CN103379410A

CN103379410A - 传感器电路和校准方法

Info

Publication number: CN103379410A
Application number: CN2013101330818A
Authority: CN
Inventors: 克劳斯·莱曼; 特温·范利庞; 雷默克·亨里克斯·威廉默斯·皮内伯格; 伊丽丝·博米纳-西尔金斯; 罗伯特·H·M·范费尔德温
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2012-04-18
Filing date: 2013-04-17
Publication date: 2013-10-30
Anticipated expiration: 2033-04-17
Also published as: US9307319B2; EP2653845A1; EP2653845B1; US20130279717A1; CN103379410B

Abstract

本发明是传感器电路和校准方法。一种用于传感器的读出电路利用反馈回路将所述传感器偏置为所需的操作点，诸如最大可能灵敏度，而没有对于具有恒定电荷的常规读出是已知的不稳定传感器位置的问题。还利用反馈控制改变所述参考偏置，所述电路所受控于所述偏置，但是具有比所述主偏置控制反馈回路更慢的响应。

Description

传感器电路和校准方法

技术领域

本发明涉及MEMS电容式传感器，例如用作麦克风。

背景技术

电容式麦克风由两个振膜组成：由声压激励的振膜和穿孔膜，所述穿孔膜形成反电极(“背板”)，所述反电极不会响应于声压移动，因为所述穿孔使其是声学透明的。所述穿孔允许所述第一振膜移动，而在振膜与背板之间的体积中没有压力增大。

图1示出了(MEMS)电容式麦克风的顶视图和截面图。

硅衬底1具有开孔，所述开孔使所述可移动振膜3对声压灵敏的部分外露。在(可选的)绝缘体2的上方形成可移动振膜。在另一个绝缘体4上方悬置背板5(固定膜)并且用规则图案的孔穿孔所述背板。电极连接6、7连接至两个振膜并且用于测量电容。

由于低的机械损耗、良好控制的工艺过程以及优化的设计，电容式传感器的固有噪声可以是相当小的，使得所述读出电路系统(典型地CMOS电路系统)支配所述噪声。仍然存在的一个问题是在恒定电荷偏置结构下大多数MEMS设备的小灵敏度。由于低的功耗和所述MEMS传感器的稳定操作点，这种偏置结构被典型地用于MEMS麦克风。

如果所述MEMS信号较强，那么所述CMOS读出电路系统的噪声变得不那么重要。然而，这只有在高电压下或者接近所述传感器的不稳定吸附(pull-in)点才是可能的。所述灵敏度在这个不稳定吸附点是最高的。事实上，所述灵敏度在所述直流限制中变得无穷大。然后所述CMOS输入级的噪声变得不那么重要。

如果反馈带宽远远大于所述谐振频率，那么快速反馈控制系统可以在任意点下稳定所述MEMS传感器的可移动部分，包括所述不稳定点。

WO2006/040403公开了一种用于MEMS传感器的反馈系统，所述传感器工作接近所述吸附点。图2示出了WO2006/040403所述的反馈电路。

所述电路包括电容式电桥104、105、106、107，包括传感器电容105。经由反馈回路和偏置电阻器103调制所述电容式电桥，使得它处在恒定的操作点。利用电容器107，可以设置所述操作点，使得所述振膜位置处在吸附点。所述反馈偏置信号是所述读出信号。它仍然是非线性的，因为所述力-电压关系是二次函数，但是所述信号对于小信号是相当线性的。

所述电路具有调节器101，所述调节器馈给运算放大器102。所述调节器101具有直流输入，所述直流输入由相位灵敏检测器101供应，所述检测器利用相位混合器110将所述电桥传感器信号(由放大器108、109放大)与参考交流信号进行比较。

在WO2006/040403中详细描述了所述电路的操作。

在理想情况下，所述传感器的增益在所述不稳定点变得无穷大。然后总的灵敏度只由所述反馈回路设置。由于所述低噪声传感器的高增益，所述回路的噪声变得无关紧要。

数字∑-Δ(Sigma-Delta)反馈回路也被称作MEMS传感器。

然而已知的反馈回路具有一些缺点：

-会造成比直流读出更高的功率消耗。

即使在所述吸附不稳定点所述灵敏度(或者传感器增益)不是无穷大的，因为所述质量体用作动态弹簧常数。这导致传递函数的频率依赖性。

-所述反馈回路会变得不稳定。例如在大的麦克风振膜中，存在高阶模式。如果它们由强的声学信号激励，那么假如所述反馈回路可以抑制振荡的话它会是有问题的，因为它只设计用于基本挠曲模式。

