CN103560725B - 一种独立于转速的无刷直流电机位置检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对传统无刷直流电机无位置传感器反电势检测法中存在的局限性，尤其是在电机低速时实现困难的问题，提出了一种与转速无关的无刷直流电机无位置传感器控制位置检测方法。该方法是基于一个与转速无关的磁链函数实现的，能够在电机转速从接近为零到高速检测转子位置，给出换相信号，拓宽了无位置传感器运行的调速范围。本方法只需检测电机的三路端电压和母线电流即可，原理清晰，实现简单。

Description

一种独立于转速的无刷直流电机位置检测方法

技术领域

本发明属于电机控制领域，具体涉及的是一种无刷直流电动机无位置传感器控制的位置检测方法，是无位置传感器控制技术的创新。

背景技术

无刷直流电机是一种新型的机电一体化电机，不仅结构简单、运行可靠、维护方便，还具有起动转矩大、效率高、寿命长、调速性能良好等优点，在航天、医疗、计算机、家用电器等各领域得到了广泛的应用。无刷直流电机分为有位置传感器控制和无位置传感器控制两种方法。有位置传感器控制实现容易，但是位置传感器的存在限制了该电机的应用范围。因此，如何实现无位置传感器的高性能控制，成为近年来无刷直流电机控制技术研究的重要方向。

目前，无位置传感器检测方法主要有以下几种：反电动势法、电感法、人工智能算法等。

反电动势检测法是通过检测电机的反电动势，并经过一定的处理来获得转子位置的方法。根据对反电势处理方法的不同，又可将反电势法分为反电势过零检测法、续流二极管法、反电势积分法、反电势三次谐波法等。其中反电势过零检测法简单方便，是目前最成熟有效也是应用最为广泛的一种无位置检测方法。由于反电势和转速成正比，反电势的检测存在一个致命的缺点：在转速很低时反电势很小甚至接近于零，无法通过检测反电势获得电机的过零点，限制了电机的调速范围和应用。

电感法是利用定子绕组电感与转子位置的对应关系来确定电机转子位置。通过在定子绕组中施加高频电压脉冲，检测产生的电流幅值的大小便可获得电感的差异，进而判断出转子磁极所处的位置。该方法在电机静止或低速时具有较好的检测效果，随着转速的增大，检测误差也越来越大，甚至会导致电机失步。此外，该方法需要频繁的检测绕组电感，实时性要求比较高，实现难度大。

人工智能算法包括模糊控制、神经网络控制和专家系统控制等。通过上述算法建立转子位置与电机相电压和相电流的关系。这些算法都有一定的应用价值，然而在技术上实现还有一定难度。

发明内容

针对传统无位置传感器转子位置检测方法的缺点，本发明提出了一种与转子速度无关的无刷直流电机位置检测方法。该方法与电机本身的参数无关，控制系统实现更简单、可靠。

检测方法的基本原理：假设无刷直流电机的定子三相绕组为星形连接，方波无刷直流电机的永磁体转子通常为面装式结构，没有阻尼绕组，忽略磁滞损耗和涡流损耗，不计磁路饱和的影响，忽略转子位置变化对电感的影响，则无刷直流电机的相电压方程可以表示为：

$\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AN}}=R_A{i}_A+\frac{d}{\mathrm{dt}}(L_{\mathrm{AA}}{i}_A+L_{\mathrm{AB}}{i}_B+L_{\mathrm{AC}}{i}_C)+\frac{{\mathrm{d\λ}}_{\mathrm{ar}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{dt}}\\ U_{\mathrm{BN}}=R_B{i}_B+\frac{d}{\mathrm{dt}}(L_{\mathrm{BA}}{i}_A+L_{\mathrm{BB}}{i}_B+L_{\mathrm{BC}}{i}_C)+\frac{{\mathrm{d\λ}}_{\mathrm{br}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{dt}}\\ U_{\mathrm{CN}}=R_C{i}_C+\frac{d}{\mathrm{dt}}(L_{\mathrm{CA}}{i}_A+L_{\mathrm{CB}}{i}_B+L_{\mathrm{CC}}{i}_C)+\frac{{\mathrm{d\λ}}_{\mathrm{cr}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{dt}}\end{array}---\left(1\right)$

在三相对称平衡系统中：

$\begin{array}{c}{R}_A=R_B=R_C=R_S\\ L_{\mathrm{AA}}=L_{\mathrm{BB}}=L_{\mathrm{CC}}=L\\ L_{\mathrm{AB}}=L_{\mathrm{BA}}=L_{\mathrm{AC}}=L_{\mathrm{CA}}=L_{\mathrm{BC}}=L_{\mathrm{CB}}=M\\ L_S=L-M\\ i_A+i_B+i_C=0\end{array}---\left(2\right)$

