CN103248294A

CN103248294A - 无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法

Info

Publication number: CN103248294A
Application number: CN2013101563451A
Authority: CN
Inventors: 吴爱国; 王硕; 刘玉明
Original assignee: Tianjin University
Current assignee: Tianjin University
Priority date: 2013-04-28
Filing date: 2013-04-28
Publication date: 2013-08-14
Anticipated expiration: 2033-04-28
Also published as: CN103248294B

Abstract

一种无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法：1）对各功能模块和外设进行初始化；2）开AD中断及保护中断；3）检测电机启动按键，并判断是否启动电机，是启动进入下一步骤，否则继续进行该步骤；4）启动电压检测，并判断主电路电压是否大于启动电压，是则进入下一步骤，否则返回步骤3）；5）进入电机启动子程序，开始运转电机；6）进入双闭环调速子程序，根据电压值对电机的转速和电流进行调整；7）检测电机制动按键，判断按键是否按下，是则进入电机制动子程序，否则返回步骤3）。本发明，解决了现有电机控制器体积较大，转速精度不高等不足，可以精确控制电机的不同转速，可以同时实现反电动势过零比较无位置传感器换向和霍尔位置信号换向。

Description

无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法

技术领域

本发明涉及一种直流无刷电机的控制方法。特别是涉及一种无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法。

背景技术

随着我国工业的快速发展，直流无刷电机在汽车、工具、工业工控、自动化以及航空航天等等有了较快的较为广泛的应用，无刷直流电机较之传统的直流电机省去了机械的电刷装置，而采用电子换向代替电刷装置，性能可靠、永无磨损、故障率低，寿命比有刷电机提高了约6倍，在性能上比直流电机有了无法比拟的飞跃，是当今最理想的调速电机。新型的直流无刷电机的控制系统是涉及电力电子技术，电机学，自动控制，材料科学等等学科的融合，随着功率开关，微处理器技术，以及先进控制理论的发展，这无疑使得直流无刷电机正在向着集成化、智能化、高效化、节能化发展。直流无刷电机的运行又离不开其专用驱动器，直流无刷电机的调速装置是将主要起到对电机转速的控制，过流、过压、过热保护，具备很宽的调速范围，其市场规模将伴随直流无刷电机产业的推广而同步扩张。

现阶段的直流无刷电机调速控制器已有多种形式，就目前而言，最初的模拟电路组成的控制器已经由数字芯片替代，智能功率模块（IPM）的诞生，把功率开关器件和驱动电路集成在一起，给无刷直流电机调速装置设计带来了极大的便利，而智能功率模块的结构内置保护电路，保护电机不被烧坏，而现代控制理论的发展，对于转速的控制精度，转矩更高的动态响应和稳定性也有了更高的要求。目前，直流无刷电机调速器大多调速范围不宽，精度不高，体积较大，而且针对特定型号的电机，传统直流无刷电机含有霍尔位置传感器，作为换向信息提供给电机，霍尔传感器增加了电机成本，和电机尺寸，新型直流无刷电机的控制器是采用无位置传感器控制技术发展而来的，而无位置传感器控制技术正是无刷电机的研究热点。

所以，提出并设计高可靠性、高精度、运行稳定可靠、能够自我保护的无位置传感器调速方法是有意义的。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种不需位置传感器和霍尔换向，能够精确控制电机不同转速的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法。

本发明所采用的技术方案是：无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，是用于直流无刷电机调速控制器的控制方法，所述的直流无刷电机调速控制器，包括有桥式整流滤波电路，通过传感器与所述的桥式整流滤波电路相连的由依次连接的构成控制板的中央处理器芯片控制板、构成调理板的信号调理电路和构成驱动板的三相逆变桥模块构成的用于驱动直流无刷电机的直流无刷调整控制器，以及向中央处理器芯片控制板和信号调理电路提供电源的供电电源，所述的传感器是分别连接中央处理器芯片控制板的电流传感器和电压传感器，所述的中央处理器芯片控制板包括有中央处理器芯片，分别连接中央处理器芯片的信号输入端的光耦隔离电路、硬件过流保护电路、调整电路和通过AD采样电路连接三相逆变桥模块输出的三相驱动电压的磁耦隔离电路，分别连接中央处理器芯片的信号输出端的电平转换电路、JTAG仿真接口和按键与LED电路，所述的电平转换电路的输出连接信号调理电路，所述的中央处理器芯片的电源输入端通过主控电源连接供电电源，所述的中央处理器芯片的信号输入端还连接直流无刷电机的输出的三相霍尔信号，以及连接信号调理电路输出的USO、VSO和WSO信号，所述的控制方法包括如下步骤：

1）对各功能模块和外设进行初始化，包括系统初始化、外部设备初始化以及中断服务初始化；

2）开AD中断及保护中断；

3）检测电机启动按键，并判断是否启动电机，是启动进入下一步骤，否则继续进行该步骤；

4）启动电压检测，并判断主电路电压是否大于启动电压，是则进入下一步骤，否则返回步骤3）；

5）进入电机启动子程序，开始运转电机；

6）进入双闭环调速子程序，根据电压值对电机的转速和电流进行调整；

7）检测电机制动按键，判断按键是否按下，是则进入电机制动子程序，否则返回步骤3）。

所述的电机启动子程序，当电机启动后完成如下步骤：

1）设置脉冲宽度调制，初始化占空比；

2）开CAP捕获中断；

3）进行转子预定位；

4）进行转子二次定位；

5）判断转子定位是否结束，是则进入下一步骤，否则返回步骤4）；

6）换相，并设定换相标志；

7）配置第一定时器的周期值，并开第一定时器的周期中断；

8）进行电流检测后，进行电流闭环PI控制；

9）判断转速n是否大于切换转速，是则返回主控制程序，否则返回步骤8）。

所述的CAP捕获中断包括如下步骤：

1）条开第二定时器，进行过零信号滤波；

2）判断是否为虚假过零，是则进入步骤8）；否则读取CAP寄存器计算转速；

3）判断电机是否在启动阶段，是则进入步骤8）；否则对计算机硬件进行滤波延时；

4）读取第二定时器的值；

5）计算换延时时间；

计算方法为：参见反电势过零比较电路，串联的电阻构成RC滤波，RC滤波滞后换相角度为α，换相延时电角度为30-α，则换相延时时间为

其中t为换相延时时间，p为电机极对数,ω_r为电机的机械角速度（rad/s）；

6）配置CPU定时器，启动该定时器，并开中断；

7）根据CAP端口高低电平赋换相标志；

8）则清CAP中断标志，打开全局中断，然后返回电机启动子程序。

所述的中断包括如下步骤：

1）配置CPU定时器，启动该CPU定时器并开中断后判断换相标志是否为1，是则换相标志加1后进入下一步骤，否则直接进入下一步骤；

2）判断换相标志是否大于等于6，是则将换相标志清零后进入下一步骤，否则直接进入下一步骤；

3）根据换相时间表设定下次换相所对应CPU定时器的周期值以保证换相的连续性；

4）判断是否出现了错误的换相标志，是则停止电机后进入下一步骤，否则直接进入下一步骤；

5）中断标志清零后返回CAP捕获中断程序。

所述的第一定时器的中断包括如下步骤：

1）按照换相标志EV寄存器ACTR的值，并判断换相标志是否为1，是1则将换相标志加1后进入下一步骤，否则直接进入下一步骤；

3）根据换相时间表设定下次换相所对应第一定时器的周期值以保证换相的连续性；

4）中断标志清零后返回主控制程序。

所述的双闭环调速子程序包括如下步骤：

1）根据设定的电压下限值和上限值判断电压值U的范围，当电压值U小于设定的下限值UL时，设电机转速n等于n1；当电压值U大于设定的下限值UL，小于设定的上限值UH时，设电机转速n等于n2；当电压值U大于设定的上限值时，设电机转速n等于n3；