-所述最佳偏置点可以漂移，例如由于温度或者老化。它也可以随所述反馈偏置电压动态地移动，因为所述静电弹簧软化依赖于偏置电压。图2的反馈回路只保持所述电容恒定，即所述机械弹簧恒定而非所述偏置电压。所述声压可以影响所述机械性能。所述静电压力和所述声压具有不同的曲线，使得即使保持所述电容或者所述平均挠曲恒定，所述振膜将有效地变形。因此，所述最佳点将响应于较大的输入信号而偏移。

-不会对工艺扩展(process spread)进行补偿。这需要在测试或者自校准期间的调谐。

因此，存在对于诸如麦克风之类的MEMS电容式传感器以及其他压力传感器、加速计、陀螺仪等的更好信噪比。由于低的机械损耗、良好控制的工艺过程以及优化的设计，电容式传感器的固有噪声可以是相当小的，使得所述CMOS读出支配所述噪声。由于其小的尺寸，MEMS电容式传感器具有小的电容。这意味着所述读出电路的输入级需要低电容。不幸的是，当所述输入电容变小时，CMOS读出电路的输入噪声增加。新技术没有显著地改善这种CMOS噪声。诸如双极JFET装置的可选项和冷却在成本或者功率方面是更昂贵的。

WO2010/033078公开了一种基于电容式MEMS传感器的MEMS AC/DC转换器。在操作之前手动地设置工作点。

发明内容

根据本发明，提供了如独立权利要求所述的电路和方法。

在一个方面中，本发明提供了一种传感器电路，包括：

交流信号源，用于产生偏置信号；

放大器；

传感器，具有对待测物理特性灵敏的阻抗，所述传感器耦合在所述信号源与所述放大器之间；

连接至所述传感器的可调阻抗元件；

所述放大器周围的反馈回路结构，用于控制施加至所述传感器元件的偏置，其中所述反馈回路结构包括：

第一反馈控制路径，用于将偏置等级设置为参考偏置等级；以及

第二反馈控制路径，用于设置所述参考偏置等级，其中所述第一反馈控制比所述第二反馈控制更快。

本发明提供了一种传感器的读出电路，其中反馈回路将所述传感器偏置成所需的操作点，诸如所述最大可能灵敏度，而没有对于具有恒定电荷的常规读出是已知的不稳定传感器位置的问题。还利用反馈控制改变所述参考偏置，所述电路所受控于所述偏置，但是具有比所述主偏置控制反馈回路更慢的响应。因此，第一反馈控制控制偏置点以匹配参考偏置点，例如通过限制所述传感器阻抗来匹配参考阻抗(诸如电容)，而第二反馈控制改变所述参考偏置点，例如通过改变所述参考阻抗。

这样，自适应偏置可以在全音频频率范围内反应，使得风噪和其他源不会降低所述传感器的灵敏度(de-sensitize)。

在一种结构中，所述交流信号源是用于产生第一偏置信号的第一交流信号源，以及所述电路还包括：

第二交流信号源，用于产生第二偏置信号，所述第二偏置信号具有与所述第一偏置信号相反的相位；

其中所述放大器具有第一和第二输入；

其中将所述传感器耦合在所述第一和第二信号源之一与所述放大器的第一输入之间；

其中将所述可调元件耦合在所述第一和第二信号源中的另一个与所述放大器的第一输入之间。

这种结构意味着所述偏置信号的交流分量会被抵消并且不被所述放大器放大。

所述第一输入可以包括所述放大器的反相输入(inverting input)以及所述第一反馈控制路径可以包括反馈阻抗，所述反馈阻抗从所述放大器的输出至所述放大器的反相输入。

这调节了所述传感器的偏置，直至所述传感器阻抗匹配所述可调元件阻抗为止。

所述放大器可以包括差分放大器，所述差分放大器具有反相和非反相输入以及一对差分输出，其中将第二阻抗元件耦合在所述第一和第二信号源之一与所述放大器的第二输入之间，以及将第三阻抗元件耦合在所述第一和第二信号源的另一个与所述放大器的第二输入之间。这定义了差分实施方法。

