CN103178719B - 多电压电源 - Google Patents

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Abstract

一种多电压电源，包括变压器、用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第一输出电压的第一输出电路、以及用于根据第一输出电压来控制提供给变压器的初级绕组的电压的第一输出电压控制器，其中，所述多电压电源包括：第二至第N输出电路，用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第二至第N输出电压；以及第二至第N输出电压控制器，用于通过反馈所述第二至第N输出电压来执行控制以线性地输出所述第二至第N输出电压。因此，可独立地控制用于实现多个(至少两个)输出电压的位于变压器的次级绕组侧的多个输出电路，特别地，通过线性地控制多个输出电路，可稳定地控制多个输出电压，而不考虑输出电压的数量。

Description

多电压电源
本申请是申请日为2006年7月26日、申请号为200610103706.6、发明名称为“多电压电源”的发明专利申请的分案申请。
本申请要求于2005年7月26日在韩国知识产权局提交的第10-2005-0067631号韩国专利申请、2006年1月11日在韩国知识产权局提交的第10-2006-0003284号韩国专利申请以及2006年6月28日在韩国知识产权局提交的第10-2006-0058887号韩国专利申请的利益，其公开通过引用包含于此。
技术领域
本发明总体构思涉及一种多电压电源，更具体地讲，涉及一种使用简单结构独立地控制多电压的多电压电源。
背景技术
通常，诸如个人计算机(PC)、打印机、复印机、监视器和通信终端的装置需要具有简单结构、小尺寸和稳定供电能力的耐用电源系统。电流源型电源通常用于这种所需要的耐用电源系统。
图1是示出被称为“回扫(flyback)转换器”的电流源型电源的基本操作的电路图，其中，这种回扫转换器是一种直流(DC)/DC转换器。
参照图1，该回扫转换器包括：变压器T，具有预定的绕组比；初级电路10，连接到变压器T的初级线圈，即输入线圈；以及次级电路20，连接到变压器T的次级线圈，即输出线圈。初级电路10和次级电路20通过变压器T而彼此绝缘。
初级电路10包括串联在变压器T的初级线圈和地之间的控制开关S。控制开关S通过响应于从输出电压控制器30输入的控制信号切换输入电压，来控制变压器T存储的能量或传递操作。
次级电路20包括整流器21，整流器21用于对从变压器T传递的电流进行整流。整流器21包括二极管D和电容器C，二极管D和电容器C彼此串联，并且一起与变压器T的次级线圈并联。在电容器C的两端形成输出端子。即，外部负载可与电容器C并联。次级电路20还可包括滤波器(未示出)和输出电压控制电路(未示出)，该滤波器用于对高频噪声和电磁干扰(EMI)进行滤波。
如果包括在初级电路10中的控制开关S处于接通状态(闭合)，则在次级线圈中感应出极性与变压器T的初级线圈的电压的极性相反的电压，导致整流器21的二极管D的反向偏置状态。因此，流经次级电路20中的电流被阻断，并且能量以变压器T的磁感应的形式被存储。即，在控制开关S的接通状态(闭合)下，通过变压器T的电流传递不被执行，提供给初级线圈的全部能量以变压器T的磁感应的形式被存储。
如果控制开关S处于断开状态，则在次级线圈中感应出极性与控制开关S处于接通状态时的电压的极性相反的电压，导致次级电路20中的二极管D的接通状态。因此，由于变压器T的磁感应而产生的电流传递到次级电路20，并由此通过输出端子输出被整流器21整流DC电压。
输出电压控制器30连接到次级电路20的输出端子。输出电压控制器30通过反馈次级电路20的输出电压来将控制信号施加给控制开关S。控制信号用作控制控制开关S的占空比的信号。因此，可通过控制控制开关S的操作来控制输出电压。
如上所述，通过使用变压器T的磁感应部件作为提升电感器，当包括在初级电路10中的控制开关S处于断开状态时，回扫转换器以变压器T的磁感应的形式存储能量，当控制开关S处于接通状态时，回扫转换器通过将由于磁感应的变化而产生的电流传递到变压器T的次级线圈来提供整流的DC电压。
因此，就次级电路20而言，由于变压器T用作周期性地提供电流的电流源，所以具有该原理的每个电源称为电流源型电源。除了回扫转换器之外，根据添加到初级电路的各种电路配置，还存在各种其它电流源型电源。
由于这种电流源型电源与其它类型的电源相比，次级电路具有较简单的整流结构和较少的部件，所以当用于输出多电压时，该电流源型电源具有优势。即，由于必须包括与多电压相应的次级电路，所以如果次级电路具有简单的结构，则可降低电源的总体尺寸。
由于具有这种优点，所以已经提出了各种电流源型多电压电源。但是，由于传统的电流源型多电压电源使用多个变压器和多个低效率的调整器芯片来控制次级电路的输出电压，和/或具有每个次级电路的输出电压反馈电路连接到初级电路的复杂结构，所以不能适当地利用电流源型电源的优点。
发明内容
本发明总体构思提供一种具有简单结构和显著小尺寸的多电压电源，该多电压电源包括位于变压器的次级绕组侧的多个输出电路，由此每个输出电路的输出电压可被独立地控制。
本发明总体构思的另外方面和效用将在下面的描述中部分地阐明，并且从描述中部分是清楚的，或者通过本发明总体构思的实施可以被理解。