式中，U_AN、U_BN、U_CN——三相绕组的相电压(V)；

i_A、i_B、i_C——三相绕组的相电流(A)；

R_A、R_B、R_C、R_S——相绕组电阻(Ω)；

L——相绕组自感(H)；

M——每两相绕组间的互感(H)；

L_S——每相等效电感(H)；

θ——转子位置角；

λ_ar(θ)、λ_br(θ)、λ_cr(θ)——每相绕组匝链的转子永磁磁链。

将式(2)代入式(1)可得：

$\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AN}}=R_S{i}_A+L_S\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{d\λ}}_{\mathrm{ar}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{dt}}=R_S{i}_A+L_S\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}+\frac{d\left(k_e{f}_{\mathrm{ar}}\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}{\mathrm{dt}}\\ =R_S{i}_A+L_S\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}+k_e\·\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}\·\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{ar}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{d\θ}}\end{array}---\left(3\right)$

$\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{BN}}=R_S{i}_B+L_S\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{d\λ}}_{\mathrm{br}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{dt}}=R_S{i}_B+L_S\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}+\frac{d\left(k_e{f}_{\mathrm{br}}\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}{\mathrm{dt}}\\ =R_S{i}_B+L_S\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}+k_e\·\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}\·\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{br}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{d\θ}}\end{array}---\left(4\right)$

$\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{CN}}=R_S{i}_C+L_S\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{d\λ}}_{\mathrm{cr}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{dt}}=R_S{i}_C+L_S\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}+\frac{d\left(k_e{f}_{\mathrm{cr}}\left(\mathrm{\θ}\right)\right)}{\mathrm{dt}}\\ =R_S{i}_C+L_S\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}+k_e\·\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}\·\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{cr}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{d\θ}}\end{array}---\left(5\right)$

其中，k_e为反电势常数，f_ar(θ)、f_br(θ)、f_cr(θ)是与转子位置有关的磁链函数，该函数随转子位置周期性变化。由于很多电机制造商为了减少电机引线而不提供电机中性点引线，为了方便计算，由式(3)、(4)、(5)可得线电压方程为：

$\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AB}}=U_{\mathrm{AN}}-U_{\mathrm{BN}}=R_S(i_A-i_B)+L_S\frac{d(i_A-i_B)}{\mathrm{dt}}+k_e\·\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}\·\frac{d(f_{\mathrm{ar}}\left(\mathrm{\θ}\right)-f_{\mathrm{br}}\left(\mathrm{\θ}\right))}{\mathrm{d\θ}}\\ =R_S(i_A-i_B)+L_S\frac{d(i_A-i_B)}{\mathrm{dt}}+k_e\·\mathrm{\ω}\·\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{abr}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{d\θ}}=U_A-U_B\end{array}$

$\left(6\right),\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{BC}}=U_{\mathrm{BN}}-U_{\mathrm{CN}}=R_S(i_B-i_C)+L_S\frac{d(i_B-i_C)}{\mathrm{dt}}+k_e\·\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}\·\frac{d(f_{\mathrm{br}}\left(\mathrm{\θ}\right)-f_{\mathrm{cr}}\left(\mathrm{\θ}\right))}{\mathrm{d\θ}}\\ =R_S(i_B-i_C)+L_S\frac{d(i_B-i_C)}{\mathrm{dt}}+k_e\·\mathrm{\ω}\·\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{bcr}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{d\θ}}=U_B-U_C\end{array}$

$\left(7\right),\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{CA}}=U_{\mathrm{CN}}-U_{\mathrm{AN}}=R_S(i_C-i_A)+L_S\frac{d(i_C-i_A)}{\mathrm{dt}}+k_e\·\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}\·\frac{d(f_{\mathrm{cr}}\left(\mathrm{\θ}\right)-f_{\mathrm{ar}}\left(\mathrm{\θ}\right))}{\mathrm{d\θ}}\\ =R_S(i_C-i_A)+L_S\frac{d(i_C-i_A)}{\mathrm{dt}}+k_e\·\mathrm{\ω}\·\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{car}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{d\θ}}=U_C-U_A\end{array}$

其中，U_AB、U_BC、U_CA为电机线电压，U_A、U_B、U_C为电机端电压，ω代表电机的瞬时角速度，f_abr(θ)、f_bcr(θ)、f_car(θ)是随电机转子位置变化而变化的线线间磁链函数。现在定义一个磁链函数H(θ)_ab：