所述第一反馈控制路径可以包括：第一反馈阻抗，所述第一阻抗从所述差分输出之一至所述放大器的反相输入；以及第二反馈阻抗，所述第二反馈阻抗从所述差分输出的另一个至所述放大器的非反相输入。

所述可调元件可以包括可调电容器。这适用于传感器提供可变电容的传感器，诸如麦克风。所述可调元件可以替代地包括连接至时钟驱动器的电容器，所述时钟驱动器具有可调相位和/或振幅。所述时钟驱动器和所述固定电容器可以一起被视为实现可调电容器功能。

所述第二反馈控制路径可以提供所述可调元件的控制信号。因此，所述可调元件的控制提供所述偏置点的较慢调节。这可以跟踪所述传感器的最大灵敏点，从而实现了临界点跟踪功能。

所述第二反馈控制路径可以包括模拟/数字转换器和数字信号处理结构，用于产生调谐信号。

在另一个方面中，本发明提供一种校准传感器电路的方法，所述电路包括用于产生偏置信号的交流信号源、放大器、传感器和连接至所述传感器的可调元件，所述传感器具有对待测物理特性灵敏的阻抗，将所述传感器耦合在所述信号源与所述放大器之间，

其中所述方法包括：

利用第一反馈控制路径和第二反馈控制路径控制施加至所述传感器元件的偏置，所述第一反馈控制路径用于将偏置等级设置为参考偏置等级，所述第二反馈控制路径用于设置所述参考偏置等级，其中所述第一反馈控制比所述第二反馈控制更快。

附图说明

现在将参考附图描述本发明的示例，其中：

图1示出了一种已知的麦克风设计；

图2示出了一种已知的用于控制电容式MEMS传感器的反馈电路；

图3示出了MEMS电容式传感器的灵敏度如何随偏置点变化；

图4示出了用于控制电容式MEMS传感器的控制电路的第二示例，所述电路是差分的；

图5示出了用于控制电容式MEMS传感器的控制电路的第三示例，所述电路是差分的；

图6示出了如何实现所述可变电容器；

图7示出了可用于调谐所述传感器偏置的频率；

图8示出了本发明所述控制电路的第一示例，用于控制电容式MEMS传感器，并且所述电路是差分的；

图9示出了本发明所述控制电路的第二示例，用于控制电容式MEMS传感器，并且所述电路是单端的；

图10示出了本发明所述控制电路的第三示例，用于控制电容式MEMS传感器，并且所述电路是差分的。

具体实施方式

本发明提供了一种传感器电路，利用交流信号源用于产生偏置信号。传感器具有对待测物理特性灵敏的阻抗，耦合在所述信号源与放大器之间。所述放大器周围的反馈回路结构控制施加至所述传感器元件的偏置，其中所述反馈回路结构包括：第一反馈控制路径，用于将偏置等级设置为参考偏置等级，以及第二反馈控制路径，用于设置所述参考偏置等级，其中所述第一反馈控制比所述第二反馈控制更快。这种两级反馈系统使得能够快速地将所述偏置点设置为参考值，以便提供稳定的操作，而且能够调节所述参考点，使得所述参考点例如可以更接近稳定性的极限。

通过增加传感器的机电增益来降低所述噪声等级。这通过偏置接近所述最佳偏置电压来实现，对应于所述不稳定吸附点。

应当注意，偏置接近静态最佳偏置的方法从WO2006/040403在概念上是已知的。

图3示出了所述电容作为偏置电压的函数。所述曲线的支路201代表可以偏置所述传感器的点。所述不稳定支路202只能通过反馈稳定来实现。

可以从所述电容作为偏置电压函数的导数204估算所述灵敏度。所述偏置电压施加静电压力，类似于机械压力。因此，响应于电压的电容变化类似于作为机械压力函数的电容变化。所述灵敏度在所述不稳定点203变成最大。