2）判断目前电压值U的取值范围，当电压值U在0－70V时，设定第一种PI参数；当电压值U在70－120V时，设定第二种PI参数；当电压值U在120－230V时，设定第三种PI参数；当电压值U在230－265V时，设定第四种PI参数；当电压值U在265－320V时，设定第五种PI参数；

3）进行转速PI调节；

4）进行电流PI调节后，返回主控制程序。

所述的转速PI调节包括如下步骤：

1）计算设定的转速与当前实际转速的差e_nk；

2）判断e_nk的绝对值是否小于等于设定值A₁，是则设定β为1，否则设定β为0；

3）计算参考电流增量ΔU_nk=nKp(e_nk-e_nk-1)+nkige_nk，其中nKp为转速比例调节参数，nki为转速积分调节参数，通过查询表2得知，e_nk为当前速度误差，e_nk-1为上一次计算速度的误差，ΔU_nk为参考电流增量；

4）计算给定电流i_rk=i_rk-1+ΔU_nk，其中ΔU_nk为参考电流增量，i_rk为当前给定的参考电流，i_rk-1为上次计算得到的参考电流；

5）限制给定电流在40A范围内，返回双闭环调速子程序。

所述的电流PI调节包括如下步骤：

1)计算设定的电流与当前实际电流的差e_ik；

2）判断e_ik的绝对值是否小于等于设定值A₂，是则设定β为1，否则设定β为0；

3）计算占空比增量ΔU_ik=iKp(e_ik-e_ik-1)+ikige_ik，其中iKp为电流比例调节参数，iki为电流积分调节参数，可以通过查询表2得知，e_ik为当前电流误差，e_ik-1为上一次计算电流的误差，ΔU_ik为参考占空比增量；

4）计算给定占空比U_rc=U_rc-1+ΔU_ik，其中ΔU_ik为参考占空比增量，U_rc为当前给定的占空比，U_rc-1为上次计算得到的占空比；

5）限制占空比在5％－95％之内，返回主控制程序。

所述的AD中断包括如下步骤：

1）将8次AD采样的电压电流温度值存入数组；

2）将8次AD采样除去最大值和最小值后取平均值；

3）分别进行母线电流消抖滤波和母线电流一阶滞后滤波；

4）判断电流是否超过限定值，是则将电机的过流指示灯亮，进入下一步骤；否则直接进入下一步骤；

5）判断温度是否超过限定值，是则将电机的过热指示灯亮，返回主控制程序；否则直接返回主控制程序。

本发明的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，解决了现有电机控制器体积较大，转速精度不高等不足，可以精确控制电机的不同转速，可以同时实现反电动势过零比较无位置传感器换向和霍尔位置信号换向。本发明具体具有如下特点：

1、本发明可以同时实现反电动势过零比较无位置传感器换向技术，采用外环速度环，内环电流环的PID双闭环调速方法，电机启动采用闭环电流调节。主控芯片产生六路PWM（脉冲宽度调制）信号控制芯片驱动英飞凌驱动内核分时对逆变桥电路进行换向操作，可以通过改变PWM信号的占空比，调节转速。外部转速由反电动势过零点捕获，计算转速，构成转速闭环。直流母线侧电流通过电流传感器采样获得，进入主控芯片，构成电流闭环；直流母线电压通过电压传感器采样获得，进入主控芯片，母线的电压决定了参考的转速多级变化。

2、本发明在构造的过零点比较电路中虚拟中点，完成反电势过零比较电路的无位置传感器计算转速方法，无位置传感器情况下，当前电机的换相状态是通过构造虚拟零点过零信号延时30°-α电角度（其中α为滤波延时的电角度）时间差值计算出，转速则是通过两次过零信号相差60°电角度计算而来。

3、本发明直流无刷电机无位置传感器启动是通过三段式启动法，包括转子预定位，升频加速和闭环切换匀速三个阶段，在启动问题上采用闭环恒流启动方式，通过软件的滤波控制电流平稳运行，有利于减小启动电机时产生的转矩脉动情况。

附图说明

图1是本发明的无位置传感器直流无刷电机（BLDCM）双闭环调速控制方法的整体框图

图2是本发明的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法的流程图；

图3是本发明的直流无刷电机调速启动子程序流程图；

图4是第一定时器中断程序流程图；

图5是图2中双闭环调速子程序流程图；

图6是图5中的转速比例积分（PI）调节流程图；

图7是图5中的电流比例积分（PI）调节流程图；

图8是模数采样AD中断程序流程图；

图9是捕获（CAP）中断速度计算子程序流程图；

图10是CPU定时器中断服务程序流程图；

图11是驱动保护中断服务程序流程图；

图12是按键制动中断服务程序流程图；

图13是硬件过流中断服务程序流程图；

图14是直流无刷电机调速控制器的硬件结构图；

图15是直流无刷电机调速控制器的系统线路连接图；

图16是图14、图15中桥式整流滤波电路的电路图；

图17是图14、图15中三相逆变桥模块内部电路图；

图18是图14、图15中中央处理器芯片控制板；

图19是图18中主控电源的电路原理图；

图20是图18中电压传感器的电路原理图；

图21是图18中电流传感器的电路原理图；

图22是图18中温度传感器的电路原理图；

图23是图18中硬件过流保护电路的电路原理图；

图24是图14、图15中反电动势过零比较电路的电路原理图；

图25是图14、图15中驱动内核模块电路原理图；

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法做出详细说明。

本发明的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，是用于直流无刷电机调速控制器的控制方法，如图14、图15所示，本发明的直流无刷电机调速控制器，包括有桥式整流滤波电路1，还设置有通过传感器与所述的桥式整流滤波电路1连接的由自上层到下层依次插针结构相连的作为控制板的中央处理单元3、作为调理板的信号调理电路4和作为驱动板三相逆变桥模块2共同构成的用于驱动直流无刷电机5的直流无刷电机调速控制器，以及向中央处理单元3和信号调理电路4提供电源的供电电源6，所述的传感器是分别连接中央处理单元3的电流传感器7和电压传感器8。

本发明的直流无刷电机调速控制器，桥式整流滤波电路1的输入由工频220V交流电提供电源，输出的直流电经过滤波连接至下层三相逆变桥模块2的母线部分，所述的三相逆变桥模块2的输出三相连接至直流无刷电机5，所述的三相逆变桥模块2通过插针引出IGBT门级、集电极、发射极连接至信号调理电路4驱动内核的输出，每个桥臂由一个驱动内核单独控制，所述的直流无刷电机5的三相霍尔传感器信号输出连接至上层中央处理单元3的捕获输入，所述的直流无刷电机5的搭建的中层信号调理板三相反电动势过零信号作为输出连接至上层中央处理单元3的捕获端，所述的上层中央处理单元3的6路PWM输出信号连接至中层信号调理电路4的42部件驱动内核上。所述的桥式整流滤波电路1的输出连接了电流传感器7和电压传感器8的输入，所述的电流传感器7和电压传感器8连接至上层中央处理单元3的输入，所述的中层信号调理电路4和所述的中央处理单元3的供电由外接供电电源6提供。

