CN103208920B - 直流变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种直流变换装置，其包括开幅抑制单元，用于当直流电源的电压或者直流电源的电压的分压超过预定的第一基准电压时，根据电压变化量，对第四开关单元的开幅进行控制，使得第四开关单元的开幅逐渐降低为0％；并且，当直流电源的电压或者直流电源的电压的分压低于预定的第一基准电压时，根据电压变化量，对第四开关单元的开幅所进行的控制，使得第四开关单元的开幅逐渐增加至与第一开关单元的开幅相同为止。本发明的直流变换装置，通过增加开幅抑制单元，能够在全桥方式与半桥方式之间的切换过程中，根据直流电源的电压或其分压的变化量来对开关单元的开幅逐渐地进行控制，使开幅缓慢地变化，从而能够平缓地进行切换。

Description

直流变换装置

技术领域

本发明涉及一种直流变换装置，尤其是应用在电流共振电源中，能够在全桥的工作方式和半桥的工作方式之间进行切换的直流变换装置。

背景技术

共振电源一般可以分为全桥型共振电源和半桥型共振电源。一般情况下，在输入电压低的情况下，多采用全桥型共振电源，而当输入电压高的情况下，多采用半桥型共振电源。具体而言，例如，在世界范围内，常用的交流电压有100V和240V两种。在交流电压为100V的情况下，常用全桥型共振电源。在交流电压为240V的情况下，常用半桥型共振电源。为了满足上述两种电压的需要，现有技术存在能够工作在半桥方式和全桥方式的共振电源，并且可以根据输入电压的高低，在半桥方式和全桥方式间进行切换，从而选择工作在与输入电压相适应的工作方式(如现有技术1-平3-289354、现有技术2-特开2006-238569)。

上述现有技术的共振电源中，首先，对输入的直流电压进行检测，该直流电源的电压一般是将交流电压进行整流后得到的直流电压。当该输入直流电压超过基准电压时，执行如下切换控制：将全桥电路的一侧臂的两个开关单元的一个完全闭合、另一个开关完全断开。通过这种切换控制，来实现从全桥方式向半桥方式的切换。反之，当输入的直流电压低于基准电压时，取消对上述两个开关单元的控制，从而从半桥方式恢复到全桥方式。上述的切换控制可以使用继电器或开关(如现有技术1)、或者使用比较器和逻辑电路(如现有技术2)来实现。

但是，当现有技术的切换方式应用在半波电流共振方式中时，将会产生如下缺陷：共振电容器的电压发生急剧的变化、并产生共振偏离等运行不正常的情况。

例如，将全桥方式和半桥方式进行比较，如下：

半桥方式的情况：VCri(h)＝V1×TQ2/T；

全桥方式的情况：VCri(F)＝V1×(TQ1-TQ2)/T。

其中，V1为直流电源Vi的电压；VCri(h)为半桥方式下的共振电容器Cri的电压；VCri(F)为全桥方式下的共振电容器Cri的电压；TQ1为在共振电源的一个开关周期内，第一开关单元Q1的闭合时间；TQ2为在一个开关周期内，第二开关单元Q2的闭合时间。

由此可见，当从半桥方式切换到全桥方式时，VCri的电压将会产生如下的差分：VCri(h)-VCri(F)＝Vi×(2TQ2-TQ1)/T，从而导致共振电容器Cri的电压VCri急剧的变化。由于VCri的急剧变化会对输出电压和共振条件造成影响，因此，会导致不稳定或共振偏离等运行不正常的情况。

另外，在采用相同的占空比的情况下，半桥方式和全桥方式的输出电压相等的条件为：

即Vo(h)＝Vo(F)的条件为TQ2＝2TQ1；其中，Vo(h)为半桥方式下的输出电压，Vo(F)为全桥方式下的输出电压。

共振电容器的电压VCri相等的条件为：

即VCri(h)＝VCri(F)的条件为2TQ2＝TQ1。

由此可见，如果要实现平滑地切换，需要进行进行瞬时的占空比切换控制，以使得从TQ2＝2TQ1变为2TQ2＝TQ1，并且为了适用该条件，还限定了切换的输入电压，所以控制难度极大。如图1所示，按照现有技术的方式，进行快速的切换，产生了如下的运行不正常的情况：共振电容器Cri的电压发生了急剧的变化，产生了共振偏离情况，并且还存在能量无法传输到二次侧的情况。

发明内容

本发明提供一种直流变化装置，可以根据输入电压的变化，平缓地进行全桥方式与半桥方式之间的切换。

本发明提供一种直流变化装置包括：

第一串联电路，与直流电源并联，包括以串联方式连接的第一开关单元和第二开关单元；

第二串联电路，与所述直流电源并联，包括以串联方式连接的第三开关单元和第四开关单元；

第三串联电路，连接在所述第一开关单元和所述第二开关单元的连接点、和所述第三开关单元和所述第四开关单元的连接点之间，包括以串联方式连接的共振电容器、共振电抗器和变压器的一次线圈；

在所述第一开关单元、所述第二开关单元、所述第三开关单元和所述第四开关单元上分别并联有第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，该并联方式为所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管和所述第四二极管的阴极分别连接在所述第一开关单元、所述第二开关单元、所述第三开关单元和所述第四开关单元的主电极的正极侧；

整流平滑电路，用于对所述变压器的二次线圈的电压进行半波整流平滑的处理；

PWM(PulseWidthModulation，脉冲宽度调制)控制单元，用于根据所述整流平滑电路的输出电压，使所述第一开关单元及所述第四开关单元和所述第二开关单元及所述第三开关单元以互补的方式交替地进行开关操作；

电压比较计算单元，用于计算所述直流电源的电压或者所述直流电源的电压的分压相对于预定的第一基准电压的电压变化量，并将该电压变化量输出至开幅抑制单元；

开幅抑制单元，用于当所述直流电源的电压或者直流电源的电压的分压超过所述预定的第一基准电压时，根据所述电压变化量，对所述第四开关单元的开幅进行控制，使得所述第四开关单元的开幅逐渐降低为0；并且，当所述直流电源的电压或者所述直流电源的电压的分压低于所述预定的第一基准电压时，根据所述电压变化量，对所述第四开关单元的开幅所进行的控制，使得所述第四开关单元的开幅逐渐增加至与所述第一开关单元的开幅相同为止。

本发明的直流变换装置，通过增加开幅抑制单元，能够在全桥方式与半桥方式之间的切换过程中，根据直流电源的电压或其分压的变化量来对开关单元的开幅逐渐地进行控制，使开幅缓慢地变化，从而能够平缓地进行切换。