可以采用如图2所示的反馈回路在所述对应的电容下稳定所述传感器。

数字反馈回路，取代图2所示的模拟回路，对于直接的模数转换是有利的。例如，放大器109可以由比较器取代以及相位混合器110可以由时钟控制锁存器(clocked latch)取代。可以将其输出发送至鉴频器(discriminator)作为直接的数字信号。可以省略所述模拟和连续的调节器以及放大器101和102，节约了功率。可以由开关式电容器数字地实现所述偏置电阻器103。那么其有效电阻也是数字可控的。

本发明提供了改进的反馈回路，用于控制电容式MEMS传感器的电容。可以数字地实现所述反馈回路。

在图4中以完全差分反馈电路的形式示出了由本申请人所建议的电路的一个示例。这利用了差分放大器501，所述放大器具有反相和非反相输入以及差分输出。

所述传感器电容器C1由参考电容器C2补偿。将它们连接至所述放大器501的一个输入(所述反相输入)。传感器电容器C1由第一交流信号驱动，以及所述参考电容器C2由相反相位的第二交流信号驱动。如果两个电容器具有相同的数值，那么在所述比较器501的反相输入处的交流电压为0。

所述参考电容器可被视为所述传感器电容器的复制。在所述交流调制频率下，所述参考电容器C2的电容应当尽可能接近所述传感器C1的标称阻抗。因为所述交流信号的振幅是相同的，并且所述电容C2尽可能接近C1的标称阻抗，而所述信号源处是相位相反的，所以通过所述两个电容的载波电流处在相反相位并且通过所述反馈路径的所述载波电流抵消。这意味着可以将在所述放大器输出处的电压净空(voltageheadroom)全部用于所述已调制信号，并且不对所述传感器信号的交流分量进行放大。

尽管这种描述主要涉及诸如麦克风的电容式传感器，但是所述传感器和所述参考设备可以是电阻式、电容式、电感式或者在适当情况下其开关式电容器的等效。

第一反馈电容器C5是从所述放大器的非反相输出至所述负输入以及第二反馈电容器C6是从所述放大器的反相输出至所述正输入。将第一反馈电阻器R1也连接至所述反相输入并且将第二反馈电阻器R2连接至所述非反相输入。施加至所述反馈电阻器的电压提供所述偏置点控制。

两个相反相位调制信号的每一个均通过各自的阻抗连接至两个放大器输入，再次表示为电容。一个信号通过两个阻抗C1、C二4连接至所述两个放大器端子，以及另一个返回信号通过另外两个阻抗C2、C3连接至所述两个放大器端子。可以只存在一个传感器C1(如图所示)并且所述其他阻抗都是参考设备，或者可以存在多个传感器。

这形成了完全差分实施方法，其优势在于：由于所述全差分结构，来自所述时钟源(clock supply)的任何噪声/干扰是共模的。

在所述放大器的输出处提供解调器502(模拟的或者数字的)，并且例如所述解调器将所述差分输出转换为用于随后信号处理的基带。滤波器或者放大器503实施反馈控制并且产生施加至所述反馈电阻器R1、R2的信号。

在每一个输入处的两个电容是近似相等的，即C1＝C2并且C3＝C4(尽管C1当然是可变的)，并且优选地C1＝C2≈C3＝C4。

所述反馈电容器C5、C6可以是相等的。可能不需要它们，并且它们比所述传感器和参考电容器小得多。在图4中示出了相对于所述机械谐振频率和所述时钟频率的所需元件值。

经由所述反馈电阻器R1和R2施加所述直流偏置。对于全数字化版本，R1和R2可以均由开关式电容器替代。

这种电路具有直流偏置反馈回路，并且具有差分驱动的所述交流电压偏置导致低的交流共模。此外，图4所示的所述放大器电路具有完全差分交流信号路径，有利于噪声抑制。因此，所述时钟驱动器可以在恒定的振幅下工作。

代替将所述反馈回路中的直流偏置电压增加至所述传感器，可以利用所述传感器的二次力-电压依赖性来内部地整流所述交流力。

然后，所述交流振幅变成所述传感器的有效直流力偏置，尽管在所述传感器上的平均直流电压为0。

在图5中示出了这种原理。

图5不同于图4在于所述反馈电阻器R1和R2不受控于所述反馈偏置控制。它们与所述反馈电容器是并联的，使得每一个电阻器和电容器对R1、C5和R2、C6在所述放大器的输出与各自的输入之间形成了反馈电感。