如图16所示，所述的桥式整流滤波电路1是由可调变压器11和与可调变压器11相连的桥式整流电路12构成，其中，所述的可调变压器11的输入端连接220V电源，所述的桥式整流电路12的输出分别连接电流传感器7和电压传感器8以及三相逆变桥模块2，所述的桥式整流电路12具有桥式整流121和滤波电路122两部分。首先单相220V交流电经过可调变压器11变换出可调的交流电压，经过桥式整流121和滤波电路122输出脉动的直流电，直流电接入下层逆三相逆变桥模块2采用电压源型逆变，因此脉动的直流电源不能作为逆变电路的电源，需经过滤波成平稳的直流电源，滤波电路采用大电容均压滤波的方式滤除脉动成分，同时可实现功率交换作用，如图16所示，电容参数为5600μF/450V，均压电阻参数为20W/47K，通过设计可使得滤波电路实现耐压900V容量为5600μF的性能。调压器采用三相交流调压器

其最大通量为15KVA，最大流通电流60A。整流电路采用单相桥式不可控整流模块MDQ100A，其反向耐压可达2000V，最大输出电流100A，可满足系统供电要求。

如图17所示，所述的三相逆变桥模块2是采用三菱的IGBT模块型号为FS200R12PT4，其内部为三相全控桥结构，DIP封装，可直接焊接至驱动电路板，大大减少了驱动连接线的长度，降低了驱动信号的传输干扰，模块内置负温度系数测温电阻，可实时测量模块内部的温度，减小了模块热损坏的几率，其最大输出电流可达200A，耐压可达1200V，在一定的开通、关断电阻下其导通时间小于0.2us，关断时间小于0.5us，完全可以满足系统对逆变模块的功率及快速性要求。逆变桥模块分为三个桥臂，每个桥臂由两个IGBT上下相连，每个IGBT的门级、集电极、发射极由插针引出，可以直接驱动IGBT的通断，薄膜电容采用紧贴逆变桥的设计，可以再电压变化剧烈的场合，可以提供瞬时大电流，且损耗仅为铝电解电容的1%。

如图18所示，所述的中央处理单元3包括有中央处理器芯片31，分别连接中央处理器芯片31的信号输入端的光耦隔离电路32、硬件过流保护电路33、调整电路34和通过AD采样电路39连接三相逆变桥模块2输出的三相驱动电压的磁耦隔离电路310，分别连接中央处理器芯片31的信号输出端的电平转换电路36、JTAG仿真接口38和按键与LED电路37，所述的电平转换电路36的输出连接信号调理电路4，所述的中央处理器芯片31的电源输入端通过主控电源35连接供电电源6，所述的中央处理器芯片31的信号输入端还连接直流无刷电机5的输出的三相霍尔信号，以及连接信号调理电路4输出的USO、VSO和WSO信号。

所述的中央处理单元3主要功能是：1、能够实时快速准确地检测主电路的电压、电流的大小；2、快速的电流过流硬件保护；3、实现按键的电机启停控制，LED灯的电机状态显示；4、3V、5V不同电平之间的转换；5、强电、弱点之间的隔离，以及模拟数字信号之间的防干扰；6、控制软件的实时仿真、调试。

在无刷直流电机无位置传感器控制系统中要求中央处理器芯片31能够输出六路占空比可调的PWM信号，能够接收大量的中断信号并及时作出处理，能够实现多种定时任务，最主要的是能够有快速的数据处理能力。中央处理器芯片（DSP）31内部集成硬件乘法电路使得乘法运算能够在单周期内完成，适合进行大量的数据处理。DSP中的ADC模块能够快速地进行数据采集；事件管理器（EV）模块提供了专门的PWM输出引脚，并且具有多个定时器来完成多种定时任务，其中断模块也能更方便地处理实时性任务，本发明选用TI公司的型号为TMS320F2812作为系统的主控芯片即中央处理器芯片31，TMS320F2812具有高速的数据处理能力（主频高达150MIPS）能够对大量数据进行快速处理；其ADC模块具有高速、高精度的数据采集能力，能够快速地实现电压、电流、温度的测量；EV模块可提供PWM输出，并具有过流中断保护引脚可以很好保护系统免受过流损害，CAP单元可以快速地捕获反电势过零信号和三相霍尔信号；多种中断能够快速处理各种实时性任务，也能很好地保障系统的安全。

所述的主控电源35如图19所示。电源是控制电路的动力源，很多元器件对供电电源品质都有明确的要求，因此电源性能的好坏直接关系到各元器件的工作性能及寿命，也关系到控制系统的稳定性和抗干扰能力。在本发明的控制回路中所用到的电源电压等级包括：±15V（电压、电流传感器、IGBT驱动）、+5V（光耦隔离、电平转换芯片、反电势过零检测电路）、+3.3V（电压比较器、DSP及其外围电路供电电源）、+1.9V（DSP内核电压）。±15V由外部电压源提供，如图19所示，上层控制板卡所用+5V由±15V通过电源芯片LM2576及其外围电路产生。其中反电势过零检测电路中端电压采集信号会带有高压串扰，因此其供电电源+5V要与其他电源隔离，本发明采用中层调理板上隔离DC/DC模块将+15V转换为独立的+5V电源供给反电势过零检测电路。如图19所示，上层控制板上+3.3V和+1.9V由TI的双电源芯片TPS70302外加+5V电压源产生，DSP的IO电源为+3.3V，内核电源为+1.8V，但是当DSP的主频高于135MHZ时要求内核电源电压达到+1.9V，因此本发明设有+3.3V和+1.9V电源，这两路电源由+5V电源经双电源芯片TPS70302转换得到的，TPS70302是专门的为DSP供电的低压差线性稳压器（low dropout regulator—LDO），其双路电源输出顺序可由相应的管脚来配置，自身功耗比较小，带有热关断保护功能。TMS320F2812要求在内核电源上电时I/O电源电压已经建立，所以需要将SEQ管脚置低，同时将管脚

和PG1相连来保证DSP的上电顺序。DSP还对电源电压有比较严格的要求，电源偏压一般不要超过5%，TPS70302特有的SVS系统能够在其电源输出值低于标称值5%时快速地关闭电源输出并将复位引脚置低来复位芯片，设计电路时将此复位引脚接至DSP的复位管脚可以快速地实现对DSP的欠压保护以避免DSP损坏。

所述中央处理器芯片（31TMS320F2812数字信号处理模块）与JTAG调试接口箱连接，实现对TMS320F2812数字信号处理模块控制算法的写入、调试与烧写。数字信号处理模块TMS320F2812将引脚TCK、TDO、TMS、TDI、VCC、GND配置为JTAG调试接口。具有JTAG调试口的芯片都有如下JTAG引脚定义：TCK——测试时钟输入；TDI——测试数据输入，数据通过TDI输入JTAG口；TDO——测试数据输出，数据通过TDO从JTAG口输出；TMS——测试模式选择，TMS用来设置JTAG口处于某种特定的测试模式。在使用PC机进行在线调试时，仿真模式下，数据可以通过JTAG接口传入上位机，实时在线观测数据变换，便于编程调试，同时也可以用作程序烧写的接口。

直流母线电压电流的采样，中央处理器芯片（31TMS320F2812数字信号处理模块）的ADC模块具有高达12.5MSPS的转换速率，完全可以用于电流闭环控制中的电流信号高速测量。其多达16路的转换通道还可用于电源电压和外部电流的测量。ADC模块进行采样的输入信号的电压不能超过3V，否则会将模块损坏，在实际应用中一般将输入信号的最高电压控制在2.5V左右。

中央处理单元3设置了按键、LED、电平转换，按键：本发明设计了四路按键电路接至DSP I/O端口，可以方便地实现控制系统的复位及电机的启动，加速、停车的控制。LED：本发明设计了8路LED灯的控制电路接至DSP I/O端口，可以实时地显示电机的运行状况，比如电机运行故障报警：过热、过流、欠压等可以分别显示，方便了电机的调试运行中的监测。电平转换：本控制系统中为+5V、+3.3V混合供电系统，比如驱动板的PWM驱动信号需要+5V信号电平，而DSP输出的PWM信号为+3.3V电平，光耦隔离器件的输出为+5V信号也不满足DSP的输入信号（+3.3V）要求，本系统选用8路双向+3.3V-+5V电平转换器74LVC4245，它具有高速低功耗的转换特性。