附图说明

图1为现有技术的电流共振型电源在进行全桥方式到半桥方式切换时的各部分的波形图；

图2为本发明实施例一的直流变换装置的结构示意图；

图3为本发明实施例一的半桥方式的半波电流共振电路的结构示意图；

图4为本发明实施例一的全桥方式的半波电流共振电路的结构示意图；

图5a-图5b为本发明实施例一的全桥方式下的各个开关单元工作过程中的电流路径示意图；

图6a-图6c为本发明实施例一的当TQ1大于TQ4时，电流变化的示意图；

图7为本发明实施例二的直流变换装置的结构示意图；

图8为本发明实施例二的直流变换装置的控制电路的结构示意图；

图9为本发明实施例二的控制电路在切换过程中的各部分的波形图；

图10为本发明实施例二的直流变换装置的在切换过程中的相关信号的动作波形图一；

图11a-图11e为本发明实施例二的直流变换装置的切换过程中的各个模式的电流变换的示意图；

图12a为本发明实施例二的直流变换装置的在切换过程中的相关信号的动作波形图二；

图12b为图12中t1-t2时间段内的波形放大图；

图12c为图12中t2-t3时间段内的波形放大图；

图12d为图12中t3-t4时间段内的波形放大图；

图13为本发明实施例二的直流变换装置在半桥方式下的等效电路图；

图14为本发明实施例二的直流变换装置的在半桥方式下的相关信号的动作波形图；

图15为本发明实施例二的直流变换装置的在全桥方式下的相关信号的动作波形图；

图16为本发明实施例三的直流变换装置的结构示意图；

图17为本发明实施例四的直流变换装置的结构示意图；

图18为本发明实施例五的直流变换装置的结构示意图；

图19为本发明实施例五的直流变换装置的控制电路的结构示意图；

图20为本发明实施例五的直流变换装置的在切换过程中的相关信号的动作波形图；

图21a-图21e为本发明实施例五的直流变换装置的切换过程中的各个模式的电流变换的示意图；

图22为本发明实施例六的直流变换装置的结构示意图；

图23为本发明实施例六的直流变换装置的控制电路的结构示意图；

图24为本发明实施例六的直流变换装置在半桥方式下的等效电路图；

图25为本发明实施例六的直流变换装置在半桥方式下的相关信号的动作波形图；

图26为本发明实施例六的直流变换装置在切换过程中的相关信号的动作波形图；

图27为本发明实施例六的直流变换装置在全桥方式下的相关信号的动作波形图。

具体实施方式

实施例一

如图2所示，其为本发明实施例一的直流变换装置的结构示意图，该直流变换装置包括：第一串联电路、第二串联电路、第三串联电路、整流平滑电路、PWM(PulseWidthModulation，脉冲宽度调制)控制单元、电压比较计算单元和开幅抑制单元。

第一串联电路，与直流电源Vi并联，包括以串联方式连接的第一开关单元Q1和第二开关单元Q2；

第二串联电路，与直流电源Vi并联，包括以串联方式连接的第三开关单元Q3和第四开关单元Q4；

第三串联电路，连接在第一开关单元Q1与第二开关单元Q2的连接点、和第三开关单元Q3与第四开关单元Q4的连接点之间，包括以串联方式连接的共振电容器Cri、共振电抗器Lr和变压器T的一次线圈P。

在第一开关单元Q1、第二开关单元Q2、第三开关单元Q3和第四开关单元Q4上分别并联有第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，该并联方式为第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管的阴极分别连接在第一开关单元Q1、第二开关单元Q2、第三开关单元Q3和第四开关单元Q4的主电极的正极侧；其中，主电极是指当开关单元闭合时，有实际电流流入和流出的电极(例如，MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的源极和漏极)，而不是接收开关控制信号的电极(例如，MOSFET的栅极)。也可以说，各个二级管反向并联于各个开关单元上，即二极管的电流导通方向与开关单元的电流导通方向相反。

整流平滑电路，用于对变压器T的二次线圈S的电压进行半波整流平滑的处理。在本实施例中，整流平滑电路可以包括一个二极管Rc和一个与二次线圈S并联的电容器Co。整流平滑电路的输出端连接负载。

PWM(PulseWidthModulation，脉冲宽度调制)控制单元，用于根据整流平滑电路的输出电压，使第一开关单元Q1及第四开关单元Q4和第二开关单元Q2及第三开关单元Q3以互补的方式交替地进行开关操作；

电压比较计算单元，用于计算直流电源Vi的电压或者直流电源Vi的电压的分压相对于预定的第一基准电压的电压变化量，并将该电压变化量输出至开幅抑制单元；在本实施例中，电压比较计算单元可以具体为第一运算放大器OP1。本实施例中，将直流电源Vi的电压通过电阻R1和R2进行分压，将分压后的电压与预定的第一基准电压Vref1进行比较，并通过第一运算放大器OP1计算分压后的电源电压相对于第一基准电压Vref1的变化量，并输出至开幅抑制单元。另外，作为可以选的实施方式，也可以采用其他的直接或者间接的测量直流电源的电压变化量的方式。

开幅抑制单元，用于当直流电源Vi的电压或者直流电源Vi的电压的分压超过预定的第一基准电压时，根据电压变化量，对第四开关单元Q4的开幅进行控制，使的第四开关单元Q4的开幅逐渐降低为0％；并且，当直流电源Vi的电压或者直流电源Vi的电压的分压低于预定的第一基准电压时，根据电压变化量，对第四开关单元Q4的开幅所进行的控制，使得第四开关单元Q4的开幅逐渐增加至与第一开关单元Q1的开幅相同为止。

本发明中的开幅是指在PWM控制单元的一个开关控制周期内(包括ON(闭合)和OFF(断开)的时间)，对各个开关单元的控制信号为使开关单元处于闭合状态(ON状态)的时间与整个开关控制周期的比值，即开关控制信号的占空比。在本发明的实施例中，对开关单元的控制信号为高电平时，开关单元处于闭合状态。

在本实施例中，的第一至第四开关单元可以采用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，在MOSFET的等效电路图中，MOSFET本身还包括一个并联于该并联于MOSFET的漏极和源极之间的体二极管(也可以认为，在等效电路中，MOSFET包含一个MOSFET子单元和一个并联于该MOSFET子单元的漏极和源极之间的体二极管)，该体二极管可以作为本发明中的与各个开关单元并联的第一至第四二极管，这样就不用再额外并联一个二极管了。也就是说，在采用MOSFET的情况下，第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管包含在MOSFET内。也可以认为，在采用MOSFET的情况下，并联的第一至第四二极管与各个开关单元一体设置。