可通过提供一种多电压电源来实现本发明总体构思的上述和/或其它方面及效用，所述多电压电源包括变压器、用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第一输出电压的第一输出电路、以及用于根据第一输出电压来控制提供给变压器的初级绕组的电压的第一输出电压控制器，其中，所述多电压电源包括：第二至第N输出电路，用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来分别产生第二至第N输出电压；以及第二至第N输出电压控制器，用于通过反馈所述第二至第N输出电压来分别线性地控制输出所述第二至第N输出电压。
还可通过提供一种多电压电源来实现本发明总体构思的上述和/或其它方面及效用，所述多电压电源包括变压器、用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第一输出电压的第一输出电路、以及用于根据第一输出电压来控制提供给变压器的初级绕组的电压的第一输出电压控制器，其中，所述多电压电源包括：第二至第N输出电路，用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来分别产生第二至第N输出电压；以及第二至第N输出电压控制器，用于通过反馈所述第二至第N输出电压，根据切换操作，来分别控制输出所述第二至第N输出电压。
还可通过提供一种使用变压器来提供多电压电源的方法来实现本发明总体构思的上述和/或其它方面及效用，所述方法包括：使用传递到变压器的次级绕组的电压产生第一输出电压；根据第一输出电压控制提供给变压器的初级绕组的电压；使用传递到变压器的次级绕组的电压产生第二至第N输出电压；以及通过反馈所述第二至第N输出电压来线性地控制输出所述第二至第N输出电压。
还可通过提供一种使用变压器来提供多电压电源的方法来实现本发明总体构思的上述和/或其它方面及效用，所述方法包括：使用传递到变压器的次级绕组的电压产生第一输出电压；根据第一输出电压控制提供给变压器的初级绕组的电压；使用传递到变压器的次级绕组的电压产生第二至第N输出电压；以及通过反馈所述第二至第N输出电压，根据切换操作，来控制输出所述第二至第N输出电压。
附图说明
通过结合附图，从下面的实施例的描述中，本发明总体构思的这些和/或其它方面及优点将会变得清楚并更易于理解，其中：
图1是示出传统的电流源型电源的基本操作的电路图；
图2是根据本发明总体构思的实施例的多电压电源的电路图；
图3是示出根据本发明总体构思的实施例的图2中的多电压电源的第二开关的线性切换操作的图形；
图4是示出根据本发明总体构思的实施例的根据线性控制信号的变化而被控制的图2中的多电压电源的第二开关的等效电路图；
图5是示出根据本发明总体构思的实施例的根据图2中的多电压电源的操作的信号转变的时序图；
图6是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图；
图7是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图；
图8是根据本发明总体构思的实施例的可从图7中的多电压电源推导出的不同类型的多电压电源的电路图；
图9是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图；
图10是根据本发明总体构思的实施例的可从图9中的多电压电源推导出的不同类型的多电压电源的电路图；
图11是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图；
图12是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图；
图13是根据本发明总体构思的实施例的图12中的多电压电源的第二输出电压控制器的电路图；
图14是示出根据本发明总体构思的实施例的根据图12中的多电压电源的操作的信号转变的时序图；
图15是示出根据本发明总体构思的另一实施例的根据图12中的多电压电源的操作的信号转变的时序图；
图16是示出根据本发明总体构思的另一实施例的根据图12中的多电压电源的操作的信号转变的时序图；以及
图17A和图17B是传统的有源箝位型电源和根据本发明总体构思的实施例的有源箝位型电源的照片。
具体实施方式
现在将详细描述本发明总体构思的实施例，其示例在附图中示出，其中，相同的标号始终表示相同的部件。下面通过参照附图来描述这些实施例以解释本发明的总体构思。
图2是根据本发明总体构思的实施例的多电压电源(即，电流源型双电压电源)的电路图。尽管在当前实施例中描述了双电压电源，但是根据操作环境，多电压电源可被配置为输出N(N为自然数)个输出电压。如果输出电压的数量是N，则变压器包括N个次级线圈，并且次级输出电路可连接到N个次级线圈中的每个。
参照图2，该多电压电源包括变压器T，变压器T具有初级线圈L1和两个次级线圈，即，相对于初级线圈L1形成预定绕组比的第一线圈L2和第二线圈L3。初级电路110连接到初级线圈L1，第一输出电路120连接到次级绕组中的第一线圈L2，第二输出电路140连接到次级绕组中的第二线圈L3。初级电路110通过变压器T与次级绕组的第一线圈L2和第二线圈L3绝缘。
初级电路110包括连接到变压器T的初级线圈L1的电流源型开关电路111。电流源型开关电路111通过响应于由第一输出电压控制器施加的第一控制信号执行切换操作，来控制变压器T的存储的能量或传递操作。
电流源型开关电路111可包括连接在变压器T的初级线圈L1和地之间的第一控制开关S1。