$H{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{ab}}=\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{abr}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{\mathrm{d\θ}}---\left(9\right)$

则H(θ)_ab可以表示为：

$H{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{ab}}=\frac{1}{\mathrm{\ω}\·k_e}[(U_A-U_B)-R_S(i_A-i_B)-L_S(\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}})]---\left(10\right)$

H(θ)_ab和转子位置具有一一对应关系，从理论上可以由该函数估算出电机转子的位置。但由式(10)可知，计算H(θ)_ab除了需要使用线电压、电机参数外，还需要获得电机转子的瞬时速度ω，而转子速度在动态情况下很难精确测取。

为了消除H(θ)_ab函数中的瞬时速度项ω，我们定义一个新的磁链函数L(θ)，其为两个线线间磁链函数H(θ)相除得到：

${L\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{bc}/\mathrm{ab}}=\frac{{H\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{bc}}}{H{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{ab}}}---\left(11\right)$

由式(6)～(11)得：

$L{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{bc}/\mathrm{ab}}=\frac{(U_B-U_C)-R_S(i_B-i_C)-L_S(\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}})}{(U_A-U_B)-R_S(i_A-i_B)-L_S(\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}})}---\left(12\right)$

将式(12)离散化，得到以下方程：

${L\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{bc}/\mathrm{ab}\left(k\right)}=\frac{(U_B\left(k\right)-U_C\left(k\right))-R_S\·(i_B\left(k\right)-i_C\left(k\right))-L_S\·\left(\frac{(i_B\left(k\right)-i_B(k-1))-(i_C\left(k\right)-i_C(k-1))}{t_k-t_{k-1}}\right)}{(U_A\left(k\right)-U_B\left(k\right))-R_S\·(i_A\left(k\right)-i_B\left(k\right))-L_S\·\left(\frac{(i_A\left(k\right)-i_A(k-1))-(i_B\left(k\right)-i_B(k-1))}{t_k-t_{k-1}}\right)}---\left(13\right)$

通过此方程便可以对电机进行准确换相。L(θ)函数的值从正无穷大跳变到负无穷大的时刻即为无刷直流电机的准确换相时刻。

虽然L(θ)函数经式（13）离散化后方便软件处理，但是它需要获得三路端电压和三路相电流的信息，还需要知道等效电感和定子电阻的大小，而等效电感是由定子自感和定子绕组间的互感间接得到的。在通常情况下，定子自感和定子绕组间互感很难精确测量，并且它们会随着电机运行状态的变化而发生变化，还由于电感是与电流的微分量联系在一起的，电机换相时刻的判断也会受其测量误差的影响。因此，采用式（13）直接对电机转子位置进行检测具有一定的困难，该方法对电机本身的参数依赖性较强。为了解决上述问题，本发明提出一种简化的L(θ)函数计算方法，设电机母线电流为i_S。

假设电机当前相序为A+C-导通，A相为换相相，B相为不导通相，C相为非换相相。当无刷直流电机具有理想的梯形波反电动势和标准的方波电流，则在整个AC导通的区间内，i_A=-i_C=i_S为一恒定值，i_B=0，由此可以得出 那么，式(12)可以简化为：

$L{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{bc}/\mathrm{ab}}=\frac{U_B-U_C-R_S{i}_S}{U_A-U_B-R_S{i}_S}---\left(14\right)$

式（14）便是简化后的L(θ)函数，以此类推可以写出L(θ)函数的另外两种简化形式：

$L{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{ca}/\mathrm{bc}}=\frac{U_C-U_A-R_S{i}_S}{U_B-U_C-R_S{i}_S}---\left(15\right)$

$L{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{\mathrm{ab}/\mathrm{ca}}=\frac{U_A-U_B-R_S{i}_S}{U_C-U_A-R_S{i}_S}---\left(16\right)$

由式(14)、(15)、(16)可以看出，简化后的L(θ)函数消去了电流微分量，可以完全不需要电机的电感参数，在实际应用时，只需要检测电机的三路端电压和母线电流即可，大大地减少了使用L(θ)函数检测转子位置的计算量。

附图1和2分别给出了不同转速时L(θ)函数波形和简化L(θ)函数的波形。由图1和图2可以看出，采用L(θ)函数法及其简化形式均能正确给出换相信号，但低速时的L(θ)函数波形毛刺较多。

相对于现有技术，本发明的有益效果是，本发明所提出的简化转子位置检测法与转子速度无关，克服了传统无位置传感器转子位置检测方法的缺点，拓宽无位置传感器运行的调速范围，控制系统实现更简单。

附图说明

图1不同转速下的L(θ)函数波形图

图2不同转速下的简化L(θ)函数波形图

图3控制系统的结构框图

图4电压检测电路

图5定子A相电流的采样调理电路

具体实施方式

本发明的实例结合附图说明如下：参见图3，本发明控制系统包括三相交流电源、整流逆变电路、无刷直流电机、三相逆变器功率器件驱动电路、电压电流检测电路、光电隔离电路及微处理器单元。三相交流电源经整流逆变电路连接至无刷直流电机；电压电流检测电路连接无刷直流电机进行检测后输出的信号连接至光电隔离电路；信号经光电隔离后输出到微处理器单元；微处理器的六路输出经三相逆变器功率器件驱动电路连接至逆变电路。

下面参照附图对本发明专利的具体实施方法进行详细说明。本发明系统结构如图3所示，系统控制核心是TMS320F2812型DSP，利用该芯片的事件管理器的全比较单元产生六路PWM波形，并利用PWM下溢中断触发AD采样。芯片TMS320F2812包含16路12位的ADC模块，利用该ADC模块对电机的母线电压、母线电流、三相端电压和三相相电流进行采样，并在ADC中断服务子程序中进行过压、欠压以及过流的保护，根据检测到的电压电流量进行简化L(θ)函数的运算实现电机正确换相。芯片TMS320F2812具有56个多功能复用的GPIO口，本系统将多路复用器配置为数字I/O口模式，通过隔离光耦对外界的输入输出电平进行控制。

由于电机直流侧电压是通过电容滤波的三相不控整流电路获得，而控制器的采样端口最大电压不能超过3V。因此，本发明出于安全考虑，首先对电机母线电压以及端电压进行分压，然后通过线性光耦实现强弱电的隔离再送至DSP的采样端口。线性光耦采用HCNR201，它具有很高的灵敏度和线性度，能很好的实现强弱电之间的隔离。通过HCNR201和运算放大器的结合，能够实现电压的隔离传输和检测，如图4所示。

本系统采用CSM050AP型霍尔电流传感器进行电流采样。电机电流经霍尔电流传感器输出后需要经过采样电阻转换成电压变量后才能供DSP采样。由于DSP的ADC模块只能接受0～3V的直流信号，因此将交流采样信号输入DSP之前，需对采样信号进行电压跟随、滤波、偏置、反相处理，其中定子A相电流的采样调理电路如图5所示。

Claims (4)

1.一种无刷直流电机无位置传感器控制方法，在应用该方法的系统中包括三相交流电源、整流逆变电路、无刷直流电机、三相逆变器功率器件驱动电路、电压电流检测电路、光电隔离电路及微处理器单元，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

由微处理器单元中的模数转换通道对电机三相绕组的端电压和相电流进行采样，用基于简化L(θ)函数的算法对采样信号进行处理，进而得到换相信号来实现无位置传感器控制；简化L(θ)函数的公式如下式(1)-(3)所示：

$L{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{bc/ab}=\frac{U_B-U_C-R_S{i}_S}{U_A-U_B-R_S{i}_S}---\left(1\right)$

$L{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{ca/bc}=\frac{U_C-U_A-R_S{i}_S}{U_B-U_C-R_S{i}_S}---\left(2\right)$

$L{\left(\mathrm{\θ}\right)}_{ab/ca}=\frac{U_A-U_B-R_S{i}_S}{U_C-U_A-R_S{i}_S}---\left(3\right)$

式中，U_A、U_B、U_C表示三相绕组的相电压(V)；

i_s表示绕组的相电流(A)；

R_S表示相绕组电阻(Ω)；

其中，只需利用简化L(θ)函数曲线的上半部分就能得到转子位置信息，标准的换相点出现在简化L(θ)函数的波形峰值处，其具体操作方法是先将处理计算得到的简化L(θ)函数值与预先设定的阈值相比较，达到阈值就认为换相时刻到来，发出控制信号使相应的相导通。

2.根据权利要求1所述的无刷直流电机无位置传感器控制方法，其特征在于：对电机母线电压以及端电压进行分压，通过线性光耦实现强弱电的隔离，经钳位二极管送入微处理器单元。

3.根据权利要求1所述的无刷直流电机无位置传感器控制方法，其特征在于：电机电流经霍尔电流传感器输出后，经过采样电阻转变成电压信号，再经电压跟随、滤波、偏置、反相处理后送入微处理器单元。

4.根据权利要求1所述的无刷直流电机无位置传感器控制方法，优选地，阈值为35。