另外，在图2所示的电路中，在每个开关单元上，还可以再分别并联一个电压共振电容器，即如图2所示的Crv1、Crv2、Crv3和Crv4。

在上述的第三串联电路中，通过共振电容器Cri、共振电抗器Lr和变压器T的一次线圈组成的共振回路，在变压器的一次侧产生共振，从而将能量传递到变压器的二次侧。其中，变压器的一次线圈P所产生的励磁电感表示为Lp；共振电抗器Lr可以为：例如，由变压器T的一次测和二次侧之间的漏感而产生。

对于开幅抑制单元，其对Q4的开幅进行的抑制，至少可以采用如下两种方式：

1、只对第四开关单元Q4的开幅进行调整，使其逐渐变为0％；或者由0％逐渐增加至于Q1的开幅相同。而在此过程中，不改变第三开关单元Q3的开幅，而始终使第三开关单元Q3和第二开关单元Q2的开幅相同。这种控制方式，体现在PWM控制单元的控制信号的波形上为：对第二开关单元Q2的开关控制信号的波形和对第三开关单元Q3的开关控制信号的波形相同。将第二开关单元Q2和第三开关单元Q3的开幅设置为相等，只调整第四开关单元Q4的开幅，可以削减电路来降低成本和缩小电路空间。

2、在调整第四开关单元Q4的开幅的同时，也调整第三开关单元Q3的开幅。在全桥方式下，第四开关单元Q4和第三开关单元Q3始终以互补的方式进行断开和闭合的操作。因此，在抑制第四开关单元Q4的开幅的同时，可以同步增加第三开关单元Q3的开幅，直至第四开关单元Q4的开幅变为0％，而第三开关单元Q3的开幅变为100％；反之，在减小对第四开关单元Q4的开幅的抑制的时候，第四开关单元Q4的开幅逐渐增加，直至与第一开关单元Q1的开幅相同，而第三开关单元Q3的开幅也逐渐减小，并且始终与第四开关单元Q4的开幅保持互补的关系。这种控制方式，体现在PWM控制单元的控制信号的波形上为：对第三开关单元Q3的开关控制信号的波形和对第四开关单元Q4的开关控制信号的波形相反。

现有技术中，当输入电压超过第一基准电压时，通过使用开关或继电器等从全桥方式向半桥方式进行切换，即直接将开关单元的开幅变为0％或100％。在本发明的电路中，在全桥与半桥的切换的过程中，根据输入电压的变化情况，对第四开关单元Q4的开幅进行调整，通过使开幅缓慢的变化，使得可以平滑地在全桥方式切换和半桥方式之间进行切换。另外，本发明不适用于一直工作在占空比为50％的全波电流共振型电路中，而适用于占空比可以不固定的半波电流共振型电路中。

下面来分别说明一下本实施例的全桥方式、半桥方式以及电路在切换过程中的等效电路以及电路的工作状态。

(一)半桥方式的半波电流共振电路

如图3所示，其为本发明实施例一的半桥方式的半波型电流共振电路的结构示意图。在图2的基础上，当第三开关单元Q3处于闭合状态，而第四开关单元Q4处于断开状态时，图2的电路就切换为图3所示的半桥型半波电流共振电路(省略了其中的控制电路部分)。

为了描述方便，以TQ1、TQ2、TQ3、TQ4分别代表Q1、Q2、Q3、Q4在一个开关控制周期内的被控制为闭合时间。T表示一个开关控制周期。

在半桥型半波电流共振电路中，在第一开关单元Q1闭合、第二开关单元Q2断开期间，直流电源Vi向共振电容器Cri充电；在第二开关单元Q2闭合、第一开关单元Q1断开期间，将共振电容器Cri的能量传递到变压器的二次侧。

其中，共振电容Cri的充电电压为：

VCri＝V1×TQ1/T。

二次侧的负载Ro的电压Vo为：

Vo＝VCri×N2/N1。

将上述两个公式进行整理后得到：

Vo＝V1×TQ1/T×N2/N1。

其中，V1为直流电源Vi的电压，N1为一次线圈的匝数，N2为二次线圈的匝数。由此可见，通过调整TQ1，即调整TQ1与TQ2的比率，就可以调整输出电压Vo。

(二)全桥方式的半波电流共振电路

如图4所示，其为本发明实施例一的全桥方式的半波电流共振电路的结构示意图。在全桥方式下，通过第一开关单元Q1和第三开关单元Q3与第二开关单元Q2和第四开关单元Q4的交替断开和闭合(即，当Q1和Q3处于闭合状态时，Q2和Q4将处于断开状态)，来控制整个电路的谐振状态，从而向二次侧传递能量。在处于全桥方式工作时，可以将该电路的开关控制信号控制为：TQ1＝TQ4、TQ2＝TQ3。另外，还可以在开关控制信号中加入死区时间(deadtime)，通过控制死区时间来避免Q1与Q2(或者Q3与Q4)的开关控制信号发生重叠。

如图5a、5b所示，其为本发明实施例一的全桥方式下的各个开关单元工作过程中的电流路径示意图。其中，在图5a和图5b所示的两种状态中，向共振电容器Cri充电的能量的流动方向是相反的。如果不考虑共振电容器Cri发生非常大的电压波动的情况，则共振电容器Cri的充电电压为：

VCri＝V1×TQ1/T-V1×TQ2/T。

其中，V1为直流电源Vi的电压，由于在全桥方式下，由于Q1和Q4是同时闭合同时断开的，Q2及Q3也是同时闭合同时断开的。即Q1和Q4的开幅相同，Q2和Q3的开幅相同。所以，TQ1表示Q1和Q4在一个开关控制周期内的被控制为闭合时间，TQ2表示Q2和Q3在一个开关控制周期内的被控制为闭合时间。在这里，以TQ1期间内充电的能量的方向为正。

通过上式可知，当TQ1＝TQ2时，即占空比(duty)为50％时，VCri为0；当TQ1＞TQ2时，VCri为正值；当TQ1＜TQ2时，VCri为负值。

如图5b所示，在Q2及Q3闭合期间，二次侧的整流二极管Rc导通，能量从一次侧传递至二次侧。这个期间，如果不考虑Q2及Q3的闭合阻抗，则励磁电感Lp上产生的电压VLp为：VLp＝V1+VCri。

其中，由于前述的式子中，VCri会根据TQ1和TQ2的关系发生正负的反转。因此，当TQ1＞TQ2时，VLp将会上升到电源电压以上，处于升压模式；TQ2＞TQ1时，VLp将会下降到电源电压以下，处于降压模式。

输出电压Vo为：

Vo＝{V1×(1+(TQ1-TQ2)/T}×N2/N1。

这样通过调整TQ1和TQ2就可以对输出电压Vo进行控制。

以上分别说明了，全桥方式和半桥方式的工作状态。下面继续说明当电路发生切换时的工作状态。

(三)从全桥方式向半桥方式切换

参见图2，在本发明的电路中，工作在全桥方式时，TQ1＝TQ4，TQ2＝TQ3。当电源电压Vi上升，通过R1和R2分压后的电压超过了第一基准电压Vref1时，第一运算放大器OP1的输出下降。

开幅抑制单元根据第一运算放大器OP1的输出，控制Q4的开幅变窄(减小Q4的占空比)，从而使得TQ1＞TQ4。在此过程中，可以控制Q4的开幅逐渐变窄，直到Q4的占空比为0％。通过让Q4的开幅逐渐变化的方式，使得共振电容器Cri的电压缓慢变化，从而在全桥方式向半桥方式的切换过程中，不会产生运行不正常的情况。如图6a-图6c所示，其为本发明实施例一的当TQ1大于TQ4时，电流变化的示意图，工作在全桥方式时，输出电压Vo为：Vo＝{V1×(1+(TQ1-TQ2)/T}×N2/N1。

这里，当开幅逐渐变化为TQ1＞TQ4时，电路的电流发生大致如图6a-图6c所示的变化。

在图6a中，Q1和Q4处于闭合的期间，共振电容Cri进行充电；在图6b中，由于Q4处于断开的期间为电感Lr和共振电容Cri的循环期间，所以Cri的正方向的充电期间仅在Q4处于闭合的期间。

因此，当Q4未完全切换至半桥方式时(Q4并未完全处于断开状态，即Q4的占空比不为0％时)，输出电压Vo为：

Vo＝{V1×(1+(TQ4-TQ2)/T)}×N2/N1。

当切换为半桥方式时(Q4完全断开后，即Q4的占空比变为0％)，输出电压Vo变为：

Vo＝{V1×(1+(-TQ2)/T)}×N2/N1＝V1×TQ1/T×N2/N1。

当Q4完全断开后，彻底切换到了半桥方式，因此，图6a所示的期间就不存在了。电路将在图6b和图6c之间变换。Q3的闭合期间优选为与Q2的闭合期间相同(即TQ2＝TQ3)。如图6b所示，通过Q4的翻转信号的驱动，进入Q4的断开的期间后，与Q3并联的体二极管也导通，在与Q3并联的体二极管导通的期间相当于Q3闭合一样，进行同步的整流，因此，能够改善损耗。

(四)从半桥方式向全桥方式切换

在已经切换到半桥方式后，当直流电源的电压V1下降，通过R1和R2分压后的电压低于第一基准电压Vref1时，第一运算放大器OP1的输出升高，从而开始从半桥方式向全桥方式的切换。

从半桥方式向全桥方式的切换与从全桥方式向半桥方式的切换的不同之处在于，开幅抑制单元根据第一运算放大器OP1的输出，控制Q4的开幅变宽，直至Q4的开幅与Q1的开幅相同为止，即逐渐解除对于Q4开幅的限制，使得Q4的开幅恢复到全桥方式的水平。

实施例二(最佳实施例)

如图7所示，其为本发明实施例二的直流变换装置的结构示意图。如图8所示，其为本发明实施例二的直流变换装置的控制电路的结构示意图。如图9所示，其为本发明实施例二的控制电路在切换过程中的各部分的波形图。图10为本发明实施例二的直流变换装置的在切换过程中的相关信号的动作波形图一。

图8中的主要包括如下电路元件：

ISO为光电耦合器；

OP1和OP2为第一运算放大器和第二运算放大器；

VCO为电压控制振荡器，能够通过外加电压控制振荡频率；

ONE-SHOT为单稳态触发器；

Comp1为比较器；

INV1和INV2为反相器；

DT1-DT4为死区时间单元，其功能为避免交互地进行断开/闭合操作的开关单元出现同时闭合的状态。例如，在Q1和Q2进行交互的断开/闭合操作的时候，在开关控制信号上形成一个Q1和Q2同时处于断开状态的时间，从而避免出现Q1和Q2同时闭合状态。

LEVELSHIFT为电平移动单元，用于将从低压电路输出的驱动信号转变为高电位侧的Q1、Q3的栅极信号。

BUFF1-BUFF4缓冲单元，用于驱动Q1-Q4的栅极。

图10的波形图中的各个标号的含义如下：

IQ1表示在第一开关单元Q1的源极与第一开关单元Q1和第二开关单元Q2的连接点之间流动的电流；IQ2表示在第一开关单元Q1和第二开关单元Q2的连接点与第二开关单元Q2的漏极之间流动的电流；IQ3表示在第三开关单元Q3的源极与第三开关单元Q3和第四开关单元Q4的连接点之间流动的电流；IQ4表示在第三开关单元Q3和第四开关单元Q4的连接点与第四开关单元Q4的漏极之间流动的电流；ICri表示流向电流共振电容器Cri的电流；IRc表示流向二极管Rc的电流；Q1Vgs表示第一开关单元Q1的栅极和源极之间的电压；Q2Vgs表示第二开关单元Q2的栅极和源极之间的电压；Q3Vgs表示第三开关单元Q3的栅极和源极之间的电压；Q4Vgs表示第四开关单元Q4的栅极和源极之间的电压；

实施例二对控制电路的结构进行了进一步的细化描述。在实施例二的电路中，对直流电源Vi的电压V1进行检测，当直流电源Vi的电压V1的分压超过基准值时，根据直流电源Vi的电压V1的分压相对于基准值的电压变化量来对Q3及Q4的开幅进行控制，使得Q4的开幅逐渐减小，直至0％，而Q3开幅逐渐增加，直至100％，从而实现从全桥方式到半桥方式的切换。当直流电源Vi的电压V1的分压低于基准值时，根据直流电源Vi的电压V1的分压相对于基准值的电压变化量来对Q3及Q4的开幅进行控制，逐渐减少对Q4开幅的限制，使得Q4的开幅逐渐增加，Q3的开幅逐渐减小，直至Q4的开幅等于Q1的开幅为止，从而实现从半桥方式到全桥方式的切换。体现在PWM控制单元的控制信号的波形上为：对第三开关单元Q3的开关控制信号的波形和对第四开关单元Q4的开关控制信号的波形相反。第四开关单元Q4与第三开关单元Q3的开关控制信号的波形相反，主要是通过反相器INV2实现的。

下面详细描述一下实施例二的控制电路的具体结构。实施例二将实施例一中的PWM控制单元、电压比较计算单元以及开幅抑制单元集成在了图7所示的控制电路Cont中。并且本实施例中还可以包括一个误差增幅器ERRORAMP，用于将变压器T的二次侧产生的电压信号向一次侧反馈。该误差增幅器也可以集成在图7所示的控制电路Cont中。具体地，控制电路Cont可以由图8所示的电路结构来实现。其中，误差增幅器ERRORAMP对应图8中包括VCO的左上角的电路部分，即由ISO、OP2、VCO、R5、R6以及Vref2所构成的电路部分。

误差增幅器ERRORAMP的输入侧与二次侧的输出端子连接，如图7所示的Cont的FB和G2引脚与二次侧的输出端子连接。该误差增幅器ERRORAMP将平滑电容器Co两端的电压与预定的第二基准电压进行比较，计算误差电压，并将该误差电压作为电压误差信号反馈给一次侧的控制电路Cont。控制电路Cont可以根据误差增幅器ERRORAMP反馈的电压误差信号，对第一开关单元Q1及第四开关单元Q4和第二开关单元Q2及第三开关单元Q3交互地进行PWM控制操作，从而使得输出电压Vo保持一定。在这样的情况下，再向第一开关单元Q1及第四开关单元Q4和第二开关单元Q2及第三开关单元Q3的各个栅极上，施加作为控制信号的具有死区时间的电压信号。从而避免第一开关单元Q1及第二开关单元Q2和第三开关单元Q3及第四开关单元Q4的闭合期间发生重叠，确保能交互的进行断开/闭合的动作。

另外，在本实施例中，各个开关单元采用了MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，如图7中所示的并联在开关单元上的二极管为在MOSFET的等效电路中所包含的体二极管。

本实施例的开幅抑制单元可以具体包括：比较器Comp1、与单元AND和锯齿波生成单元；

其中，锯齿波生成单元可以进一步包括：三极管Q5和电容C4以及电阻R7及电源VDD。三极管Q5的基极与电压控制振荡器VCO连接，接收变压器二次侧的电压反馈，从而能够使得锯齿波生成单元所产生的锯齿波具有与PWM控制单元相同的频率，也就是说，该锯齿波的周期与PWM控制单元的一个开关控制周期相同，具体可以参见图9所示的C4输出所对应的波形图。本实施例中的锯齿波生成单元并不限于实施例中所列举的具体结构，可以使用现有技术中任意的能够产生锯齿波的电路结构。

本实施例中，电压比较计算单元可以具体为第一运算放大器OP1，向第一运算放大器OP1的反相输入端输入与直流电源Vi的电压的分压相关的电压信号，第一运算放大器OP1的正相输入端输入第一基准电压Vref1。第一运算放大器OP1的输出连接到比较器Comp1的正相输入端。锯齿波生成单元的输出端(电容C4不接地的一端)与比较器Comp1的反相输入端连接。比较器Comp1的输出端与与单元AND的输入端的其中一个连接，对第一开关单元Q1的开关控制信号输入到与单元AND的另一个输入端，与单元AND的输出端的输出信号作为对第四开关单元Q4的开关控制信号。

下面结合具体的电路结构来说明一下本实施例的切换过程。

(一)从全桥方式向半桥方式切换

结合图9的波形图所示，本实施例的切换控制方式为：根据直流电源Vi的电压V1的变化，对Q4及Q3进行调整，即Q4的开幅减小的同时，Q3的开幅增加。该控制电路的工作过程如下：

直流电源Vi电压V1上升，导致通过R1和R2产生的分压高于第一基准电压Vref1时，第一运算放大器OP1的输出下降。第一比较器Comp1将第一运算放大器OP1的输出与电容器C4的电压(锯齿波)进行比较。当第一运算放大器OP1的输出大于电容器C4的电压时，第一比较器Comp1输出高电平；当第一运算放大器OP1的输出小于电容器C4的电压时，第一比较器Comp1输出低电平。将第一比较器Comp1的输出和反相器INV1的输出通过与单元AND进行与运算，并将与运算的输出提供给死区时间单元DT4。通过该与运算，从反相器INV1的输出中除去了第一比较器Comp1的输出为低电平的时期。通过死区时间单元DT4设置了预定的死区时间后，生成了对Q4进行控制的控制信号。由于第一比较器Comp1输出的低电平信号，借助电容器C4的锯齿波的斜率而逐渐变化，从而对Q4的控制信号也是逐渐变化的。由于反相器INV1的输出是对Q1的控制信号，从而使得对Q4的控制信号和对Q1的控制信号保持同步。由于反相器INV2的输出是对Q3的控制信号，也就是对对Q4的控制信号执行反转操作后的信号，所以针对反相器INV2的输出信号也通过死区时间单元DT3设置了预定的死区时间。

下面通过几个阶段的电路模式来进一步说明本实施例的切换过程。图11a-图11e为本发明实施例二的直流变换装置的切换过程中的各个模式的电流变换的示意图。图10对应示出了各个模式对应的相关信号的动作波形。切换过程主要包括以下几个模式：

模式一：

如图11a所示，在该模式中，Q1和Q4处于闭合状态。电流路径为：Vi→Q1→Lr→Lp→Cri→Q4→Vi。处于Lr、Lp、Cri的共振期间。

模式二：

如图11b所示，从模式一转变为Q4断开的状态。由于断开了Q4，流向Q4的电流转流至Q3的体二极管，从而电流路径为：Lr→Lp→Cri→Q3(D)→Q1→Lr。其中，Q3(D)表示与Q3并联的体二极管。在模式二的期间中，使Q3闭合，能够实现零电压开关(ZVS，ZeroVoltageSwitch)，并可以进行同步整流。

模式三：

如图11c所示，在该模式中，从模式二转变为Q1断开的状态。由于断开了Q1，借助Lr、Lp的能量，流向Q1的电流转流至Q2的体二极管，并且在模式二中已经使Q3闭合，从而电流路径为：Lr→Lp→Cri→Q3→Vi→Q2(D)→Lr。其中，Q2(D)表示与Q2并联的体二极管。在模式三的期间中，使Q2闭合，能够实现零电压开关。另外，从此期间开始，二次侧的二极管Rc导通，开始将能量传递到二次侧。