如果第一控制开关S1处于接通状态(闭合)，则在次级线圈L2和L3中感应出极性与变压器T的初级线圈L1的电压的极性相反的电压，导致包括在第一输出电路120和第二输出电路140中的二极管D1和D2的反向偏置状态，因此，流经第一输出电路120和第二输出电路140的电流被阻断，能量以变压器T的磁感应的形式被存储。
如果第一控制开关S1处于断开状态(打开)，则在变压器T的次级线圈L2和L3中感应出极性与当第一控制开关S1处于接通状态时的电压的极性相反的电压，导致包括在第一输出电路120和第二输出电路140中的二极管D1和D2的接通状态，因此，由于变压器T的磁感应而产生的电流传递到第一输出电路120和第二输出电路140。
第一输出电路120通过对传递到变压器T的次级绕组的电压进行整流来产生第一输出电压Vo1。为了进行整流，第一输出电路120包括用于对电压进行整流的第一整流器121。图2中示出的第一整流器121是半波整流器。在本实施例中，第一输出电路120可包括半波整流器或全波整流器。
第一整流器121可包括第一二极管D1和第一电容器C1，第一二极管D1和第一电容器C1彼此串联并且一起与变压器T的次级绕组中的第一线圈L2并联。在这种情况下，可在第一电容器C1的两端形成用于输出第一输出电压Vo1的第一输出端子。
第一输出电压控制器130可根据由第一输出电路120产生的第一输出电压Vo1来控制提供给变压器T的初级绕组的电压。第一输出电压控制器130通过反馈第一输出电压Vo1来将第一控制信号施加到第一控制开关S1。这里，第一控制信号表示用于控制第一控制开关S1的占空比的信号。
第二输出电路140通过对从变压器T传递的电压进行整流来产生第二输出电压Vo2。为了进行整流，第二输出电路140包括第二整流器141和第二开关Q2。
为了通过对从变压器T传递的电压进行整流来产生第二输出电压Vo2，第二整流器141可包括第二二极管D2和第二电容器C2，第二二极管D2和第二电容器C2彼此串联并且一起与变压器T的次级绕组中的第二线圈L3并联。在这种情况下，可在第二电容器C2的两端形成用于输出第二输出电压Vo2的第二输出端子。
第二开关Q2响应于从第二输出电压控制器160施加的线性控制信号Ctrl2在有源区中线性地切换第二整流器141的操作。为了进行切换操作，第二开关Q2布置在第二二极管D2和第二电容器C2之间。可使用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来实现第二开关Q2，MOSFET的栅极连接到第二输出电压控制器160的输出端子，或者使用双极结型晶体管(BJT)来实现第二开关Q2。如果使用MOSFET来实现第二开关Q2，则第二开关Q2通过经MOSFET的栅极接收线性控制信号Ctrl2来线性地切换第二整流器141的操作。
图3是示出根据本发明总体构思的实施例的图2中的多电压电源的第二开关Q2的线性切换操作的图形。如果假设流经第二开关Q2的电流是I，第二开关Q2两端的电压是V，那么在电流I和电压V之间形成图3中所示的相互关系。参照图3，第二开关Q2在有源区(即，曲线变为线性的区域)而不是在饱和区执行切换操作。有源区中的切换操作称为线性切换操作。
第二输出电压控制器160通过反馈第二输出电压Vo2产生线性控制信号Ctrl2来控制第二开关Q2在有源区进行操作，并且将产生的线性控制信号Ctrl2施加到第二开关Q2，由此独立于第一输出电压控制器130来线性地控制第二输出电压Vo2。
第二输出电压控制器160可包括参考电压发生器161、误差检测器162、补偿电路163和控制信号输出单元164。
参考电压发生器161产生将与第二输出电压Vo2进行比较的参考电压，并且将产生的参考电压输出到误差检测器162。参考电压发生器161可包括：第一参考电压发生器，其连接到预定的电压源Vc并产生第一参考电压；以及分压器电路，通过对第一参考电压分压来产生第二参考电压。
第一参考电压发生器包括连接到电压源Vc的第三电阻器R3以及稳压二极管DZ。在节点A，第一参考电压(即，通过将例如2.5V的预定电压加到第二输出电压Vo2而获得的值)可由第三电阻器R3以及稳压二极管DZ产生。即，在节点A产生的电压是Vo2＋2.5V。
分压器电路包括第一电阻器R1和第二电阻器R2，第一电阻器R1和第二电阻器R2对由第一参考电压发生器产生的第一参考电压进行分压。在位于第一电阻器R1和第二电阻器R2之间的节点B，产生了根据分压公式具有值“(Vo2+2.5)×(R1/(R1+R2))”的第二参考电压。产生的第二参考电压输入到误差检测器162的第一输入端子。
因此，第二参考电压输入到误差检测器162的第一输入端子，第二输出电压Vo2输入到误差检测器162的第二输入端子。误差检测器162将输入的第二参考电压与第二输出电压Vo2进行比较，并且输出差值，即，误差值。
可使用比较器来实现误差检测器162。在这种情况下，由于比较器的两个输入端子处于虚短状态，所以可以认为节点B处的电压与节点C处的电压(即，第二输出电压Vo2)同处于正常状态。因此，由于节点B处的电压与节点C处的电压相等，所以可获得如下的等式1。
Vo2＝(Vo2+2.5)×(R1/(R1+R2))(1)
因此，第二输出电压Vo2可被简化为如下的等式2。
Vo2＝2.5×(R1/R2)(2)
即，可由第一电阻器R1和第二电阻器R2的电阻和稳压值确定将被控制的第二输出电压Vo2。