相电压采样电路设计，电机的相电压定义为直流无刷电机的三相电压相对虚拟零点的电压（如图24所示虚拟零点），DSP2812通过SPI总线，经过三通道磁耦电路AduM1310外置AD芯片AD7928采集三相相电压，如图24所示的电压比较器输出，作为过零信号，经过TLP117光耦隔离进入DSP的捕获单元中。

所述的调整电路34包括有连接电流传感器7信号输出端的电流传感器电路，连接电压传感器8信号输出端的电压传感器电路，以及连接三相逆变桥模块2的温度传感器电路。

如图20所示，所述的电压传感器电路包括有运算放大芯片F1，所述运算放大芯片F1的同相输入端通过电阻R60连接电压传感器8的信号输出端，该同相输入端还分别通过电容C52接地，以及依次通过电阻R60和电阻R59接地，运算放大芯片F1的输出端通过电阻R94分别连接运算放大芯片F1的反相输入端、通过电容C80接地、通过稳压管D3接地、通过稳压管D3接3.3V电源以及连接中央处理器芯片31。

为了控制系统的应用范围及实现安全的电气隔离，本发明的电压传感器8采用闭环霍尔电压传感器LV25-P/SP2，该型号的电压传感器可用于测量直流、交流、脉冲电压等，供电电压±15V，原副边线圈比为2500:1000，原边最大电流配置为10mA，则副边电流最大值为25mA，本系统所用电源电压最高为300V，因此计算得电阻R_m的参数为30K/3W，为保证AD采样电压不超过3V，将测量电压信号最大值配置为2.5V，所以配置测压电阻R59为100Ω的精密电阻。测量的环境中包含很多噪声干扰，R60和C52构成一阶低通滤波器滤除高频噪声干扰。LM358A搭建的电压跟随器具有较高的输入阻抗和较低的输出阻抗，可以提高测量信号的驱动能力并且保证信号传输过程中不会失真，其中电阻R94和电容C80构成的低通滤波器可消除跟随器产生的高频震荡。在AD与跟随器之间加一钳位电路保证信号电压在AD采样电路的安全电压范围之内，输出端ADCINA1接DSP的AD采样端口。

如图21所示，所述的电流传感器电路包括有运算放大芯片F2，所述运算放大芯片F2的同相输入端通过电阻R58连接电流传感器7的信号输出端A，该同相输入端还分别通过电容C50接地，以及依次通过电阻R58和电阻R57接地，运算放大芯片F2的输出端通过电阻R95分别连接运算放大芯片F2的反相输入端、通过电容C81接地、通过稳压管D5接地、通过稳压管D4接3.3V电源以及连接中央处理器芯片31。

为保证安全的电气隔离及电流测量精度，本发明的电流传感器7采用闭环直流电流霍尔传感器HDC40WJSC，供电电源+15V，该传感器测量电流范围为0-40A，输出信号4-20mA，测量电阻R57为120Ω的精密电阻，电流传感器电路其他部分功能同电压传感器电路，输出端ADCINA2接DSP的AD采样端口。

如图22所示，所述的温度传感器电路包括有运算放大芯片F3，所述运算放大芯片F3的同相输入端通过电阻R62连接设置在三相逆变桥模块2中的电阻RT1，该同相输入端还分别通过电容C53接地，依次通过电阻R62和电阻R61接5V电源，运算放大芯片F3的输出端通过电阻R96分别连接运算放大芯片F3的反相输入端、通过电容C82接地、通过稳压管D7接地、通过稳压管D6接3.3V电源以及连接中央处理器芯片31。

如图23所示，所述的硬件过流保护电路33包括有运算放大芯F4，所述运算放大芯F4的反相输入端通过电阻R58连接电流传感器7的信号输出端A，该反相输入端还分别通过电容C50接地、通过电容C48接地以及依次通过电阻R58和电阻R57接地，所述运算放大芯F4的同相输入端连接电器R61的可调端，电器R61的一端连接3.3V电源，另一端接地，所述运算放大芯F4的输出端分别通过电阻R99连接3.3V电源，通过电阻R100接中央处理器芯片31，所述运算放大芯F4的8脚分别连接3.3V电源和通过电容C56接地。

硬件过流保护电路的前半部分为电流测量及滤波电路，后半部分为LM193构成的电压比较器，首先利用可调变阻器接+3.3V到地，旋转调整端使其中间端子输出一个设定电压值到运放的同相输入端口，当母线电流过流时，运放的反相输入端电压会超过同相输入端电压，比较器输出信号IBH跳变为低电平，IBH接至DSP EV模块的功率保护引脚PDPINTB，当PDPINTB引脚接收到低电平时引发系统中断，PWM引脚输出全部置为高阻态，从而防止了控制系统被损坏。

如图14所示，所述的信号调理电路4包括有三个结构相同的IGBT驱动内核42，和一个反电动势过零比较电路41，所述的反电动势过零比较电路41的信号输入端连接三相逆变桥模块2输出的驱动直流无刷电机5的驱动信号，反电动势过零比较电路41的信号输出端连接中央处理单元3的信号输入端，所述的三个结构相同的IGBT驱动内核42的输入端对应连接中央处理单元3的信号输出端，三个结构相同的IGBT驱动内核42的输出端分别连接三相逆变桥模块2，所述三个结构相同的IGBT驱动内核42对应输出的USO、VSO和WSO信号连接中央处理单元3的信号输入端。

如图24所示，所述的反电动势过零比较电路41包括有三组结构相同分别对应接收三相逆变桥模块2输出的三路驱动信号的电路，其中任一组电路均包括有：相串联的6个电阻R61/R67/R79、R62/R68/R76、R63/R69/R77、R64/R70/R80、R65R71/R81、R91/R72/R82，相串联的6个电阻的输入端连接三路驱动信号中的一路信号A/B/C，相串联的6个电阻的输出端连接一个运算放大器U5A/U5B/U5C的反相输入端，该反相输入端通过一个二极管接电源VCC，所述的运算放大器U5A/U5B/U5C的同相输入端通过一个电阻R74/R78/R75连接运算放大器U5A/U5B/U5C的反相输入端，所述运算放大器U5A/U5B/U5C的输出端SA/SB/SC通过中央处理单元3中的光耦隔离电路32连接中央处理器芯片31，三组电路中的三个运算放大器U5A、U5B、U5C的同相输入端相互连接，所述的相串联的6个电阻的输出端还分别通过一个电阻和一个电容接地。

如图24所示的反电动势过零比较电路41，端电压定义为三相电机的每一相相对直流母线负极的电压，记做u_ao、u_bo、u_co，u_ao、u_bo、u_co分别为三相绕组的端电压，结合图16以A相为例，电阻R61、R62、R63、R64、R65、R91串联与电阻R66分压，电容C22与分压电路构成一阶低通滤波器滤除高频干扰。分压滤波后的三相端电压信号经电阻R74、R78、R75三个精密电阻Y型连接构成电机的虚拟中性点，调理后的端电压信号和中性点电压信号输入电压比较器可以得到随反电势过零点而跳变的数字信号SA、SB、SC，这三个标志转子位置信息的数字信号经光耦隔离电路TLP117隔离输出至中央处理器芯片31的捕获端口。

