到低压PMOS管M602的漏极,其漏极连接转换器内部产生的偏置电流IB6,并通过第八反相器INV8输出控制信号RR_CTL到逻辑控制单元(3);
所述第九反相器INV9,其输入端与第三传输门TG3的负相使能端和第四传输门TG4的正相使能端相连,并连接控制信号RR_CTL,其输出端同时连接到第三传输门TG3的正相使能端和第四传输门TG4的负相使能端。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310279873.6A CN103401406B (zh) | 2013-07-04 | 2013-07-04 | 用于dc-dc转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310279873.6A CN103401406B (zh) | 2013-07-04 | 2013-07-04 | 用于dc-dc转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN103401406A true CN103401406A (zh) | 2013-11-20 |
CN103401406B CN103401406B (zh) | 2015-09-02 |
Family
ID=49564976
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201310279873.6A Active CN103401406B (zh) | 2013-07-04 | 2013-07-04 | 用于dc-dc转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN103401406B (zh) |
Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103904875A (zh) * | 2014-03-24 | 2014-07-02 | 合肥工业大学 | 开关电源中的数字软启动电路 |
CN104201881A (zh) * | 2014-09-28 | 2014-12-10 | 圣邦微电子(北京)股份有限公司 | 降压dcdc转换器的控制电路 |
CN106788398A (zh) * | 2016-12-06 | 2017-05-31 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 时钟分频电路、控制电路以及电源管理集成电路 |
CN107222189A (zh) * | 2017-05-03 | 2017-09-29 | 中国科学院微电子研究所 | 一种数字脉冲宽度调制器 |
CN107426881A (zh) * | 2017-09-07 | 2017-12-01 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | 积分器、led电流纹波消除电路和方法、led驱动器及led设备 |
CN107426880A (zh) * | 2017-09-07 | 2017-12-01 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | Led电流纹波消除电路、方法及其芯片、led设备 |
CN109873615A (zh) * | 2018-12-29 | 2019-06-11 | 上海琪埔维半导体有限公司 | 一种脉冲宽度滤波器 |
CN111313703A (zh) * | 2020-03-18 | 2020-06-19 | 广州大学 | 脉冲序列控制的PCCM Buck变换器 |
CN111555619A (zh) * | 2020-05-29 | 2020-08-18 | 广州大学 | 自适应脉冲序列控制的PCCM Buck变换器 |
CN112234822A (zh) * | 2020-09-16 | 2021-01-15 | 苏州浪潮智能科技有限公司 | 一种电源控制电路及方法 |
CN112953224A (zh) * | 2021-03-26 | 2021-06-11 | 广州视琨电子科技有限公司 | Dc-dc转换电路及电源 |
CN115328249A (zh) * | 2022-08-24 | 2022-11-11 | 骏盈半导体(上海)有限公司 | 上功率管电流峰值控制电路 |
CN115833811A (zh) * | 2023-02-24 | 2023-03-21 | 上海维安半导体有限公司 | 一种使能控制的启动电路 |
CN115864830A (zh) * | 2023-02-15 | 2023-03-28 | 深圳通锐微电子技术有限公司 | 负压除二转换电路和设备终端 |
CN116106779A (zh) * | 2023-04-10 | 2023-05-12 | 盈力半导体(上海)有限公司 | 一种使能信号处理电路、降压式变换电路及芯片 |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4725936A (en) * | 1986-03-17 | 1988-02-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High-voltage stabilizing power supply apparatus with an improved inductive noise compensation |
EP0910157A1 (en) * | 1997-10-17 | 1999-04-21 | STMicroelectronics S.r.l. | Step-up continuous mode DC-to-DC converter with integrated fuzzy logic current control |
CN1956307A (zh) * | 2005-10-26 | 2007-05-02 | Tdk株式会社 | Dc-dc转换器及其控制方法 |
CN202094797U (zh) * | 2011-05-26 | 2011-12-28 | 武汉大学 | 一种高效率直流变换器的pwm和psm双模式切换电路 |
CN102497103A (zh) * | 2011-12-24 | 2012-06-13 | 西安启芯微电子有限公司 | 轻载高效率的dc-dc转换装置 |
CN102891599A (zh) * | 2012-10-12 | 2013-01-23 | 无锡新硅微电子有限公司 | 提高dc-dc变换器轻载效率的方法及电路 |
-
2013
- 2013-07-04 CN CN201310279873.6A patent/CN103401406B/zh active Active
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4725936A (en) * | 1986-03-17 | 1988-02-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High-voltage stabilizing power supply apparatus with an improved inductive noise compensation |
EP0910157A1 (en) * | 1997-10-17 | 1999-04-21 | STMicroelectronics S.r.l. | Step-up continuous mode DC-to-DC converter with integrated fuzzy logic current control |
CN1956307A (zh) * | 2005-10-26 | 2007-05-02 | Tdk株式会社 | Dc-dc转换器及其控制方法 |
CN202094797U (zh) * | 2011-05-26 | 2011-12-28 | 武汉大学 | 一种高效率直流变换器的pwm和psm双模式切换电路 |