模式四：

如图11d所示，在该模式中，从模式三转变为Cri放电状态。在模式三中已经使Q2闭合，从而电流路径为：Cri→Lp→Lr→Q2→Vi→Q3→Cri。在此期间，Rc已经导通，通过Lr和Cri的共振向二次侧传递能量。

模式五：

如图11e所示，在该模式中，从模式四转变为Q2和Q3断开的状态。由于该阶段为Cri、Lr、Lp的共振期间，Q1及Q4的体二极管导通，从而电流路径为：Lr→Q1(D)→Vi→Q4(D)→Cri→Lp→Lr。其中，Q1(D)表示与Q1并联的体二极管，Q4(D)表示与Q4并联的体二极管。在模式五的期间中，使Q1和Q4闭合，能够实现零电压开关，并且可以进行同步整流。当Cri转向充电状态时，开始转变为模式一。

以上的所示的所有模式中，都实现了ZVS，没有引起运行不正常的情况。当Q4完全断开(TQ4＝0)并且Q3仅在死区时间(deadtime)时为断开状态、其他时间均处于闭合状态的情况下，将不存在模式一，并且在模式五的期间中，由于只使Q1闭合，通过Cri、Lr、Lp的共振，将向模式二转变。另外，当Q3完全闭合的情况下，将不存在模式五，而从模式四向模式二转变。

图12a为本发明实施例二的直流变换装置的在切换过程中的各部分的波形图，图12b为图12中t1-t2时间段内的波形放大图，图12c为图12中t2-t3时间段内的波形放大图，图12d为图12中t3-t4时间段内的波形放大图。从图12a至图12d中可以看出，应用本实施例的直流变换装置，在从全桥方式到半桥方式切换的切换过程中，

没有出现电涌，Cri的电压也是缓慢变化的，平滑地从全桥方式逐渐切换到半桥方式。另外，向二次侧传输的电流IRc(流过二极管Rc的电流)也没有受到干扰，负载Ro的电流也没有出剧烈的波动。

(二)从半桥方式向全桥方式切换

与上述的从全桥方式到半桥方式切换的不同之处在于，在从半桥方式向全桥方式的切换过程中，Q4的开幅是逐渐变宽的，直至使得Q4的开幅等于Q1的开幅。切换过程中的电流变换与上述从全桥方式到半桥方式切换的过程中的电流变化过程相同，即图11a-图11e所示的电流变化示意图所示的各个状态。

无论是从全桥方式切换为半桥方式，还是从半桥方式切换为全桥方式，在切换的过程中，Q1的开幅都大于Q4的开幅。切换过程中的电流变换与上述从全桥方式到半桥方式切换的电流变化过程相同，即图图11a-图11e所示的电流变化示意图所示的各个状态。

当Q1的开幅等于Q4的开幅时，则说明进入了全桥方式。当Q4的开幅变为0％时，则说明已经进入了半桥方式。

(三)半桥方式

图13为本发明实施例二的直流变换装置的在半桥方式下的等效电路图，该图省略了电压比较计算单元的部分。图14为本发明实施例二的直流变换装置的在半桥方式下的相关信号的动作波形图。

半桥方式下，输出电压Vo的控制为：从整流平滑电路输出的输出电压Vo经过误差增幅器ERRORAMP(可以集成在控制电路Cont中)向变压器的一次侧反馈电压误差信号，根据该电压误差信号来对第一开关单元Q1进行PWM控制。这种情况下，第一开关单元Q1及第二开关单元Q2，如上，根据控制电路Cont的控制信号，交互地进行开关操作。在交互地进行开关操作的过程中，可以包含死区时间。

首先，第二开关单元Q2处于闭合状态的期间(例如T1-T2时间段)，通过电抗器Lr(例如，由变压器T的一次和二次线圈之间的漏电感而形成)和一次线圈P的励磁电感Lp向电流共振电容器Cri蓄积能量。这时，二次侧的二极管导通，电抗器Lr和电流共振电容器Cri上产生共振电流，并向二次侧传递能量。这里，可以认为直流电源Vi具有很大的电容，这样当直流电源Vi与电流共振电容器Cri串联时，由于直流电源Vi的电容远大于电流共振电容器Cri的电容，可以忽略直流电源Vi的容量。

然后，在第一开关单元Q1处于闭合状态的期间(例如T2-T3时间段)，通过电流共振电容器Cri蓄积的能量，使得电抗器Lr和变压器T的一次线圈P的励磁电感Lp和电流共振电容器Cri发生共振，产生共振电流，对一次线圈P的励磁电感的励磁能量进行重置。在此过程中，Cri进行了放电。

更详细地来说，在第二开关单元Q2处于闭合状态的期间，一次线圈P上被施加的电压为：首先，直流电源Vi的电压V1与电流共振电容器Cri的两端的电压VCri进行差分产生一差分电压，然后，一次线圈P的励磁电感和电抗器Lr对该差分电压进行分压，分压后的电压为一次线圈P上被施加的电压。并且，将一次线圈P上施加的电压嵌位在(Vo+Vf)×N1/N2的电位上，通过共振电容器Cri和电抗器Lr产生共振电流，将能量传递至二次侧。其中，Vf为二次侧的二极管Rc的导通后，该二极管上产生的电压。这样，二极管Rc产生电流IRc。当一次线圈P的电压没达到(Vo+Vf)×N1/N2时，不向变压器T的二次侧传递能量，而是通过一次线圈P的励磁电感和电抗器Lr和共振电容器Cri仅在一次侧进行共振。

第二开关单元Q2的闭合时间，一般可以频率固定地由第一开关单元Q1的闭合时间来决定，或者设定为任意的一规定时间。由于通过使第一开关单元Q1的闭合时间变化，可以使得第一开关单元Q1和第二开关单元Q2的占空比发生变化，从而使得电流共振电容器Cri的电压发生变化，所以，能够控制向二次侧传递的能量。通过使第一开关单元Q1的闭合时间变化，可以控制Cri的放电量。由于一次线圈P上施加的电压为：直流电源Vi的电压V1与向Cri进行充电后的电压VCri进行差分后的电压，所以，Cri的放电时间越少，则VCri上升，一次线圈上的电压VLp就会减少，反之，放电时间越长，VCri下降，一次线圈的电压VLp将会增加。