如图25所示，所述的IGBT驱动内核42包括有驱动芯片U1，所述的驱动芯片U1的1脚通过一电感接15V电源，还分别通过5个电容接地，驱动芯片U1的1脚还依次通过一个电阻RSO2与一个反向二极管D2的串联输出信号USO/VSO/WSO连接中央处理单元3的信号输入端，所述的驱动芯片U1的2脚通过一个电阻R3连接电平转换电路36的输出端UINB/VINB/WINB，该2脚还分别通过一个电阻R9和一个电容C9接地，3脚通过一个电阻R4连接电平转换电路36的输出端UINA/VINA/WINA，4脚通过一个电阻接地，5脚和6脚共同通过反向二极管D2输出信号USO/VSO/WSO连接中央处理单元3的信号输入端，7脚通过一个电阻接地，8脚接地，9脚通过一个电阻和一个电容的串联后与10脚共同再分别通过一个电阻R15和一个二极管D5串联后与11脚一起分别通过两个电阻的并联到输出端G1连接三相逆变桥模块2，以及通过6个电阻的依次串联接至输出端VC接三相逆变桥模块2，驱动芯片U1的12脚通过一个电阻到输出端G1连接三相逆变桥模块2，13脚直接到输出端VE1连接三相逆变桥模块2，该13脚还通过一个稳压二极管到输出端G1连接三相逆变桥模块2，14脚通过一个电阻和一个电容的串联后与15脚共同再分别通过一个电阻R22和一个二极管D8串联后与16脚一起分别通过两个电阻的并联到输出端G4连接三相逆变桥模块2，以及通过6个电阻的依次串联接至输出端VE1连接三相逆变桥模块2，驱动芯片U1的17脚通过一个电阻到输出端G4连接三相逆变桥模块2，18脚直接接地，该18脚还通过一个稳压二极管到输出端G4连接三相逆变桥模块2。

图25所示的是IGBT驱动内核与一个桥臂连接的连接图，IGBT模块及其驱动电路是连接本发明的强电与弱电的环节，因此驱动电路性能的好坏是系统设计成败的关键。本发明选用英飞凌的双通道SCALE-2驱动内核2SC0108T，它可以驱动600A/1200V的IGBT模块的一个桥臂的上下两个功率管，如图25所示，通过外围电路设计，其原边（左）+15V供电，内部脉冲变压器变换出隔离的+-15V副边（右）驱动电源，两路PWM信号经隔离放大转换为IGBT门极驱动信号，此内核还集成了短路保护及电源电压监控功能，驱动内核连接第一号桥臂，驱动IGBT的通断。其中：

（1）原边外围电路设计：如图25所示，以A相桥臂驱动为例，外接+15V电源经LCπ型滤波器给驱动内核供电，PWM调制信号（BINA、BINB）经RC滤波输入驱动内核，MOD引脚直接接地选择驱动器为直接模式工作方式，此时BINA、BINB分别控制同一桥臂的上下功率管通断，SO（1、2）信号是驱动器故障信息的反馈，包括原方电源欠压，副方电源欠压，IGBT短路或过流。如果驱动器发生以上故障，SO引脚输出被拉低，经过一个阻断时间，SO信号线恢复高电平，阻断时间T_B的长短由TB管脚通过一个接地电阻Rb根据下述公式来设置。

R_B[kΩ]=1.0gT_B[ms]+5120ms<T_B<130ms71kΩ<R_B<181kΩ

（2）副边外围电路设计：如图25驱动内核副边一个通道的输出，VCE2通过若干电阻串联接至IGBT的集电极用于短路或过流监测，管脚REF2中内置150uA的恒流源，外接电阻Rth3设定保护的门槛电压为10V，GH2和GL2通过开通电阻和关断电阻接至IGBT的门极，调整开通和关断电阻的阻值大小可以分别调节功率管的开通和关断时间的长短。VE3接至IGBT的发射极，GL2与集电极之间的电阻能在驱动器掉电的情况下为IGBT的门极和发射极之间提供一个低阻抗回路，防止IGBT门极击穿。双向瞬态抑制二极管Z3防止过流时门极电压被抬高。

本发明的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，是围绕型号为TMS320F2812的DSP以及其外围控制电路来完成的，DSP作为系统的主处理器要完成控制过程中的几乎全部的数学运算及逻辑运算。其要完成的主要工作包括模拟信号采集、PWM波输出、电机启动、电机调速控制以及故障处理等。程序的编写、调试及烧录等需要在DSP集成开发环境CCS（Code Composer Studio）及相应仿真器的配合下完成。

如图1所示，本发明的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，整流后的直流母线电压通过电压传感器将测量电压进入DSP内部AD模块，根据得到的电压值确定参考转速的范围，参考转速和当前过零信号确定的转速之差进入速度比例积分（PI）控制器得到参考电流信号，母线电流通过电流传感器进入数字信号处理器（DSP TMS320F2812）内部模数转换（AD）模块，参考电流与采样得到的母线电流之差进入电流PI控制器，进行双闭环调节，DSP得到可以自动调节的六路脉冲宽度调制(PWM)占空比信号，六路PWM占空比信号通过英飞凌驱动内核驱动三相全控逆变桥模块对直流无刷电机进行电子换相，通过占空比的不断变化使电机不断进行转动，保持电机转速平稳。

本发明无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法的主程序是控制系统软件的运行框架，是系统软件设计最主要的部分。主程序中包括系统各功能模块的初始化、系统变量及子函数声明、中断配置、启动子程序，双闭环调速子程序等。

具体实现如图1所示，主程序从初始化开始，进入时钟配置，禁止看门狗，外设初始化包括输入输出控制端口（GPIO）初始化，事件管理器EV的初始化、CAP中断初始化、模数转换初始化，初始化事件管理器（EV）用于产生占空比可调的六路PWM波，CAP中断捕获反电势过零信号、定时器计时中断；初始化模数转换AD来采集模拟信号（电压、电流、温度）；程序循环检测启动按钮，如果有按钮按下，检测电压超过启动电压一般为15V（额定电压300V5%）时，电机进入启动程序，启动完成后进入双闭环调速子程序，检测按键，如果停止按钮按下，则电机停止转动。

本发明采用一种基于电流闭环的电机启动方法，同传统“三段式”启动方法类似，包括转子预定位、电流闭环加速、“反电势法”切换三个阶段，此方法通过电流闭环控制的方法控制电机转子作匀加速旋转运动，并按照设定好的换相时间进行换相，此方法可以大大提高电机启动的成功几率，同时还能防止启动期间的系统过流。下面对这种方法作详细分析：

1.转子预定位：电机启动初始，第一次导通哪两个功率开关管取决于转子位置，在没有位置传感器的情况下转子位置信息难以判断。这时我们可以人为地迫使转子转动到某一位置，具体方法为：先给定子三相绕组的任意两相通电一段时间，由电枢绕组通电产生的磁场和永磁转子磁场相互作用迫使转子转到某一固定平衡位置，这个平衡位置为通电绕组合成磁场的轴线位置。转子旋转到平衡位置后由于惯性经过几次左右摆动后停止运动,实现转子初次预定位。

在进行转子预定位时，转子的初始位置刚好使得转子磁场与电枢绕组合成磁场的夹角为180°，则此时电磁转矩为零，电枢绕组通电后转子不会转动，转子预定位失败，为防止这一特殊情况的出现，我们增加了转子二次定位过程，在转子初次预定位结束后，按照导通顺序表再导通下两相绕组并持续一段时间，实现转子的二次定位。这样无论转子的初始位置在何处，都可以很好地保证转子能够顺利地转到想要的位置。

2.电流闭环加速：经过转子的预定位过程，转子转动到已知的某一固定位置，此时根据转子的位置信息就可以按照换相顺序表依次导通功率管实现转子的加速启动，由于此时转子为低速运行，反电势数值很小，反电势检测电路依然无法准确获知转子的位置信息。

电磁转矩方程

可得，在电机磁通恒定地条件下，电磁转矩T_e和电枢电流I的大小成正比，我们构建一个电流闭环回路控制母线电流维持在某一设定值，此时电磁转矩恒定。在电机确定的情况下，电机内部的阻尼力矩恒定，假设负载转矩恒定，根据电机运动方程可得，转子机械角加速度为一个常数，电机将作匀加速运动。

设转子机械角加速度为a，则电角加速度为pa，p为电机磁极对数。那么，可以得出转子转过的电角度θ和时间t的关系式为：

电机在两两导通三相六状态工作方式下，每60电角度换相一次，根据可以

得出一个换相时间表，根据此换相时间表进行换相，电机失步的可能性便大大降低。但我们需要知道电机的详细参数和负载转矩来计算与机械角加速度相对应的电流设定值大小，这就极大限制了此方法的应用范围。但因为电流值和角加速度之间的数学关系恒定，我们可以反复的启动调试来确定电流设定值的大小。

3.“反电势法”控制切换：经上一阶段，当电机加速到一定速度时，电枢绕组反电动势的幅值也随着转速的升高增大到一定值，运用“反电势法”可以准确检测到转子的位置信息。此时可以由启动阶段向电机稳定运行阶段切换，此后，电机的换相信息由反电势过零检测电路提供。

如图2所示，所述的控制方法具体包括如下步骤：

其中外设初始化包括，配置GPIO为外设功能或者通用IO端口功能；配置CPU定时器用于定时中断；初始化事件管理器（EV）用于产生占空比可调的六路PWM波，CAP中断捕获反电势过零信号、定时器计时中断；初始化模数转换AD来采集模拟信号（电压、电流、温度）。在电机启动前开启过流保护和驱动器欠压保护等中断可以实时监测控制系统状态并且保护控制系统免受损坏。控制系统上电后，程序循环检测按键IO端口，如果有启动命令，然后检测主电路电压确定参考转速，电压达到启动要求后开始启动电机，当有停止命令，电机制动。

2）开AD中断及保护中断，其中所述的保护中断包括有如图11所示的驱动保护中断、如图12所示的按键制动中断和如图13所示的硬件过流中断；

5）进入电机启动子程序，开始运转电机；

如图3所示，所述的电机启动子程序，当电机启动后完成如下步骤：

1）设置脉冲宽度调制，初始化占空比；

2）开CAP捕获中断；

3）进行转子预定位；

4）进行转子二次定位；

6）换相，并设定换相标志；

7）配置第一定时器的周期值，并开第一定时器的周期中断；

8）进行电流检测后，进行电流闭环PI控制；

所述的电机启动子程序实现方法如下：由于电机在启动时候，电机转速比较低，反电势没有建立起来，过零点信号无法检测到，电机的启动采用提出的电流闭环“三段式“启动方法，直流无刷电机的反电动势波形为平顶占120°电角度的梯形波，三段式启动方式分为转子预定位、升频加速运行，闭环切换三部分。转子预定位，采用二次定位方式，通过施加在逆变桥上换相信号，比如预定位施加矢量V1(100001)EV寄存器ACTR的赋值0x0C02，加软件延时50ms，施加矢量V2(001001)EV寄存器ACTR的赋值0x0C20，完成转子预定位，将转子磁极定位到确定的初始位置，第二阶段是恒流闭环加速阶段，开启第一定时器，根据换相顺序表导通相应的功率管进行换相并设置换相标志以便下次换相，换相逻辑表以及对ACTR赋得数值如表一，换相后按照预定加速度进行匀加速转动时的换相时间表来设定EV模块第一定时器的周期值，并打开第一定时器的周期中断完成定时换相设置，不断切换换相标志0-5。然后软件进入一个采集电流信号并进行电流闭环PI控制的循环程序，直至第一定时器的换相中断出现后进行换相。

表1定子绕组换相顺序表

如图4所示，所述的第一定时器的中断包括如下步骤：

1）按照换相标志EV寄存器ACTR的值，EV的ACTR寄存器是可以控制六个IGBT的通断，例如对ACTRA写入0C02，即代表IGBT VT1和VT2导通，并判断换相标志是否为1，是1则将换相标志加1后进入下一步骤，否则直接进入下一步骤；

4）中断标志清零后返回主控制程序。

第一定时器周期中断服务子程序起着定时换相的作用，程序根据换相标志按照换相顺序表进行换相，并设定下一次的换相标志，然后根据换相时间表设定下次换相所对应第一定时器的周期值以保证换相的连续性，最后清除中断标志，退出中断。电流闭环PI控制输出值为PWM占空比，不同的PWM占空比意味着加载在电机定子绕组上的电压不同，以此来调节实际电流的大小来跟随电流参考值。PI控制器参数的整定参考双闭环控制中电流环的PI参数整定。在电流闭环PI控制循环中不断地检测实际转速与双闭环切换转速的差值，当实际转速大于切换转速（本实施例设定为500r/min）时表明此时定子绕组内建立起的反电势已经能够可靠地被检测到其过零点信息，程序跳出启动子程序，进入双闭环调速子程序。

如图9所示，所述的CAP捕获中断包括如下步骤：

1）条开第二定时器，进行过零信号滤波；

4）读取第二定时器的值；

5）计算换延时时间；

计算方法为：如图24所示，参见反电势过零比较电路，串联的电阻构成RC滤波，RC滤波滞后换相角度为α，换相延时电角度为30-α，则换相延时时间为

6）配置CPU定时器，启动该定时器，并开中断；

7）根据CAP端口高低电平赋换相标志；

反电势过零检测电路检测到反电势过零信号输入DSP的EV模块的CAP（4、5、6）端口，控制器接收到过零信号后延时（30-α）电角度即是换相时刻，在软件系统中电机的换相过程主要是有三个中断服务子程序完成的：CAP中断服务子程序、第四定时器（EVB）周期中断服务子程序、CpuTimer0中断程序。CAP中断服务子程序主要完成了反电势过零信号的捕获以及速度计算，CpuTimer0中断程序用于滤波鉴别真伪，及第四定时器（EVB）周期中断服务子程序用于定时换相等功能。

当反电势过零信号产生时，触发CAP中断，如图9所示为CAP中断服务子程序，其功能主要是完成过零信号的接收，滤波鉴别过零信号的真伪，速度计算，硬件滤波延时计算等。

如图5所示，所述的双闭环调速子程序包括如下步骤：

3）进行转速PI调节；

4）进行电流PI调节后，返回主控制程序。

所述的双闭环调速子程序，是针对无刷电机特定的应用场合，主电路直流电源电压会不断变动，尤其是在多个蓄电池供电的情况下，根据不同的电压范围设定不同的转速已然成为一种需要，比如：当电源电压大于某一上限值时，调节电机转速为n₁；当电源电压小于某一下限值时，调节电机转速为n₂，本子程序设定电压低于启动电压时，电机参考转速为0r/min，即电机不转动，当电机电压大于启动电压小于电压滞环高压UH，电机参考转速设定为500r/min，当母线电压大于UH时，设定为4000r/min或者为任意转速。本发明结合实际需要设计基于双闭环PI控制的多转速控制程序。

从PI控制的机理上可以看到单一固定的PI参数在不同的供电电压下的调节效果会明显不同，因此需要在控制过程中实时监测电源电压，根据不同的电源电压范围不仅要设定不同的参考速度，而且还要设定不同的PI参数，不同电压下的PI参数值根据多次系统调试实验得出并以列表的形式存储于控制器中，方便程序查找。

在转速、电流双闭环PI控制中，转速环为外环，电流环为内环，转速环根据当前速度和设定参考速度的误差经PI计算输出参考电流值，电流环根据实际电流值与参考电流值的误差经PI计算输出PWM占空比。程序设定每个PWM周期进行一次电流采样并进行电流PI调节，PWM输出的频率为20KHZ，所以电流环的采样计算周期为50ms。PI控制器采用带积分分离的增量式数字PI控制算法，其计算公式为：

\{\begin{matrix} Δ U_{k} = K_{p} (e_{k} - e_{k - 1}) + β K_{I} e_{k} \\ U_{k} = U_{k - 1} + Δ U_{k} \end{matrix}

其中，ΔU_k：当前PI控制器输出（参考电流增量或PWM占空比增量）；

U_k：当前转速环或电流环的输出（参考电流或PWM波占空比）；

U_k-1：前一次转速环或电流环的输出（参考电流或PWM波占空比）；

e_k：当前误差（设定转速和当前转速之差或设定电流和当前电流的之差）；

e_k-1：前一次误差（速度误差或电流误差）；

K_p：比例增益；K_I：积分系数；

β：积分分离逻辑系数β

β = \{\begin{matrix} 1 & | e_{k} | \leq A \\ 0 & | e_{k} | > A \end{matrix};

A：误差幅值限定。

本程序根据不同电压值设定不同K_p、K_I值。具体电压与K_p、K_I对应的表格如表二。

表2电压与PI关系表

如图6所示，所述的转速PI调节包括如下步骤：

1）计算设定的转速与当前实际转速的差e_nk；

3）计算参考电流增量ΔU_nk=nKp(e_nk-e_nk-1)+nkige_nk；（其中nKp为转速比例调节参数，nki为转速积分调节参数，可以通过查询表2得知，e_nk为当前速度误差，e_nk-1为上一次计算速度的误差，ΔU_nk为参考电流增量）

4）计算给定电流i_rk=i_rk-1+ΔU_nk；（ΔU_nk为参考电流增量，i_rk为当前给定的参考电流，i_rk-1为上次计算得到的参考电流）；

5）限制给定电流在40A范围内，返回双闭环调速子程序。

转速PI调节是当前实际转速由CAP中断服务子程序中计算得到，为防止积分饱和，设定积分调节在速度误差小于1000r/min以内有效，即A₁=1000。因为计算得到的参考电流作为电流环的输入，而电流环的作用是实际电流跟随参考电流，所以要加入限幅环节使得参考电流值要小于或等于电机额定电流值，根据本控制系统实际情况，设定参考电流限幅40A。

如图7所示，所述的电流PI调节包括如下步骤：

1)计算设定的电流与当前实际电流的差e_ik；

3）计算占空比增量ΔU_ik=iKp(e_ik-e_ik-1)+iki ge_ik；（其中iKp为电流比例调节参数，iki为电流积分调节参数，可以通过查询表2得知，e_ik为当前电流误差，e_ik-1为上一次计算电流的误差，ΔUi_k为参考占空比增量）

4）计算给定占空比U_rc=U_rc-1+ΔU_ik；（ΔU_ik为参考占空比增量，U_rc为当前给定的占空比，U_rc-1为上次计算得到的占空比）

5）限制占空比在5％－95％之内，返回主控制程序。

电流环PI调节是由转速环输出的参考电流和AD采样得到的实际电流之差得出电流误差，与转速环PI调节类似得到PWM占空比，所不同的是如果PWM占空比的增量太大会使得实际电流增速过大，从而导致控制系统过流，所以在PWM增量得出之后加一个限幅环节使电流增速放缓实现电流的平滑调节。由于IGBT的开通关断有一个时间过程，如果PWM波的占空比过大或者过小可能会出现未完全开通又关断或者未完全关断接着又开通的现象，这种情况会直接损害IGBT模块的使用寿命。控制系统IGBT模块FS200R12PT4的开通和关断时间都小于1us，PWM周期为50us，占空比调整范围设为5%-95%，留出的5%的时间余量为2.5us>1us，从而保证了IGBT的完全开通或关断。

TMS320F2812的ADC模块具有16个采集通道，可以达到12位的采集精度，并且有多种启动方式：软件启动、EV事件启动、外部引脚启动。本控制系统需要进行直流电源电压、电流及IGBT模块内部温度三路物理量的采样，这三路物理量经过相应的传感器的测量及调理电路的处理都转换成了0-2.5V的电压信号，满足DSP内部ADC测量端口的要求。电压传感器原边电压设为V1,副边AD采样的电压为V2，二者关系为V2×20.4=V1。电流传感器原边电流为I1副边电流转变为电压为V3，二者关系为，(V3/120-0.004)×2500=I1

如图8所示，所述的AD中断包括如下步骤：

1）将8次AD采样的电压电流温度值存入数组；

2）将8次AD采样除去最大值和最小值后取平均值；

3）分别进行母线电流消抖滤波和母线电流一阶滞后滤波；

AD中断是要AD初始化：配置AD控制寄存器，设定采样模式为级联顺序采样，分别对三路模拟信号各采样8次，采样结果存入24个结果寄存器中；启动方式为软件直接启动，可以在需要时用程序随时启动转换器；采样模式设置为启停模式，则其转换频率为软件SOC（start-of-conversion）信号的频率，能有效减少芯片能耗。

由于电流信号和电压信号模拟小信号对噪声比较敏感，尤其是主回路电流的测量信号中包含大量的PWM斩波噪声，本发明已经设计了硬件滤波电路，为保证信号的可靠性软件滤波也是不可缺少的，下面对程序中用到的几种滤波方法作简要介绍：

中位值平均滤波法：连续采样N个数据，去掉一个最大值和一个最小值，然后计算N-2个数据的算术平均值，本程序N值的取8，此方法可消除由于偶然性脉冲干扰所引起的采样值偏差。

限幅消抖滤波法：设置一个滤波计数器，赋上限值为N，将当前采样值与上次有效值比较：a）采样值与上次有效值的差在一定的范围之内，则计数器清零；b）采样值与当前有效值的差在超过一定的幅度范围，则计数器加一，如果计数器溢出，则将本次值替换上次有效值，并清计数器。这种滤波方法可以消除被测信号的反复抖动，为了均衡电流信号的快速变化性和此滤波方法的滞后性，N值不要过大，本程序设为2。

一阶滞后滤波法：又叫一阶惯性滤波，其算法公式为：

Y(n)=QX(n+1)-(1-Q)Y(n-1)

其中Q为滤波系数本设计取值为0.7；X(n)为本次采样值；Y(n-1)为上次滤波输出值；Y(n)为本次滤波输出。这种方法对周期性干扰具有良好的抑制作用，适用于波动频率较高的场合。AD中断服务子程序如图8所示，在本程序中还包含了过流、过热保护，当电流值或者温度值超过设定的保护上限则电机制动处理程序，控制系统根据故障类别通过LED显示故障状态。

如图10所示，所述的中断包括如下步骤：

5）中断标志清零后返回CAP捕获中断程序。

开定第二时器时，过零信号需要滤波实现排除虚假过零点，滤除虚假过零点见图11，本发明通过对其周期中断计数器的累加完成两个有效CAP中断之间的计时，为CAP中断中的速度计算提供时间参数，得到延时信号所对应的时间，将时间值赋给CpuTimer0定时中断，清CAP中断标志，接收下一次CAP中断，如图10所述，CpuTimer0中断配置以完成系统强制换相，并且在过零信号连续丢失N次的情况下执行停车处理程序对控制系统加以保护。