所述偏置控制替代地控制所述交流时钟信号的振幅。因此，代替调节所述传感器上的直流电压，对所述交流振幅进行调节。其优势在于，可以针对固定的输入直流偏置电压俩优化所述放大器。可以在所述滤波器503的输出(out2)处获得所述输出电压(例如音频信号)，用作所述反馈信号，或者它可以包括单独的输出(out)，可以允许在所述滤波器或者放大器503中额外的信号整形和放大。

再次，所述反馈回路可以是模拟的或者数字的。这种电路使得能够利用已验证的交流偏置放大器。

上述三种电路都调节所述传感器偏置使得C1匹配C2。因此，所述偏置控制将所述电容设置为所需的设定值，所述值是以先前定义的固定最佳值的形式。

所述偏置控制可以被视为一种反馈控制路径。这种反馈控制路径包括所述滤波器或者放大器503及其控制的所述偏置元件(如图4所示电阻器R1、R2)或者所述时钟驱动器，如果它是受控的(如图5)。所述第一反馈控制路径还可以被视为包括在所述放大器输出与输入之间的反馈元件(如图4所示的C5和C6，或者如图5所示的C5、C6、R1和R2)。

然而，将所述传感器偏置为固定的电容没有给出在所有操作条件下的最佳操作点。生产展宽可能也需要补偿。

本发明所述方法旨在跟踪所述最佳偏置点，以及因此提供这个操作点的调谐。

可以在操作之前执行所述操作点的调谐。可以由外部测试仪器完成所述最佳点的检测，所述仪器提供传感器激励，例如声音信号，然后检测所述输出信号。

可以通过以下方式调谐所述操作点：

1、调谐C2(或者图5和图6所示的C3或C4)；

2、调谐所述交流驱动器电压的对称性；

3、调谐图4所示比较器中的电压偏移。

图6示出了如何通过开关使能电容器改变C2数值的一个示例。如图所示，可以将电容器C2实现为并联的电容器组(bank)700，并且可以将已选择的电容器切换到受控于控制器701的电路中。代替利用许多开关用于所述电容的精细控制，所述开关可以处于较大的步长，但是针对一小部分时间(例如利用抖动控制或者脉冲宽度控制)。

可以以类似的方式实现所述交流驱动器电压的不对称性的调谐。例如，可以利用开关电容器切换开关C1和C2上的小电荷实现所述振幅的调谐。

例如可以将单个时钟周期分成256个开关周期。从而可以在256个步骤中控制所述振幅。此外，不需要能够扫描全部电容范围，而只是期望的最佳电容附近的小范围。替代地，可以经由线性调节器或者通过电荷泵的电源电压控制所述交流振幅。

所述最佳偏置点自动控制的优势在于诸如风噪之列的强声学信号在其他频率下不会使所述麦克风不灵敏(至少如果所述数字部分可以处理所述动态范围)。直接的数字读出能够具有改善的线性和动态范围。

可以通过利用在所述振膜或者背板的谐振频率以下或者附近的频率改变所述参考偏置点来实现所述跟踪。

图7示出了用于各种控制回路信号的频率范围。所述声音信号80占用第一频带以及所述(快速)反馈回路工作在第二频带82下。所述区域84示出了用于探测所述最佳偏置点的潜在频率范围。

单独示出的传感器响应是所述传感器的固有响应并且不包含所述反馈回路和偏置的影响。所述基频谐振被表示为86并且较高阶谐振被表示为88。

所述最佳偏置点的探测本质上提供了激励信号，以及对该激励的信号响应是所述传感器的声学灵敏度的量度。

上面讨论了所述反馈控制路径。可以构建第二控制回路来设置如图8所示的最佳操作点，这是基于调整所述交流时钟信号振幅的原理。这个第二控制回路可被视为第二反馈控制路径。

图8所示电路给图5所示的电路增加了第二反馈回路900，所述回路在所述比较器的(解调制)输出与可控电容器C2之间。这个回路具有ADC、数字滤波器和合适的控制算法的结构901。所述第二反馈回路提供最佳偏置控制，并且是比所述交流偏置反馈控制回路902慢的控制。可以将所述快速反馈控制器503和所述优化回路控制器901组合到单个块中，特别是在完全数字化的实施方法中。独立地绘制这些元件，以便更清晰地示出所述功能。

当使用单独的控制器503时，不需要将所述两个解调器输出提供给所述算法901。如果将所述反馈控制器503集成到所述控制块901中，则会使用它们。

所述反馈控制器503实质上可以用作比较器，确定所述放大器501的差分输出是否是正的或者负的。因此所述输出是一串1和0。至所述时钟驱动器的信号是模拟信号，从而需要所述数字比较器信号的积分。通过将所述反馈控制器503的功能合并到所述结构901，可以将共享的∑-Δ转换器用于两个反馈控制路径。所述(快速)反馈控制回路902的功能实质上是保证所述解调器输出平均为0。

可以将优化周期实现如下。

所述优化回路900略微增大所述参考电容器C2。然后所述快速反馈回路902调节所述交流振幅，使得所述传感器电容C1匹配C2。在麦克风的情况下，这意味着所述传感器振膜移动靠近。如果C2之前的参考数值(所述之前的参考点)在所述最佳点以下，那么需要达到所述新的参考点的所述交流振幅要比旧的高。如果所述C2的参考数值在所述最佳点以上，那么将所述交流振幅降低。如果所述交流振幅没有任何变化，那么达到所述最佳点。

因此，如果所述交流反馈振幅902增大或者减小，那么需要感测控制逻辑901。在最简单的情况下，所述控制逻辑只设定所述下一个优化步骤的方向。

因此，这些优化回路周期的频率必须使得所述传感器可以机械地响应所述激励，从而在机械谐振频率附近或者在主谐振以下，如图7所示。

可以增加附加的滤波器，以便修剪和稳定所述优化回路响应。一种特别有用的情况是，所述优化回路只以高于声带的频率在两个参考点之间切换。那么它平均在所述探针测量的结果以上并且只会以在所述声带以下的最大频率缓慢地改变所述平均参考点。这样，它会补偿漂移。

所述控制回路也可以替代地略微与所述声带重叠。这样，它可以用于补偿低频风噪。如果替代地使用快速控制回路，那么必须加以小心，以便避免噪声注入所述声带并且通过精细调谐所述控制回路和滤波器来稳定所述回路。

所述快速反馈回路902的信号包含所述音频信号。如上所述，所述控制逻辑可以利用相同的∑-ΔADC转换器用于所述音频信号。事实上，所述快速反馈回路902可以已经实现所述ADC。所述控制和读出可以是完全数字化的，但是也可以利用模拟信号。

所述电容器C3和C4可以替代地受控于所述偏置控制回路，或者所有所述参考电容器都可以是受控的。

所述反馈电容器C5和C6是可选的，并且可以使用仅电阻反馈。

也可以使用偏置控制反馈回路，所述偏振控制反馈回路具有高于所述声音范围的探针频率。

再次，略微改变所述偏置点，例如通过周期地切换与C2并联的额外电容器。

然后，所述快速交流偏置反馈回路902调整所述偏置电压，以便跟随所述电容变化。如果C2增加并且所述偏置电压下降，那么所述实际操作点在所述最佳点以上。如果所述偏置电压增加，那么所述操作点在所述最佳点以下。

在下一个周期中，将调整所述偏置设定点，使得它接近所述最佳值。在稳定的情况下，所述跟踪反馈回路将在所述最佳值附近略微振荡。当然，改变C2不是用于控制所述偏置点的唯一选择。也可以利用上述其他选择(偏移、不对称交流振幅、C3和C4的控制)。

代替简单的步进，所述反馈回路可以是更先进的，具有多步响应或者已编码激励。

可以使所述响应的回路带宽适应所述应用的需要。可以校准一次，或者将所述反馈用于也如上所述的风噪(＜100Hz)的抑制。

在所述探针频谱(例如超声波)中，所述跟踪回路受声学信号的干扰。因此，可以由随机的、已编码激励展宽所述频谱或者可以用声学阻尼材料对所述高的声学频率进行滤波。

如果存在强的机械谐振(可能会在低噪声传感器中出现)，那么需要保证所述控制和反馈回路的稳定性。可以引入在所述反馈回路中的数字滤波器来抑制强的频率分量或者可以调整所述时钟频率。