通过向补偿电路提供负反馈，补偿电路163使第二输出电压控制器160稳定。补偿电路163可包括第四电阻器R4和电容器Cp，第四电阻器R4和电容器Cp彼此串联并一起与误差检测器162的第二输入端子和输出端子并联。
控制信号输出单元164通过对从误差检测器162输出的误差值进行分压来输出线性控制信号Ctrl2，以线性地控制第二开关Q2在有源区进行操作。控制信号输出单元164可包括用于对误差值进行分压的第五电阻器R5和第六电阻器R6。因此，可使用下面提供的等式3来表示通过控制信号输出单元164输出的线性控制信号Ctrl2。
Ctrl2＝Verr×(R6/(R5+R6))(3)
这里，Verr表示从误差检测器162输出的误差值。
因此，第二开关Q2的栅极电压具有值“Verr×(R6/(R5+R6))”。可确定第五电阻器R5和第六电阻器R6的适当的电阻，以使得第二开关Q2在有源区进行操作。因此，第二开关Q2的栅极电压根据从误差检测器162输出的误差值而在有源区中变化，由此改变第二开关Q2的等效的漏极源极电阻。
图4是示出根据本发明总体构思的实施例的根据线性控制信号Ctrl2的变化而被控制的图2中的多电压电源的第二开关Q2的等效电路图。如图4中所示，第二开关Q2可被表示为可变电阻器Rds，其电阻根据线性控制信号Ctrl2而变化。因此，由于流经第二二极管D2的电流响应于根据第二输出电压Vo2的变化而变化的线性控制信号Ctrl2而变化，所以第二输出电压Vo2可被控制。
根据本发明总体构思的实施例的多电压电源可使用各种类型的电路。例如，除了使用图2中所示的回扫型之外，还可使用有源箝位回扫型、半桥回扫型或串联谐振型来配置初级电路的电流源型开关电路。因此，在下面描述的实施例中，将描述各种电流源型开关电路应用于初级电路的多电压电源。
图5是示出根据本发明总体构思的实施例的根据图2中的多电压电源的操作的信号转变的时序图。参照图5，如果第二输出电路140一侧的负载在时间t2降低，则第二输出电压Vo2超过最大极限电压Vo_maxo此时，第二输出电压控制器160的线性控制信号Ctrl2与第二开关Q2的栅极电压VgQ2相等，并且通过降低栅极电压VgQ2来控制第二输出电压Vo2，以使得第二开关Q2在有源区进行操作。即，如同第二开关Q2两端的电压VdsQ2一样，第二开关Q2通过从时间t2降低恒定电压来用作可变电阻器。在图5中，ID2表示流经第二二极管D2的电流。
图6是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图。在图6中，电流源型开关电路311被配置为有源箝位回扫型。
图6中所示的初级电路310的电流源型开关电路311具有添加了有源缓冲器(snubber)电路的结构，有源缓冲器电路用于防止由变压器T的漏电感导致的切换损失。
即，电流源型开关电路311与变压器T的初级线圈并联，并且包括串联的电容器Cc和第二控制开关S2。这里，第二控制开关S2与第一控制开关S1互补地操作并具有短的死区时间。
如果第一控制开关S1处于接通状态，则能量存储在变压器T中，如果第一控制开关S1处于断开状态，则存储在变压器T中的能量传递到变压器T的次级绕组侧的第一输出电路120和第二输出电路140。以变压器T的漏电感和磁感应的形式存储的能量允许第二控制开关S2和第一控制开关S1执行零电压切换。另外，当电流流经变压器T的次级绕组时，和第二控制开关S2串联的电容器Cc与变压器T的漏电感谐振。
图7是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图。在图7中，电流源型开关电路411被配置为半桥回扫型。
图7中所示的初级电路410的电流源型开关电路411可包括第一控制开关S1和第二控制开关S2。第一控制开关S1和第二控制开关S2互补地操作并具有短的死区时间。如果第一控制开关S1处于接通状态，则能量存储在变压器T中，如果第一控制开关S1处于断开状态，则存储在变压器T中的能量传递到变压器T的次级绕组侧的第一输出电路120和第二输出电路140。
另外，与变压器T的初级线圈串联的电容器Cb根据流经变压器T的初级线圈的电流的方向而充上能量或释放能量，并且当电流流经变压器T的次级绕组时，电容器Cb与变压器T的漏电感谐振。
图8是根据本发明总体构思的实施例的可从图7中的多电压电源推导出的不同类型的多电压电源的电路图。由于图8中所示的初级电路410’的电流源型开关电路411’几乎与图7中所示的初级电路410的电流源型开关电路411相同，所以省略了对其的详细描述。
图9是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图。在图9中，电流源型开关电路511被配置为串联谐振型。参照图9，初级电路510的电流源型开关电路511可包括第一控制开关S1和第二控制开关S2。第一控制开关S1和第二控制开关S2互补地操作并具有短的死区时间。另外，与电容器Ce串联的电感器Lr与变压器T的漏电感或变压器T外部的附加电感器相应。
当第一控制开关S1处于接通或断开状态时，电容器Ce和电感器Lr彼此谐振，能量通过作为电流源的变压器T被传递到次级绕组侧的电路。
图10是根据本发明总体构思的实施例的可从图9中的多电压电源推导出的不同类型的多电压电源的电路图。
在上述实施例中，描述了具有各种电流源型开关电路的多电压电源。现在将描述具有全波整流电路的多电压电源，其中，变压器的次级绕组侧的第一输出电路可执行全波整流。
图11是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图。参照图11，第一输出电路710包括全波整流器711。
第一输出电路710具有两条电流通路，以对从变压器T传递的电流执行全波整流，并且这些电流通路分别包括二极管D1或D1'。因此，这些电流通路通过根据由电流源型开关电路111执行的切换而交替地导通来执行整流，由此输出全波整流的第一输出电压Vo1’。
在上述实施例中，每个多电压电源可使用具有简单结构的第二至第N输出电压控制器来独立地控制变压器的次级绕组侧多个输出电路。根据上述实施例的配置，与传统的电流源型电源相比，可显著减小每个多电压电源的尺寸。根据这里所实现的电流源型电源，可确认整个多电压电源电路的尺寸被显著减小，并且输出电压可被独立地控制。
图12是根据本发明总体构思的另一实施例的多电压电源的电路图。尽管在当前实施例中描述了双电压电源，但是根据操作环境，多电压电源可被配置为输出N(N为自然数)个输出电压。如果输出电压的数量是N，则变压器包括N个次级线圈，并且次级输出电路可连接到N个次级线圈中的每个。
参照图12，该多电压电源包括变压器T，变压器T具有初级线圈L1和两个次级线圈，即，相对于初级线圈L1形成预定绕组比的第一线圈L2和第二线圈L3。初级电路110连接到初级线圈L1，第一输出电路120连接到次级绕组中的第一线圈L2，第二输出电路140连接到次级绕组中的第二线圈L3。初级电路110通过变压器T与次级绕组的第一输出电路120和第二输出电路140绝缘。初级电路110包括连接到变压器T的初级线圈L1的电流源型开关电路111。电流源型开关电路111通过响应于由第一输出电压控制器130施加的第一控制信号执行切换操作，来控制变压器T的存储的能量或传递操作。电流源型开关电路111可包括连接在变压器T的初级线圈L1和地之间的第一控制开关S1。由于电流源型开关电路111与以上描述的相同，所以省略了对其的详细描述。
第一输出电路120通过对传递到变压器T的次级绕组的电压进行整流来产生第一输出电压Vo1。为了进行整流，第一输出电路120包括用于对电压进行整流的第一整流器121。图12中示出的第一整流器121是半波整流器。在本实施例中，第一输出电路120可包括半波整流器或全波整流器。由于第一输出电路120与以上描述的第一输出电路120相同，所以省略了对其的详细描述。
第一输出电压控制器130根据由第一输出电路120产生的第一输出电压Vo1来控制提供给变压器T的初级绕组的电压。由于第一输出电压控制器130与以上描述的第一输出电压控制器130相同，所以省略了对其的详细描述。
第二输出电路140通过对从变压器T传递的电压进行整流来产生第二输出电压Vo2。为了进行整流，第二输出电路140包括第二整流器141和第二开关Q2。
为了通过对从变压器T传递的电压进行整流来产生第二输出电压Vo2，第二整流器141可包括第二二极管D2和第二电容器C2，第二二极管D2和第二电容器C2彼此串联并且一起与变压器T的次级绕组中的第二线圈L3并联。在这种情况下，可在第二电容器C2的两端形成用于输出第二输出电压Vo2的第二输出端子。
第二开关Q2响应于从第二输出电压控制器180施加的切换控制信号Ctrl2在有源区中切换第二整流器141的操作。为了进行切换操作，第二开关Q2布置在第二二极管D2和第二电容器C2之间。可使用MOSFET来实现第二开关Q2，MOSFET的栅极连接到第二输出电压控制器180的输出端子，或者使用BJT来实现第二开关Q2。如果使用MOSFET来实现第二开关Q2，则第二开关Q2通过经MOSFET的栅极接收线性切换控制信号Ctrl2来切换第二整流器141的操作。
第二输出电压控制器180通过反馈第二输出电压Vo2来产生用于控制第二开关Q2的切换控制信号Ctrl2，并且将产生的切换控制信号Ctrl2施加到第二开关Q2，由此独立地控制第二输出电压Vo2。下面将详细描述切换控制信号Ctrl2。
图13是根据本发明总体构思的实施例的图12中的多电压电源的第二输出电压控制器180的电路图。参照图13，第二输出电压控制器180可包括输出电压检测器181、误差检测器182、补偿电路183、频率同步单元184和脉宽调制器(PWM)185。
输出电压检测器181根据预定的电压比检测第二输出电压Vo2，并将检测的电压输出到误差检测器182。输出电压检测器181可包括分压器电路，该分压器电路包括两个电阻器，即，第一电阻器R1和第二电阻器R2。
例如2.5V的预定参考电压Vref输入到误差检测器182的第一输入端子。可通过经稳压二极管DZ连接在电压源Vc和地之间的第三电阻器R3来产生预定参考电压Vref。由输出电压检测器181检测的电压被输入到误差检测器182的第二输入端子。
通过使用负反馈提供补偿电路，补偿电路183使第二输出电压控制器180稳定。补偿电路183可包括第四电阻器R4和电容器Cp，第四电阻器R4和电容器Cp彼此串联并一起与误差检测器182的第二输入端子和输出端子并联。
频率同步单元184将从外部输入的预定斜坡信号(rampsignal)与从第二二极管D2的前端检测出的同步信号同步。所述同步信号可以是频率与初级电路110的第一控制开关S1的切换频率相同的方波。斜坡信号可以是具有预定斜坡波形的信号。
PWM185通过将由误差检测器182提供的信号(即，放大的误差值)与从频率同步单元184输出的同步的斜坡信号进行比较来产生用于控制第二开关S2的接通/断开的切换控制信号Ctrl2，并且将产生的切换控制信号Ctrl2施加到第二开关S2。这里，按照与同步的斜坡信号的周期相同的周期来产生切换控制信号Ctrl2，并且根据由误差检测器182提供误差值来控制切换控制信号Ctrl2的延迟。
通过使用第二输出电压控制器180，反馈第二输出电压Vo2，并且根据检测的第二输出电压Vo2的幅度来控制流经第二二极管D2的电流的接通/断开状态，由此可控制提供给第二输出电路140的输出端子的电流的幅度，从而控制第二输出电压Vo2具有期望的幅度。
图14是示出根据本发明总体构思的实施例的根据图12中的多电压电源的操作的信号转变的时序图。
在图14中，VgS1表示第一控制开关S1两端的电压，VgQ2表示第二开关Q2的栅极-源极电压。换句话说，VgS1和VgQ2分别表示第一控制开关S1和第二开关Q2的操作状态。例如，如果VgS1或VgQ2具有高电平值，则第一控制开关S1或第二开关Q2处于接通状态，如果VgS1或VgQ2具有低电平值，则第一控制开关S1或第二开关Q2处于断开状态。另外，Ts表示第一控制开关S1的切换周期，Td表示第二开关Q2的延迟时间。
参照图12至图14，第一控制开关S1的操作可被划分为接通状态持续时间(ta和tb之间)以及断开状态持续时间(tb和td之间)，并且接通状态持续时间和断开状态持续时间以周期Ts重复。由于同步的原因，用于控制第二输出电压Vo2的第二开关Q2以与第一控制开关S1的周期相同的周期Ts重复接通和断开状态。因此，可通过适当地控制从电流传递到变压器T的次级绕组侧的第一输出电路120和第二输出电路140的时间开始的第二开关Q2的接通状态持续时间的延迟时间Td(tb和tc之间)，来控制第二输出电压Vo2。
如果第一控制开关S1处于接通状态，则变压器T的磁感应电流Im线性地增加，导致能量以变压器T的磁感应的形式被存储。在这种情况下，流经变压器T的次级绕组侧的第一输出电路120的第一二极管D1的电流Id1、流经变压器T的次级绕组侧的第二输出电路140的第二二极管D2的电流Id2以及流经第二开关Q2的电流IQ2全部为0。
如果第一控制开关S1处于断开状态，由于变压器T的磁感应产生的电流传递到次级绕组的第一输出电路120，并且流经第一二极管D1的电流Id1线性地减小。因此，第一输出电压Vo1被输出。
第二开关Q2通过第二输出电压控制器180的控制，根据第二输出电压Vo2的反馈值，在预定的延迟时间过去之后接通，并因此电流流经第二二极管D2，从而输出第二输出电压Vo2。如果第一控制开关S1再次接通，即使第二开关Q2接通，由于第二二极管D2处于反向偏置状态，所以电流Id2和IQ2为0。
图15是示出根据本发明总体构思的另一实施例的根据图12中的多电压电源的操作的信号转变的时序图。
参照图15，第一控制开关S1的操作可被划分为接通持续时间(ta和tb之间)以及断开持续时间(tb和td之间)，并且接通持续时间和断开持续时间以周期Ts重复。由于同步的原因，用于控制第二输出电压Vo2的第二开关Q2以与第一控制开关S1的周期相同的周期Ts重复接通和断开状态。
在第一控制开关S1的接通状态持续时间(ta和tb之间)期间，由于电流不传递到次级绕组，所以第二开关Q2的操作不影响多电压电源的操作。在第一控制开关S1的断开状态持续时间(tb和td之间)期间，可根据第二输出电压Vo2的反馈值，通过控制第二开关Q2处于断开状态的时间tc的时序来控制第二输出电压Vo2。
如上所述，根据本实施例，可根据第二输出电压Vo2的反馈值，通过延迟第二开关Q2的接通或断开操作状态，来控制流经变压器T的次级绕组侧的第二输出电路140的电流的量，由此独立地控制第二输出电压Vo2。因此，可提供具有简单结构的多电压电流源型电源。
图16是示出根据本发明总体构思的另一实施例的、当初级电路110的电流源型开关电路111被配置为有源箝位回扫型时根据图12中的多电压电源的操作的信号转变的时序图。
在图16中，VgS1表示第一控制开关S1两端的电压，VgS2表示第二控制开关S2两端的电压，VgQ2表示第二开关Q2的栅极源极电压。换句话说，VgS1、VgS2和VgQ2分别表示第一控制开关S1、第二控制开关S2和第二开关Q2的操作状态。
参照图12和图16，第一控制开关S1的操作可被划分为接通持续时间(ta和tb之间)以及断开持续时间(tb和td之间)，并且接通持续时间和断开持续时间以周期Ts重复。第二控制开关S2按照与第一控制开关S1互补的方式重复接通状态持续时间和断开状态持续时间。由于同步的原因，用于控制第二输出电压Vo2的第二开关Q2以与第一控制开关S1的周期相同的周期Ts重复接通持续时间和断开持续时间。
可通过适当地控制从电流传递到变压器T的次级绕组侧的第一输出电路120和第二输出电路140的时间开始的第二开关Q2的接通持续时间的延迟时间Td(tb和tc之间)，来控制第二输出电压Vo2。在第一控制开关S1的断开持续时间(tb和td之间)期间，第二控制开关S2处于接通状态，并且Is2增大，由此漏电感通过电容器Cc谐振。
图17A和图17B是传统的有源箝位型多电压电源和根据本发明总体构思的实施例的有源箝位型多电压电源的照片。图17A示出了传统的有源箝位型多电压电源的形状，图17B示出了根据本发明总体构思的实施例的有源箝位型多电压电源的形状。参照图17A和图17B，图17B中示出的有源箝位型多电压电源相比于图17A示出的传统的有源箝位型多电压电源具有较小的尺寸和较简单的结构。
尽管在上述各种实施例中示出了次级绕组的输出电路的数量为2，但是本领域的普通技术人员应该理解，可在变压器的次级绕组侧配置多个可被独立控制的输出电路。
如上所述，在根据本发明总体构思的各种实施例的多电压电源中，由于可独立地控制用于实现多个(至少两个)输出电压的位于变压器的次级绕组侧的多个输出电路，所以输出电路的结构简单，并且可显著减小多电压电源的尺寸。另外，通过线性地控制多个输出电路，可稳定地控制多个输出电压，而不考虑输出电压的数量。
虽然显示和描述了本发明总体构思的一些实施例，但是本领域的技术人员应该理解，在不脱离由权利要求及其等同物限定其范围的本发明总体构思的原理和精神的情况下，可以对这些实施例作出改变。

Claims (32)

1.一种多电压电源，包括变压器、用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第一输出电压的第一输出电路、以及用于根据第一输出电压来控制提供给变压器的初级绕组的电压的第一输出电压控制器，其中，所述多电压电源包括：
第二至第N输出电路，用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来分别产生第二至第N输出电压；以及
第二至第N输出电压控制器，用于通过反馈所述第二至第N输出电压来分别线性地且独立地控制输出所述第二至第N输出电压，
其中，第二至第N输出电路均包括连接到变压器的次级绕组的次级线圈的二极管以及串联在所述二极管后面的金属氧化物半导体场效应晶体管，
其中，第二至第N输出电压控制器中的每个将切换控制信号施加到包括在相应输出电路中的金属氧化物半导体场效应晶体管，以允许所述金属氧化物半导体场效应晶体管在有源区进行操作。
2.根据权利要求1所述的多电压电源，其中，作为第二至第N输出电路之一的第K输出电路包括：
第K整流器，用于通过对从变压器传递的电压整流来产生第K输出电压；以及
第K开关，用于根据作为第二至第N输出电压控制器之一的第K输出电压控制器的线性控制信号，来线性地切换第K整流器的输出电压，
其中，K是大于或等于2并且小于或等于N的正整数，
其中，第K开关是所述金属氧化物半导体场效应晶体管。
3.根据权利要求2所述的多电压电源，其中，第K整流器包括：
第K二极管和第K电容器，彼此串联，并且一起与变压器的次级绕组并联；以及
第K输出端子，在第K电容器的两端形成，用于输出第K输出电压，
其中，第K二极管是所述连接到变压器的次级绕组的次级线圈的二极管。
4.根据权利要求2所述的多电压电源，其中，第K整流器是半波整流电路或全波整流电路。
5.根据权利要求3所述的多电压电源，其中，所述金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极连接到第K输出电压控制器的输出端子，所述金属氧化物半导体场效应晶体管的其它端子连接在第K二极管和第K电容器之间。
6.根据权利要求3所述的多电压电源，其中，第K开关在有源区进行操作，在所述有源区中，在显示流经第K开关的电流和第K开关两端的电压之间的相互关系的图形中的曲线变为线性。
7.根据权利要求1所述的多电压电源，其中，作为第二至第N输出电压控制器之一的第K输出电压控制器包括：
第K参考电压发生器，用于产生将与第K输出电压进行比较的预定参考电压；
第K误差检测器，用于将第K输出电压与第K参考电压发生器产生的参考电压进行比较，并根据比较结果输出误差值；以及
第K控制信号输出单元，用于通过对从第K误差检测器输出的信号分压来输出第K线性控制信号，以控制第K开关处于有源区；
其中，K是大于或等于2并且小于或等于N的正整数。
8.根据权利要求7所述的多电压电源，其中，第K参考电压发生器包括分压器电路，所述分压器电路连接到预定的电压源，并通过对所述预定的电压源的电压分压来向第K误差检测器提供参考电压。
9.根据权利要求7所述的多电压电源，其中，第K控制信号输出单元包括用于对从第K误差检测器输出的信号分压的分压器电路。
10.根据权利要求7所述的多电压电源，其中，第K输出电压控制器还包括用于使用负反馈来提供补偿电路的第K补偿电路，所述第K补偿电路与第K误差检测器的输出端子以及第K误差检测器的输入端子并联，并且包括串联的电阻器和电容器，其中，第K输出电压施加到第K误差检测器的所述输入端子。
11.根据权利要求1所述的多电压电源，其中，变压器包括具有电流源型开关电路的初级电路，所述电流源型开关电路包括用于使用从第一输出电压控制器输出的第一控制信号来执行切换操作的第一开关。
12.根据权利要求11所述的多电压电源，其中，电流源型开关电路被配置为回扫型和串联谐振型中的一种。
13.根据权利要求12所述的多电压电源，其中，电流源型开关电路被配置为有源箝位回扫型和半桥回扫型中的一种。
14.根据权利要求11所述的多电压电源，其中，电流源型开关电路还包括用于防止变压器的漏电感的缓冲器电路。
15.根据权利要求1所述的多电压电源，其中，第一输出电路包括用于对从变压器传递的电压整流的整流器。
16.根据权利要求15所述的多电压电源，其中，所述整流器是半波整流电路或全波整流电路。
17.一种包括多电压电源的图像形成装置，所述多电压电源包括变压器、用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第一输出电压的第一输出电路、以及用于根据第一输出电压来控制提供给变压器的初级绕组的电压的第一输出电压控制器，其中，所述多电压电源包括：
第二至第N输出电路，用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来分别产生第二至第N输出电压；以及
第二至第N输出电压控制器，用于通过反馈所述第二至第N输出电压来分别线性地且独立地控制输出所述第二至第N输出电压，
其中，第二至第N输出电路均包括连接到变压器的次级绕组的次级线圈的二极管以及串联在所述二极管后面的金属氧化物半导体场效应晶体管，
其中，第二至第N输出电压控制器中的每个将切换控制信号施加到包括在相应输出电路中的金属氧化物半导体场效应晶体管，以允许所述金属氧化物半导体场效应晶体管在有源区进行操作。
18.一种多电压电源，包括变压器、用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第一输出电压的第一输出电路、以及用于根据第一输出电压来控制提供给变压器的初级绕组的电压的第一输出电压控制器，其中，所述多电压电源包括：
第二至第N输出电路，用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来分别产生第二至第N输出电压；以及
第二至第N输出电压控制器，用于通过反馈所述第二至第N输出电压，根据切换操作，来分别线性地且独立地控制输出所述第二至第N输出电压,
其中，作为第二至第N输出电路之一的第K输出电路包括：第K整流器，用于通过对从变压器传递的电压进行整流来产生第K输出电压；以及第K开关，用于根据作为第二至第N输出电压控制器之一的第K输出电压控制器的切换控制信号，来控制输出第K整流器的输出电压，
其中，K是大于或等于2并且小于或等于N的正整数，
其中，第二至第N输出电路均包括连接到变压器的次级绕组的次级线圈的二极管以及串联在所述二极管后面的金属氧化物半导体场效应晶体管，
其中，第K开关是所述金属氧化物半导体场效应晶体管，
其中，第K输出电压控制器将切换控制信号施加到作为第K开关的金属氧化物半导体场效应晶体管，以允许所述金属氧化物半导体场效应晶体管在有源区进行操作。
19.根据权利要求18所述的多电压电源，其中，第K整流器包括：
第K二极管和第K电容器，彼此串联，并且一起与变压器的次级绕组并联；以及
第K输出端子，在第K电容器的两端形成，用于输出第K输出电压，
其中，第K二极管是所述连接到变压器的次级绕组的次级线圈的二极管。
20.根据权利要求18所述的多电压电源，其中，第K整流器是半波整流电路或全波整流电路。
21.根据权利要求19所述的多电压电源，其中，所述金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极连接到第K输出电压控制器的输出端子，所述金属氧化物半导体场效应晶体管的其它端子连接在第K二极管和第K电容器之间。
22.根据权利要求18所述的多电压电源，其中，作为第二至第N输出电压控制器之一的第K输出电压控制器包括：
第K输出电压检测器，用于检测第K输出电压；
第K误差检测器，用于将由第K输出电压检测器检测的第K输出电压与预定的参考电压进行比较，并根据比较结果输出误差值；
第K频率同步单元，用于将从外部提供的斜坡信号与变压器的初级绕组的切换频率同步；以及
第K脉宽调制器，用于将从第K误差检测器输出的信号与从第K频率同步单元输出的同步的斜坡信号进行比较，并输出用于控制第K开关的切换操作的第K切换控制信号。
23.根据权利要求22所述的多电压电源，其中，第K输出电压检测器是分压器电路。
24.根据权利要求22所述的多电压电源，其中，由连接在预定的电压源和地之间的电阻器和稳压二极管产生所述参考电压。
25.根据权利要求22所述的多电压电源，其中，第K输出电压控制器还包括用于使用负反馈来提供补偿电路的第K补偿电路，所述第K补偿电路与第K误差检测器的输出端子以及第K误差检测器的输入端子并联，并且包括串联的电阻器和电容器，其中，第K输出电压施加到第K误差检测器的所述输入端子。
26.根据权利要求18所述的多电压电源，其中，变压器的初级电路包括电流源型开关电路，所述电流源型开关电路包括用于使用从第一输出电压控制器输出的第一控制信号来执行切换操作的第一开关。
27.根据权利要求26所述的多电压电源，其中，电流源型开关电路被配置为回扫型和串联谐振型中的一种。
28.根据权利要求27所述的多电压电源，其中，电流源型开关电路被配置为有源箝位回扫型和半桥回扫型中的一种。
29.根据权利要求26所述的多电压电源，其中，电流源型开关电路还包括用于防止变压器的漏电感的缓冲器电路。
30.根据权利要求18所述的多电压电源，其中，第一输出电路包括用于对从变压器传递的电压整流的整流器。
31.根据权利要求30所述的多电压电源，其中，所述整流器是半波整流电路或全波整流电路。
32.一种包括多电压电源的图像形成装置，所述多电压电源包括变压器、用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来产生第一输出电压的第一输出电路、以及用于根据第一输出电压来控制提供给变压器的初级绕组的电压的第一输出电压控制器，其中，所述多电压电源包括：
第二至第N输出电路，用于使用传递到变压器的次级绕组的电压来分别产生第二至第N输出电压；以及
第二至第N输出电压控制器，用于通过反馈所述第二至第N输出电压，根据切换操作，来分别线性地且独立地控制输出所述第二至第N输出电压，
其中，第二至第N输出电路均包括连接到变压器的次级绕组的次级线圈的二极管以及串联在所述二极管后面的金属氧化物半导体场效应晶体管，
其中，第二至第N输出电压控制器中的每个将切换控制信号施加到包括在相应输出电路中的金属氧化物半导体场效应晶体管，以允许所述金属氧化物半导体场效应晶体管在有源区进行操作。
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