CAP中断服务子程序中的速度计算是根据两次有效捕获中断时的FIFO堆栈中第四定时器的计数及周期中断次数计算出两次有效中断之间的时间间隔t₆₀，而t₆₀是电机转子转过60电角度的时间，电机极对数为2，依照公式

可得电机的转速为：

其中，n:转速（r/min），P：磁场极对数，T：磁场旋转周期（s）

由转速n即可得反电势频率f的值，将f代入公式（3-6）可得得滤波电路的相移电角度α，从而可以计算出延时换相程序的延时时间t_30-α（（30-α）电角度的时间）。但过零信号在电路中的传输时间以及DSP接收到过零信号后的软件处理（大量数学计算）时间也不能忽略不计，信号硬件传输延时（设为t_hd）由芯片传输特性决定，参考芯片手册设定为5us；软件处理延时（设为t_sd）由定时器T2计时可得。因此CpuTimer0定时换相的定时周期为：t_30-α-t_sd-t_hd。

滤波程序如图11所示，由于绕组反电势信号无法直接测量，只能通过端电压反应反电势过零信息，而端电压信号中存在大量的高频噪声干扰，主要有两种，一种是功率管的开关干扰，与PWM斩波频率相关；另一种为换相续流干扰，与绕组电感和电流的大小相关。这两种干扰使得检测信号中会出现多个虚假过零点信号,影响电机正常的换相逻辑,甚至使电机无法正常工作，因此必须增加滤波环节滤除系统噪声以得到准确的过零点信息。

由直流无刷电机梯形反电势和直流无刷电机相电流的关系可知，在检测到反电势过零信息后延迟（30o-α）电角度即是换相时刻，其中α为滤波电路的相位延迟。本发明采用30°电角度相移滤波方式，但因为电机换相续流过程相对较长，滤波电路无法彻底滤除换相带来的干扰。因此本发明设计了30°电角度相移低通滤波器加软件二次滤波的方法来检测反电势过零点信号。

利用以上两个特点，滤波程序首先从时间幅度上鉴别出第一个虚假过零点，然后连续舍弃两个过零点实现对过零信号甄别，确保了过零信号检测的准确可靠，程序流程如图5-11所示：设变量s为上次是否为虚假过零点的标志，s=0表示上次为真正的过零点；s=1表示上次为虚假过零点。

本发明在设计了以上功能性程序的基础上还设计了一些保护中断程序，以防在系统出现紧急故障的情况下快速地保护控制电路免受损害。其中包括驱动故障保护中断子程序，过流保护中断以及按键制动中断。

驱动保护中断：如图11所示，IGBT驱动模块内置驱动的故障保护，包括驱动模块原边、副边电源欠压，IGBT短路。当出现以上故障情况时，其原边SO引脚都会返回故障信号，三个桥臂的三路SO信号经与门电路汇总接至DSP的外部中断XINT引脚而且这三路信号还分别连至DSP的IO端口，因此当IGBT驱动模块发生故障时不但能快速地中断制动保护系统而且还可以快速定位是哪个桥臂发生了故障。

按键停车中断：如图12所示，为防止不可预知情况，本系统还设计了外部按键中断制动程序，以便手动快速制动。具体实现方法为接一路按键电路至DSP的外部中断接口，软件设计为在中断响应后运行制动处理程序。

过流保护中断：如图13所示，控制系统在AD中断服务子程序中设计了软件过流保护，当系统发生过流时，需要经过电流检测，软件处理才能制动，所以系统响应较慢，只能作为备用保护。本发明还设计了硬件过流保护电路，过流信号直接输入至DSP EV模块的PDPIN引脚引发过流保护中断，能立即阻断PWM波输出，从而快速地实现电机制动。

本发明的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，提出了滤波相移对换相产生的误差的补偿策略。对30°电角度相移滤波电路出现的滤波不完善情况，提出了软件二次滤波的方法，能够有效地滤除反电势“虚假过零点”。针对无位置传感器控制技术中电机难以自启动的问题进行了分析，提出了一种基于电流闭环的“三段式”启动方法，能够在电机参数未知的情况下简化电机启动调试，并且具有较高的启动成功率。搭建了无刷直流电机无位置传感器控制系统仿真模型，对反电势法转子位置检测方法和电流闭环“三段式”启动法进行了实验验证，证实了所用控制方法的有效性。

Claims

1.一种无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，是用于直流无刷电机调速控制器的控制方法，所述的直流无刷电机调速控制器，包括有桥式整流滤波电路（1），通过传感器与所述的桥式整流滤波电路（1）相连的由依次连接的构成控制板的中央处理器芯片控制板（3）、构成调理板的信号调理电路（4）和构成驱动板的三相逆变桥模块（2）构成的用于驱动直流无刷电机（5）的直流无刷调整控制器，以及向中央处理器芯片控制板（3）和信号调理电路（4）提供电源的供电电源（6），所述的传感器是分别连接中央处理器芯片控制板（3）的电流传感器（7）和电压传感器（8），所述的中央处理器芯片控制板（3）包括有中央处理器芯片（31），分别连接中央处理器芯片（31）的信号输入端的光耦隔离电路（32）、硬件过流保护电路（33）、调整电路（34）和通过AD采样电路（39）连接三相逆变桥模块（2）输出的三相驱动电压的磁耦隔离电路（30），分别连接中央处理器芯片（31）的信号输出端的电平转换电路（36）、JTAG仿真接口（38）和按键与LED电路（37），所述的电平转换电路（36）的输出连接信号调理电路（4），所述的中央处理器芯片（31）的电源输入端通过主控电源（35）连接供电电源（6），所述的中央处理器芯片（31）的信号输入端还连接直流无刷电机（5）的输出的三相霍尔信号，以及连接信号调理电路（4）输出的USO、VSO和WSO信号，其特征在于，所述的控制方法包括如下步骤：

2）开AD中断及保护中断；

5）进入电机启动子程序，开始运转电机；

2.根据权利要求1所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的电机启动子程序，当电机启动后完成如下步骤：

1）设置脉冲宽度调制，初始化占空比；

2）开CAP捕获中断；

3）进行转子预定位；

4）进行转子二次定位；

6）换相，并设定换相标志；

7）配置第一定时器的周期值，并开第一定时器的周期中断；

8）进行电流检测后，进行电流闭环PI控制；

3.根据权利要求2所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的CAP捕获中断包括如下步骤：

1）条开第二定时器，进行过零信号滤波；

4）读取第二定时器的值；

5）计算换延时时间；

6）配置CPU定时器，启动该定时器，并开中断；

7）根据CAP端口高低电平赋换相标志；

4.根据权利要求3所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的中断包括如下步骤：

5）中断标志清零后返回CAP捕获中断程序。

5.根据权利要求2所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的第一定时器的中断包括如下步骤：

4）中断标志清零后返回主控制程序。

6.根据权利要求1所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的双闭环调速子程序包括如下步骤：

3）进行转速PI调节；

4）进行电流PI调节后，返回主控制程序。

7.根据权利要求6所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的转速PI调节包括如下步骤：

1）计算设定的转速与当前实际转速的差e_nk；

5）限制给定电流在40A范围内，返回双闭环调速子程序。

8.根据权利要求6所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的电流PI调节包括如下步骤：

1)计算设定的电流与当前实际电流的差e_ik；

5）限制占空比在5％－95％之内，返回主控制程序。

9.根据权利要求1所述的无位置传感器直流无刷电机双闭环调速控制方法，其特征在于，所述的AD中断包括如下步骤：

1）将8次AD采样的电压电流温度值存入数组；

2）将8次AD采样除去最大值和最小值后取平均值；

3）分别进行母线电流消抖滤波和母线电流一阶滞后滤波；