在高的机械载荷下，不稳定性的另一个来源可以来自所述传感器的高阶变形模式。由于在所述电极上方的静电压力分布不是恒定的，而是在所述振膜的中心最大，因此对于所述恒定的、均匀的声压所述分布是不同的。这会导致环形的压力差，所述压力差可以激发高阶模式。如果所述时钟频率远高于所述相关模式，那么这不是一个问题。

可以按照许多方式使在所述反馈回路中的偏置发生器适应所述需要。对于高电压，可以将它构建成电荷泵。对于快速充电，可以使反馈电容器(诸如C10)是可开关的，如图6所示。这也可以被用于自动增益控制。

所述交流偏置反馈回路902的输出不与所述声输入压力成比例。这主要是由于所述静电(反馈)压力对所述偏置电压的二次依赖性。在实际中，所述二次形状将会被场的不均匀性扭曲并且挠曲剖面形状随外部压力变化。

对于所述反馈回路中的传递函数，最好是利用具有几个可调节参数的插值传递函数，所述参数从测量或者模拟中得到。可以将这些集成在所述输出滤波器或者下面的DSP中。也可以利用所述差分滤波器来设定从机械信号至数字输出的所需的频率响应。

可以将本发明实现为具有数字输出的全数字化反馈系统。一些示例使能所述最佳偏置点的动态调节。自动增益控制以及自动校准也是可能的。

上述示例都利用两个交流调制信号，所述两个信号是异相的。然而，这不是本质特征。

图9示出了所述偏置控制反馈回路，将所述反馈回路实现于传感器电路中，所述传感器电路具有单个调制源并且用于单端实施方法。

所述比较器1001具有在所述时钟信号与所述反相输入之间并联的传感器C1和可变参考电容器C2(C1＝C2)，以及在所述时钟信号与所述非反相输入之间并联的两个参考电容器C3＝C4。

解调器1002和滤波器/放大器1003在所述比较器1001的输出处，如在图4、5和8所示的电路中，以及所述交流偏置反馈控制回路将反馈信号提供给所述反馈电阻器R1和R2。所述附加的偏置控制跟踪回路1004控制所述可变电容器C2。

使用差分时钟是优选的，并且以较低的放大器电源(较低的功率)允许较高的交流时钟信号(低噪声)。然而，图9所示电路也是可能的，特别是当利用高品质放大器时。

上述示例示出了与所述传感器电容器并联的可变电容器的使用。一种替代是提供附加的电容器，所述电容器具有驱动信号，所述信号是相位偏移的或者振幅受控的，如图10所示。

将所述附加电容器C7连接至第二时钟驱动器1100与所述比较器的反相输入之间，即与所述传感器C1及其参考电容器C2并联。所述第二时钟驱动器的相位和/或振幅是受控的。这定义了相位和/或振幅偏移的第二电容器网络。

本发明的一些示例提供了比恒定电荷偏置更好的动态范围。本发明可以允许比电压放大器和恒定电荷传感器更低的噪声，特别是在低频率下。所述功率可以低于用于在所述不稳定点附近的已知反馈解决方法的功率。

可以将本发明实现为数字化解决方案。

所述最佳偏置点的动态调节提供了较少的校准工作和对风噪更好的抗扰度。

所述动态调节意味着将所述传感器偏置，使得其灵敏度是最佳的。这通常接近所述吸附电压。利用反馈电路动态地施加所述偏置，所述反馈电路也提高了线性和动态范围。可以全数字化地实现所述反馈电路，例如实现为∑-Δ控制器，允许直接转换为数字读出值。使所述反馈适应于所述信号强度，例如来实现自动增益控制。

可以实时调整所述偏置点。在操作期间可以动态地变化所述最佳值，例如由于在强信号下的非线性效应或者其他影响。本发明通过在所述可听得见的范围以上但是在所述机械谐振以下或者其附近的单独的电反馈信号，或者通过所述反馈信号的分析实现灵敏度感测。这提供了一种实现自动关联的方式。