CN102497103A (zh) * | 2011-12-24 | 2012-06-13 | 西安启芯微电子有限公司 | 轻载高效率的dc-dc转换装置 |
CN102891599A (zh) * | 2012-10-12 | 2013-01-23 | 无锡新硅微电子有限公司 | 提高dc-dc变换器轻载效率的方法及电路 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
常昌远 等: "带纹波控制的全载高效率DC-DC变换器的设计", 《微电子学》, vol. 41, no. 5, 31 October 2011 (2011-10-31) * |
Cited By (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103904875A (zh) * | 2014-03-24 | 2014-07-02 | 合肥工业大学 | 开关电源中的数字软启动电路 |
CN104201881A (zh) * | 2014-09-28 | 2014-12-10 | 圣邦微电子(北京)股份有限公司 | 降压dcdc转换器的控制电路 |
CN106788398B (zh) * | 2016-12-06 | 2020-06-02 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 时钟分频电路、控制电路以及电源管理集成电路 |
CN106788398A (zh) * | 2016-12-06 | 2017-05-31 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 时钟分频电路、控制电路以及电源管理集成电路 |
CN107222189A (zh) * | 2017-05-03 | 2017-09-29 | 中国科学院微电子研究所 | 一种数字脉冲宽度调制器 |
CN107222189B (zh) * | 2017-05-03 | 2020-10-23 | 中科众志信通(大连)科技有限公司 | 一种数字脉冲宽度调制器 |
CN107426880A (zh) * | 2017-09-07 | 2017-12-01 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | Led电流纹波消除电路、方法及其芯片、led设备 |
CN107426880B (zh) * | 2017-09-07 | 2023-04-18 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | Led电流纹波消除电路、方法及其芯片、led设备 |
CN107426881A (zh) * | 2017-09-07 | 2017-12-01 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | 积分器、led电流纹波消除电路和方法、led驱动器及led设备 |
CN107426881B (zh) * | 2017-09-07 | 2023-09-22 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | 积分器、led电流纹波消除电路和方法 |
CN109873615A (zh) * | 2018-12-29 | 2019-06-11 | 上海琪埔维半导体有限公司 | 一种脉冲宽度滤波器 |
CN109873615B (zh) * | 2018-12-29 | 2023-07-07 | 上海琪埔维半导体有限公司 | 一种脉冲宽度滤波器 |
CN111313703A (zh) * | 2020-03-18 | 2020-06-19 | 广州大学 | 脉冲序列控制的PCCM Buck变换器 |
CN111555619A (zh) * | 2020-05-29 | 2020-08-18 | 广州大学 | 自适应脉冲序列控制的PCCM Buck变换器 |
CN112234822A (zh) * | 2020-09-16 | 2021-01-15 | 苏州浪潮智能科技有限公司 | 一种电源控制电路及方法 |
CN112953224B (zh) * | 2021-03-26 | 2022-07-22 | 广州视琨电子科技有限公司 | Dc-dc转换电路及电源 |
CN112953224A (zh) * | 2021-03-26 | 2021-06-11 | 广州视琨电子科技有限公司 | Dc-dc转换电路及电源 |
CN115328249A (zh) * | 2022-08-24 | 2022-11-11 | 骏盈半导体(上海)有限公司 | 上功率管电流峰值控制电路 |
CN115328249B (zh) * | 2022-08-24 | 2023-11-24 | 骏盈半导体(上海)有限公司 | 上功率管电流峰值控制电路 |
CN115864830A (zh) * | 2023-02-15 | 2023-03-28 | 深圳通锐微电子技术有限公司 | 负压除二转换电路和设备终端 |
CN115833811A (zh) * | 2023-02-24 | 2023-03-21 | 上海维安半导体有限公司 | 一种使能控制的启动电路 |
CN116106779A (zh) * | 2023-04-10 | 2023-05-12 | 盈力半导体(上海)有限公司 | 一种使能信号处理电路、降压式变换电路及芯片 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN103401406B (zh) | 2015-09-02 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN103401406B (zh) | 用于dc-dc转换器轻负载跳脉冲模式的纹波减小电路 | |
CN101488712B (zh) | 电压转换器 | |
CN103607112B (zh) | 自适应开关频率调整电路 | |
CN103929048B (zh) | 一种开关电源的过零检测电路 | |
CN103490619B (zh) | 高增益3-Z型Boost电路 | |
CN102820781A (zh) | 一种基于纹波控制的单电感双输出开关电源 | |
CN104113211B (zh) | 一种应用于能量获取系统的低功耗迟滞电压检测电路 | |
CN103066989B (zh) | 含有数字滤波功能的单电源电平移位电路 | |
CN103825451B (zh) | 直流转换电路 | |
CN104092380A (zh) | 一种双向移相全桥软开关电路 | |
TW201521345A (zh) | 電子系統、電壓轉換電路及其電壓轉換方法 | |
CN105262337A (zh) | 一种开关电源降频的控制电路和控制方法 | |
CN104184319A (zh) | 电荷泵电路及其控制电路及控制方法 | |
CN104009633A (zh) | 一种电流连续型高增益dc-dc变换器电路 | |
CN110149045B (zh) | 一种高能效开关电容电源转换器 | |
CN104883057A (zh) | 升压与线性充电共用功率器件的移动电源转换器 | |
CN103095103B (zh) | 开关电源中随负载变化实现曲率降频的频率调整控制电路 | |
CN103066841A (zh) | 一种基于电荷泵电容的倍压型直流变换器 | |
CN103812331A (zh) | 直流转换电路 | |
TW202025608A (zh) | 功率轉換器 | |
CN103490624B (zh) | 自适应频率电荷泵电路 | |
CN102169140B (zh) | 一种时钟频率检测电路 | |
CN204721218U (zh) | 升压与线性充电共用功率器件的移动电源转换器 | |
CN103475221B (zh) | 电流断续模式下实现双mos管零电压开通的升压斩波电路 | |
CN102035508B (zh) | 一种时钟产生电路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant |