CN103346778A - 一种宽带线性均衡电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带线性均衡电路。本发明的宽带线性均衡电路包括一电容电阻负反馈均衡电路，其特征在于还包括一差分有源电感结构，所述差分有源电感结构的两输入端分别与所述电容电阻负反馈电路的两差分输出端连接；其中，所述差分有源电感结构提供一零点和一对可引入高频增益峰值的共轭复数极点，该零点可消除所述电容电阻负反馈电路的主极点。与现有技术相比，本发明可以提供更宽的带宽和更大的高频增益，且在面积上、功耗上具有优势。

Description

一种宽带线性均衡电路

技术领域

本发明涉及一种均衡电路，尤其涉及一种宽带线性均衡电路，属于通信技术领域。

背景技术

高速串行接口技术相对于并行连接，具有成本低、抗干扰性能好等优点，是高速接口及大数据传输的主流技术，在网络通信、背板连接及输入输出接口等领域的应用都非常广泛。随着应用需求的增长和相关技术的进步，高速串行传输的数据率越来越快，对收发电路的带宽提出了越来越高的要求。

高速串行数据的发送与接收必然要通过信号传输媒介，即信道。完整的信道一般包括印制电路板布线、背板布线、电缆、印制电路板通孔、线脚、板间连接器以及封装引脚等。它们在传输信号时会引入许多非理想因素，如印制电路板布线、背板布线及电缆等传输媒介固有的趋肤效应和介质损耗等，由于这些因素的影响会随着信号频率的增大而恶化，所以传输线在频域一般呈现低通特性，会衰减信号的高频成分，在时域表现为码间干扰。同一传输线，传输的信号频率越高，高频衰减就越大，码间干扰越严重；同一速率的信号，经过的传输线越长或传输线特性越差，高频衰减及码间干扰就越严重。严重的码间干扰会恶化高速串行数据接收端接收到的信号质量，造成很高的误码率。所以在高速串行数据传输系统中，必须有均衡电路来补偿信号的高频成分，消除码间干扰，保证低误码率传输信号。

均衡技术包括很多种类，如预加重技术、判决反馈均衡技术、线性均衡技术等。其中线性模拟均衡器是一种频域均衡方法，它通过放大信号的高频分量来补偿传输线的线性失真，使信号的高频分量与低频分量相当，与其他均衡技术相比，具有面积小、功耗低等优点。

电阻-电容负反馈差分放大器是一种广泛使用的线性均衡器，它通过电阻-电容负反馈给差分放大电路引入一个零点，得到20dB每十倍频的高频增益提高，并可通过调节电容值来调整高频补偿量。但是，增大电容值以提高均衡器的高频增益的同时，会使电阻电容负反馈均衡电路的主极点减小而牺牲带宽，这种带宽与高频增益之间做出折中，使其难以应对日益提高的数据率对带宽和增益的要求。

目前有许多研究针对这一问题做出改进，如Gondi,S.和Razavi,B.等人采用无源电感扩展频宽，但片上无源电感会带来很大的面积成本（参考文献：Gondi S,and Razavi B.“Equalizationand clock and data recovery techniques for10G/s CMOS serial-link receiver,”IEEE J.ofSolid-State Circuits,2007,vol.42,no.9,pp.1999-2011），E.Sackinger等人使用的有源电感虽然芯片面积减小，但它需要一个由电荷泵产生的高于电源电压的高压，这增加了电路的复杂性及功耗（参考文献：Sackinger E,and Fischer W C.A3GHz32-dB CMOS limiting amplifier forSONET OC-48receivers.IEEE J.of Solid-State Circuits,2000,vol.35,no.12,pp.1884-1888）。

发明内容

针对线性均衡器的带宽限制问题，本发明提出一种新的宽带线性均衡电路。本发明在传统电容-电阻负反馈均衡电路的基础上，采用一种新型低功耗、小面积的有源电感，如图1虚线框中所示。该有源电感包括4个NMOS（M3、M4、M5、M6）和一个偏置尾电流源I_SS2。4个NMOS组成交叉耦合两层堆叠结构。其中M3的漏极与M4的栅极相连，M3的栅极与M4的漏极相连，M3的源极与M5的漏极和M6的栅极相连，M4的源极与M6的漏极和M5的栅极相连，M5和M6的源极共同连接到偏置尾电流源ISS2，另外M3、M4、M5、M6的衬底极都连接到地。M3和M4的大小取值相同，宽度为6微米，长度为0.13微米；M5和M6的大小取值相同宽度为3到9微米，长度为0.13微米。通过分析小信号模型，如图3所示，该有源电感可以提供一个零点和一对共轭复数极点，其中零点可以消除原电容电阻负反馈电路的主极点以拓展带宽、提高高频增益，一对共轭复数极点可以引入高频增益峰值，进一步提高高频增益。

本发明的技术方案为：

一种宽带线性均衡电路，包括一电容电阻负反馈均衡电路，其特征在于还包括一差分有源电感结构，所述差分有源电感结构的两输入端分别与所述电容电阻负反馈电路的两差分输出端连接；其中，所述差分有源电感结构提供一零点和一对可引入高频增益峰值的共轭复数极点，该零点可消除所述电容电阻负反馈电路的主极点。

进一步的，所述差分有源电感结构为一交叉耦合两层堆叠结构。

进一步的，所述差分有源电感结构包括4个NMOS：M3、M4、M5、M6，一个偏置尾电流源I_SS2；其中，M3的漏极与M4的栅极相连，M3的栅极与M4的漏极相连，M3的源极分别与M5的漏极和M6的栅极相连，M4的源极分别与M6的漏极和M5的栅极相连，M5和M6的源极共同连接到该偏置尾电流源I_SS2，M3、M4、M5、M6的衬底极都连接到地电极；M3的漏极作为所述差分有源电感结构的一输入端与所述电容电阻负反馈电路的一差分输出端连接，M4的漏极作为所述差分有源电感结构的另一输入端与所述电容电阻负反馈电路的另一差分输出端连接。

进一步的，M3与M4的大小相同；M5与M6的大小相同。

进一步的，M5的宽度为M3宽度的0.5～2倍。

进一步的，所述差分有源电感结构中的NMOS管大小约为所述电容电阻负反馈均衡电路中NMOS管的十分之一。

进一步的，所述共轭复数极点为欠阻尼的共轭复数极点。

进一步的，所述高频增益峰值的中心频率为

其中，R=(g_m3-g_m5)/(g_m3g_m5)，L=(C_gs3+C_gs5)/(g_m3g_m5)，R_L为所述电容电阻负反馈电路的负载电阻，C_L为所述电容电阻负反馈电路的负载电容；g_m3为M3的跨导，g_m5为M5的跨导，C_gs3为M3的栅源电压，C_gs5为M5的栅源电压。

与现有技术相比，本发明的积极效果为：

与电源电阻负反馈均衡电路相比，本发明可以提供更宽的带宽和更大的高频增益。M5和M6的宽度值由3微米到9微米改变时，可以同时调节电路的低频和高频增益，以满足不同应用对增益的要求。与采用片上无源电感的宽带线性均衡电路相比，本发明在面积上具有优势。与采用其他有源电感的宽带线性均衡电路相比，本发明在功耗上具有优势。

附图说明

图1为本发明新型均衡器电路；

图2为均衡电路频域响应曲线；

图3为差分有源电感半电路小信号模型结构图；

图4为改变M5,6宽度调节均衡电路的高、低频增益图；

图5为均衡前后眼图对比图；

（a）为均衡前眼图，（b）为传统电容-电阻负反馈均衡电路均衡后的眼图，（c）为本发明提出的新型均衡器的眼图。

具体实施方式

本发明的新型宽带线性均衡电路如图1所示，它包括传统的电阻-电容负反馈均衡电路，如图1实线框中所示，和由M3、M4、M5、M6四个NMOS组成的有源电感结构。有源电感中M3的漏极连接到原电容电阻负反馈电路的一个差分输出端，即M1的漏端；M4的漏极连接到原电容电阻负反馈电路的另一个差分输出端，即M2的漏端。

传统的电阻-电容负反馈均衡电路的传输方程为：

$H\left(S\right)=\frac{g_{m1}{R}_L}{1+\frac{R_S{g}_{m1}}{2}}\×\frac{(1+S{R}_S{C}_S)}{(1+S{C}_L{R}_L)(1+S\frac{R_S{C}_S}{1+\frac{R_S{g}_{m1}}{2}})}---\left(1\right)$

其中g_m1为M1、M2两个NMOS的跨导值，S是拉普拉斯变换中的复频率。分析(1)式可知，传统的电阻电容负反馈电路有一个零点W_Z=1/(R_SC_S)和两个极点W_P1=1/(R_LC_L)和W_P2=[1+(g_m1R_S/2)]/(R_SC_S)，为避免R_S太大降低低频增益，很多设计采用增大_CS的方法来提高高频增益，但这样会使主极点W_P2迅速下降而牺牲带宽，如图2中虚线所示，电容C_S增大使电路的高频增益提高了4.5dB，峰值中心频率却从4.5GHz下降至2GHz，增益与带宽之间的折中限制了这种传统结构在高速传输系统中的应用。

针对这一问题，本设计在电阻-电容负反馈均衡电路基础上，采用一种新的只有4个NMOS组成的差分有源电感结构，拓展均衡电路带宽并提高高频增益，如图1所示。差分有源电感的小信号模型如图3所示，其中gm和Cgs分别代表各晶体管的跨导和栅源电压。

依据小信号模型，M₃漏极的等效输入阻抗可计算得出为：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{g_{m3}-g_{m5}+S(C_{\mathrm{gs}3}+C_{\mathrm{gs}6})}{(g_{m3}-S{C}_{\mathrm{gs}4})(g_{m5}-S{C}_{\mathrm{gs}6})}---\left(2\right)$

考虑到M_3,4和M_5,6的跨导和栅源电压分别相同，并假设这些晶体管的工作频率远低于其截止频率f_T(g_m>>SC_gs)，则上式可化为

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{g_{m3}-g_{m5}+S(C_{\mathrm{gs}3}+C_{\mathrm{gs}5})}{g_{m3}{g}_{m5}}=R+\mathrm{LS}---\left(3\right)$

可以得出，Z_in可以等效为一个电阻R=(g_m3-g_m5)/(g_m3g_m5)与一个电感L=(C_gs3+C_gs5)/(g_m3g_m5)的串联。将R_L//Z_in替换H(S)中的R_L，可得出新的均衡电路的传输函数，见下式：

$H{\left(S\right)}^{\′}=\frac{g_{m1}(R_L//R)}{1+\frac{R_S{g}_{m1}}{2}}\×\frac{(1+S{R}_S{C}_S)(1+S\frac{L}{R})}{(1+S\frac{C_L{R}_{L}R+L}{R_L+R}+S^2\frac{C_L{R}_{L}L}{R_L+R})(1+S\frac{R_S{C}_S}{1+\frac{R_S{g}_{m1}}{2}})}---\left(4\right)$

分析上式可知，电阻-电容负反馈提供的零点依然存在，而差分有源电感引入一个新的零点R/L，图1中M3和M4的宽度为6微米，M5和M6宽度为M3、M4宽度的0.5至2倍，可使零点R/L约等于主极点W_P2=[1+(g_m1R_S/2)]/(R_SC_S)，此时可认为零点消除了主极点W_P1，从而增加均衡电路的带宽和高频增益。同时，该取值使式(4)分母中第一项的二次表达式为系统引入一对欠阻尼的共轭复数极点，这对共轭复数极点引入以

为中心频率的增益峰值，进一步增加了均衡电路的高频增益。由图2的仿真结果可看出，在补偿范围相同的情况下，差分有源电感的引入使电容电阻负反馈均衡电路的高频增益提高了50%。

此外，M5和M6宽度在3至9微米之间变化时，可以实现反方向同时调节均衡器的直流增益和高频补偿强度，这可以满足不同应用对补偿强度的要求，如图4所示。

这种新型线性均衡电路与传统结构相比实现了更高的带宽和更大的高频增益，而新引入的差分有源电感只由4个NMOS及一个偏置尾电流源组成，其中4个NMOS的尺寸约为M_1,2的十分之一，面积和功耗很小。

基于1.2V电源电压0.13μmCMOS工艺的仿真结果显示，该新型线性均衡电路可以有效消除码间干扰，图5中（a）为均衡前眼图，（b）为传统电容-电阻负反馈均衡电路均衡后的眼图，（c）为本文提出的新型均衡器的眼图。仿真所用信号为6.25Gb/s的PRBS11码流，传输线在3.125GHz处衰减18个dB。经测量，与传统电容-电阻负反馈均衡电路相比，本文提出的均衡电路将眼图高度从106mV提高到184mV，输出抖动从0.31UI降低为0.19UI。均衡器在-55℃至125℃温度范围，tt、ss、ff等主要工艺角及电源电压波动10%的条件下均能正确工作，平均功耗为1.1mW。

Claims (8)

1.一种宽带线性均衡电路，包括一电容电阻负反馈均衡电路，其特征在于还包括一差分有源电感结构，所述差分有源电感结构的两输入端分别与所述电容电阻负反馈电路的两差分输出端连接；其中，所述差分有源电感结构提供一零点和一对可引入高频增益峰值的共轭复数极点，该零点可消除所述电容电阻负反馈电路的主极点。

2.如权利要求1所述的宽带线性均衡电路，其特征在于所述差分有源电感结构为一交叉耦合两层堆叠结构。

3.如权利要求2所述的宽带线性均衡电路，其特征在于所述差分有源电感结构包括4个NMOS：M3、M4、M5、M6，一个偏置尾电流源I_SS2；其中，M3的漏极与M4的栅极相连，M3的栅极与M4的漏极相连，M3的源极分别与M5的漏极和M6的栅极相连，M4的源极分别与M6的漏极和M5的栅极相连，M5和M6的源极共同连接到该偏置尾电流源I_SS2，M3、M4、M5、M6的衬底极都连接到地电极；M3的漏极作为所述差分有源电感结构的一输入端与所述电容电阻负反馈电路的一差分输出端连接，M4的漏极作为所述差分有源电感结构的另一输入端与所述电容电阻负反馈电路的另一差分输出端连接。

4.如权利要求3所述的宽带线性均衡电路，其特征在于M3与M4的大小相同；M5与M6的大小相同。

5.如权利要求4所述的宽带线性均衡电路，其特征在于M5的宽度为M3宽度的0.5～2倍。

6.如权利要求3～5任一所述的宽带线性均衡电路，其特征在于所述差分有源电感结构中的NMOS管大小约为所述电容电阻负反馈均衡电路中NMOS管的十分之一。

7.如权利要求3所述的宽带线性均衡电路，其特征在于所述共轭复数极点为欠阻尼的共轭复数极点。

8.如权利要求7所述的宽带线性均衡电路，其特征在于所述高频增益峰值的中心频率为

其中，R=(g_m3-g_m5)/(g_m3g_m5)，L=(C_gs3+C_gs5)/(g_m3g_m5)，R_L为所述电容电阻负反馈电路的负载电阻，C_L为所述电容电阻负反馈电路的负载电容；g_m3为M3的跨导，g_m5为M5的跨导，C_gs3为M3的栅源电压，C_gs5为M5的栅源电压。

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