通过公式进行说明如下：由于向VCri的充电量由TQ2决定，所以VCri＝V1×TQ2/T。由于Lp上的电压为V1和VCri的差分后的电压，如果Lp远大于Lr，则VLp＝V1-VCri＝V1-V1×TQ2/T＝Vi×TQ1/T。

(四)全桥方式

图15为本发明实施例二的直流变换装置的在全桥方式下的相关信号的动作波形图。

全桥方式下，输出电压Vo的控制为：从整流平滑电路输出的输出电压Vo经过误差增幅器ERRORAMP向变压器的一次侧反馈电压误差信号，并根据该电压误差信号来对第一开关单元Q1及第四开关单元Q4进行PWM控制。这种情况下，第一开关单元Q1及第二开关单元Q2、和第三开关单元Q3及第四开关单元，如上所述，根据控制电路Cont的控制信号，在具有死区时间的方式下，交互地进行开关操作。在交互地进行开关操作的过程中，可以包含死区时间。

首先，在第一开关单元Q1及第四开关单元Q4的闭合期间(例如，T4-T5时间段)，通过电抗器Lr和变压器T的一次线圈的励磁电感Lp向电流共振电容器Cri上蓄积能量。

然后，在第二开关单元Q2及第三开关单元Q3的闭合期间(例如，T5-T6时间段)，通过电抗器Lr和变压器T的一次线圈P的励磁电感向电流共振电容器Cri进行反方向(与在第一开关单元Q1及第四开关单元Q4的闭合期间的方向相反)的能量蓄积。这样，Cri的充电电压VCri为

VCri＝V1×TQ1/T-V1×TQ2/T。此时，二次侧的二极管导通，通过电抗器Lr、共振电容器Cri上产生的共振电流，向二次侧传递能量。其中，V1为直流电源Vi的电压，TQ1表示Q1和Q4在一个开关控制周期内的被控制为闭合时间，TQ2表示Q2和Q3在一个开关控制周期内的被控制为闭合时间。

更详细的来说，在第二开关单元Q2的闭合期间，一次线圈P上施加的电压为：将直流电源Vi的电压V1的基础上叠加电流共振电容器Cri两端的电压VCri，然后，通过一次线圈P的励磁电感Lp和电抗器Lr对叠加后的电压进行分压，分压后的电压为一次线圈P上施加的电压。当TQ1＞TQ2时，V1＜VLp；当TQ1＜TQ2时，V1＞VLp。

然后，一次线圈上施加的电压被嵌位在(Vo+Vf)×N1/N2的电位上，并通过电流共振电容器Cri和电抗器Lr产生共振电流，向二次侧传递能量。这样，二次侧的二极管Rc上有电流流过。当一次线圈P的电压没有到(Vo+Vf)×N1/N2时，不向二次侧传递能量，而是通过变压器T的一次线圈P的励磁电感和电抗器Lr以及共振电容器Cri仅在一次侧进行共振。

在第二开关单元Q2的闭合期间，一般可以频率固定地由第一开关单元Q1的闭合时间来决定，或者设定为任意固定时间。通过使第一开关单元Q1的闭合时间变化，可以使得第一开关单元Q1和第二开关单元Q2的占空比发生变化，从而使得电流共振电容器Cri的电压发生变化，所以，能够控制向二次侧传递的能量。

通过公式进行说明如下：由于向共振电容器Cri的充电量由TQ1和TQ2的差决定，所以VCri＝V1×(TQ1-TQ2)/T。由于一次线圈上施加的电压为V1和VCri的和，如果Lp远大于Lr，则VLp为：

VLp＝V1+V1×(TQ1-TQ2)/T＝V1×(1+(TQ1-TQ2)/T)＝Vi×2×TQ1/T。

这里，将半桥方式和全桥方式的Lp上施加的电压进行比较可知，全桥方式下施加的电压是半桥方式下的两倍。因此，在直流电源Vi具有低电压的情况下切换为全桥，在直流电源Vi具有高电压的情况下切换为半桥。这样，能够使用输入电压变动范围窄的变压器，从而改善变压器的损耗，能够实现变压器的小型化。

实施例三

如图16所示，其为本发明实施例三的直流变换装置的结构示意图。该实施例在前述实施例的基础上，变更了电压共振电容器Crv的设置方式。在之前的实施例中，该电压共振电容器Crv分别与各个开关单元相连接，本实施例中，将该电压共振电容器Crv集中设置在电路的下方的开关单元上，并联在Q2和Q4上。

实施例四

如图17所示，为本发明实施例四的直流变换装置的结构示意图。与实施例三相反，本实施例将电压共振电容器Crv集中设置在电路的上方，并联在Q1和Q3上。另外，电压共振电容器Crv也可以并联在Q1和Q4上，或者并联在Q2和Q3上，即采用上下交替配置的方式构成。

实施例五

如图18所示，其为本发明实施例五的直流变换装置的结构示意图。图19为本发明实施例五的直流变换装置的控制电路的结构示意图。图20为本发明实施例五的直流变换装置的在切换过程中的各部分的波形图。本实施例的切换控制方式为：根据直流电源Vi的电压V1的变化，只对Q4进行调整，即Q4的开幅减小的同时，不改变Q3的开幅，而使Q3的开幅和Q2的开幅相等。体现在PWM控制单元的控制信号的波形上为：对第二开关单元Q2的开关控制信号的波形和对第三开关单元Q3的开关控制信号的波形相同。图19所示的控制电路与图8所示的控制电路的不同之处在于：删除了反相器INV2，并使Q3D与Q2D的输出相同。

下面通过几个阶段的电路模式来进一步说明本实施例的切换过程。

(一)从全桥方式向半桥方式切换

图21a-图21e为本发明实施例五的直流变换装置的切换过程中的各个模式的电流变换的示意图。切换过程主要包括以下几个模式：

模式一：

如图21a所示，在该模式中，Q1和Q4处于闭合状态。电流路径为：Vi→Q1→Lr→Lp→Cri→Q4→Vi。处于Lr、Lp、Cri的共振期间。

模式二：

如图21b所示，从模式一转变Q4断开的状态。由于断开了Q4，流向Q4的电流转流至Q3的体二极管，从而电流路径为：Lr→Lp→Cri→Q3(D)→Q1→Lr。

模式三：

如图21c所示，在该模式中，从模式二转变为Q1断开的状态。由于断开了Q1，借助Lr、Lp的能量，流向Q1的电流转流至Q2的体二极管，从而电流路径为：Lr→Lp→Cri→Q3→Vi→Q2(D)→Lr。其中，Q2(D)表示与Q2并联的体二极管。在模式三的期间中，使Q2和Q3闭合，能够实现零电压开关。另外，从此期间开始，二次侧的二极管Rc导通，开始将能量传递到二次侧。

模式四：

如图21d所示，在该模式中，从模式三转变为Cri放电状态。在模式三中已经使Q2和Q3闭合，从而电流路径为：Cri→Lp→Lr→Q2→Vi→Q3→Cri。在此期间，二次侧的二极管Rc已经导通，通过Lr和Cri的共振向二次侧传递能量。

模式五：

如图21e所示，在该模式中，从模式四转变为Q2和Q3断开的状态。由于该阶段为Cri、Lr、Lp的共振期间，Q1及Q4的体二极管导通，从而电流路径为：Lr→Q1(D)→Vi→Q4(D)→Cri→Lp→Lr。在模式五的期间中，使Q1和Q4闭合，能够实现零电压开关，并且可以进行同步整流。当Cri转向充电状态时，开始转变为模式

以上的所示的所有模式中，都实现了ZVS，没有引起运行不正常的情况。当Q4完全断开(TQ4＝0)的情况下，将不存在模式一，并且在模式五的期间中，由于只使Q1闭合，通过Cri、Lr、Lp的共振，将向模式二转变。

(二)从半桥方式向全桥方式切换

当直流电源的电压或者直流电源的分压低于预定的第一基准电压时，根据电压变化量，减小对第四开关单元Q4的开幅所进行的抑制，使得Q4的开幅逐渐恢复为抑制前的水平。

与上述的从全桥方式到半桥方式切换的不同之处在于，在从半桥方式向全桥方式的切换过程中，Q4的开幅是逐渐变宽的，直至使得Q4的开幅等于Q1的开幅。切换过程中的电流变换与上述从全桥方式到半桥方式切换的电流变化过程相同，即图21a-图21e所示的电流变化示意图所示的各个状态。

实施例五的全桥方式和半桥方式下的电路状态与实施例二基本相同，在此不再赘述。

实施例六

图22为本发明实施例六的直流变换装置的结构示意图，该图省略了电压比较计算单元的部分；图23为本发明实施例六的直流变换装置的控制电路的结构示意图；图24为本发明实施例六的直流变换装置在半桥方式下的等效电路图；图25为本发明实施例六的直流变换装置在半桥方式下的相关信号的动作波形图；图26为本发明实施例六的直流变换装置在切换过程中的相关信号的动作波形图；图27为本发明实施例六的直流变换装置在全桥方式下的相关信号的动作波形图。在本实施例中，可以将Q1和Q2的控制信号互换，将Q3和Q4的控制信号互换，然后将变压器线圈的旋转方向进行反向。在控制单元Cont的内部结构上，如图23所示，本实施例与实施例二不同之处在于，反相器INV1的位置发生了变化。在全桥方式下、半桥方式下以及切换过程中的相关信号的动作波形如图25-图27所示，在此不再赘述。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (6)

1.一种直流变换装置，包括：

第一串联电路，与直流电源并联，包括以串联方式连接的第一开关单元和第二开关单元；

第二串联电路，与所述直流电源并联，包括以串联方式连接的第三开关单元和第四开关单元；

第三串联电路，连接在所述第一开关单元和所述第二开关单元的连接点、和所述第三开关单元和所述第四开关单元的连接点之间，包括以串联方式连接的共振电容器、共振电抗器和变压器的一次线圈；

在所述第一开关单元、所述第二开关单元、所述第三开关单元和所述第四开关单元上分别并联有第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，该并联方式为所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管和所述第四二极管的阴极分别连接在所述第一开关单元、所述第二开关单元、所述第三开关单元和所述第四开关单元的主电极的正极侧，其中，所述主电极是指当开关单元闭合时，有实际电流流入和流出的电极，而不是接收开关控制信号的电极；

整流平滑电路，用于对所述变压器的二次线圈的电压进行半波整流平滑的处理；

PWM控制单元，用于根据所述整流平滑电路的输出电压，使所述第一开关单元和所述第二开关单元以互补的方式交替地进行开关操作，使所述第三开关单元和所述第四开关单元以互补的方式交替地进行开关操作；

其特征在于，还包括：

电压比较计算单元，用于计算所述直流电源的电压或者所述直流电源的电压的分压相对于预定的第一基准电压的电压变化量，并将该电压变化量输出至开幅抑制单元；

开幅抑制单元，用于当所述直流电源的电压或者直流电源的电压的分压超过所述预定的第一基准电压时，根据所述电压变化量，对所述第四开关单元的开幅进行控制，使得所述第四开关单元的开幅逐渐降低为0％；并且，当所述直流电源的电压或者所述直流电源的电压的分压低于所述预定的第一基准电压时，根据所述电压变化量，对所述第四开关单元的开幅进行控制，使得所述第四开关单元的开幅逐渐增加至与所述第一开关单元的开幅相同为止，其中，所述开幅是开关控制信号的占空比。

2.根据权利要求1所述的直流变换装置，其特征在于，所述第一开关单元、所述第二开关单元、所述第三开关单元和所述第四开关单元为MOSFET，所述第一二极管、所述第二二极管、所述第三二极管和所述第四二极管包含在所述MOSFET内。

3.根据权利要求1所述的直流变换装置，其特征在于，所述PWM控制单元对所述第二开关单元的开关控制信号的波形和对所述第三开关单元的开关控制信号的波形相同。

4.根据权利要求1所述的直流变换装置，其特征在于，所述PWM控制单元对所述第三开关单元的开关控制信号的波形和对所述第四开关单元的开关控制信号的波形相反。

5.根据权利要求1或2所述的直流变换装置，其特征在于，所述电压比较计算单元为第一运算放大器；

所述开幅抑制单元包括：比较器、与单元和锯齿波生成单元；

所述锯齿波生成单元用于生成具有所述PWM控制单元的频率的锯齿波；

所述第一运算放大器的输出端与所述比较器的正相输入端连接，所述所述锯齿波生成单元的输出端与所述比较器的反相输入端连接，所述比较器的输出端与所述与单元的输入端的其中一个连接，对所述第一开关单元的开关控制信号输入到所述与单元的另一个输入端，所述与单元的输出端的输出信号作为对所述第四开关单元的开关控制信号。

6.根据权利要求1或2所述的直流变换装置，其特征在于，

所述第一开关单元和所述第二开关单元，或者第三开关单元和所述第四开关单元，或者所述第一开关单元、所述第二开关单元、所述第三开关单元和所述第四开关单元并联有电压共振电容器。