所述灵敏度分析或者所述反馈载波频率是在对于最大信号的谐振下或者其附近。

将所述反馈信号是(数字化地)滤波，使得所述反馈回路稳定。特别关注的是在高声压下的稳定性和恢复。

所述传感器可以包括分段电极。这样可以在MEMS振膜、全差分传感器或者另外电极的中心部分允许提高的灵敏度，以便施加所述偏置电压。

可以实现用于所述反馈回路的非线性和所述频率响应的不均匀度的(数字)校正。所述校正可以在所述回路内或者在所述回路之后作为后处理。利用数字反馈可以降低功率消耗，并且对于相同的性能，它也可能利用较小的偏置电流，从而容许在所述输入级中比直流读出更高的噪声。

将所述传感器描述为麦克风电容器。然而，所述传感器可以基于其他电感器，所述电感器响应于待感测的物理输入而变化。

本领域普通技术人员应当理解各种修改。

Claims

1.一种传感器电路，包括：

交流信号源，用于产生偏置信号；

放大器(501)；

传感器(C1)，具有对待测物理特性灵敏的阻抗，所述传感器耦合在所述信号源与所述放大器之间；

连接至所述传感器的可调阻抗元件(C2)；

所述放大器周围的反馈回路结构(900、902)，用于控制施加至所述传感器元件(C2)的偏置，其中所述反馈回路结构包括：

第一反馈控制路径(902)，用于将偏置等级设置为参考偏置等级；以及

第二反馈控制路径(900)，用于在传感器电路操作期间基于传感器对激励探测信号的信号响应将所述参考偏置等级设置到具有传感器的最大灵敏度的点，其中所述第一反馈控制比所述第二反馈控制更快。

2.根据权利要求1所述的传感器电路，其中所述交流信号源是用于产生第一偏置信号的第一交流信号源，以及所述电路还包括：

其中所述放大器(501)具有第一和第二输入；

其中所述传感器(C1)耦合在第一和第二信号源之一与所述放大器的第一输入之间；

其中所述可调元件(C2)耦合在第一和第二信号源中的另一个与所述放大器的第一输入之间。

3.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述放大器(501)包括运算放大器。

4.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述第一输入包括所述放大器(1001)的反相输入，以及所述第一反馈控制路径包括从所述放大器(1001)的输出至反相输入的反馈阻抗(R1)。

5.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述放大器包括差分放大器，所述差分放大器具有反相和非反相输入以及一对差分输出，其中第二阻抗元件(C3)耦合在所述第一和第二信号源之一与所述放大器的第二输入之间，以及第三阻抗元件(C4)耦合在所述第一和第二信号源的另一个与所述放大器的第二输入之间。

6.根据权利要求5所述的电路，其中所述第一反馈控制路径包括第一反馈阻抗(R1；C5)以及第二反馈阻抗(R2；C6)，所述第一反馈阻抗从所述放大器的所述差分输出之一至反相输入，所述第二反馈阻抗从所述放大器的所述差分输出的另一个至非反相输入。

7.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述第一反馈控制路径利用反馈电阻器(R1)控制施加至所述传感器的偏置。

8.根据权利要求1至5中任一项所述的电路，其中所述第一反馈控制路径控制所述交流信号源。

9.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述可调元件(C2)包括可调电容器。

10.根据权利要求9所述的电路，其中所述可调元件包括连接至时钟驱动器的电容器(C7)，所述时钟驱动器具有可调相位和/或振幅。

11.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述第二反馈控制路径(900)提供针对所述可调元件(C2)的控制信号。

12.根据权利要求11所述的电路，其中所述第二反馈控制路径包括模数转换器和数字信号处理结构(901)，用于产生调谐信号。

13.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述第一反馈控制路径包括在所述放大器(501)输出侧的反馈控制器(503)。

14.根据权利要求13所述的电路，其中所述反馈控制器(503)集成在所述第二反馈控制路径(900)中。

15.一种校准传感器电路的方法，所述传感器电路包括用于产生偏置信号的交流信号源、放大器、传感器和连接至所述传感器的可调元件，所述传感器具有对待测物理特性灵敏的阻抗，所述传感器耦合在所述信号源与所述放大器之间，

其中所述方法包括：

利用第一反馈控制路径和第二反馈控制路径控制施加至所述传感器元件的偏置，所述第一反馈控制路径用于将偏置等级设置为参考偏置等级，所述第二反馈控制路径用于在传感器电路操作期间基于传感器对激励探测信号的信号响应将所述参考偏置等级设置到具有传感器的最大灵敏度的点，其中所述第一反馈控制比所述第二反馈控制更快。