CN103166886A - 频率偏置消除电路及方法以及通信设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够迅速且高精度地追踪至有效负载区间而消除频率偏置的频率偏置消除电路及方法以及包含该电路的通信设备。对基带信号的频率级以0.5符号间隔进行采样而得到一连串的样本级。计算出多个以该样本级中的任意的第一频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值。此外，计算出多个以该样本级中的、自该第一频率级起0.5符号之后的第二频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值。然后，计算用于该第一及第二差分绝对值的计算的该样本级的平均值，该第一差分绝对值比预设的第一判定值大且该第二差分绝对值比预设的第二判定值小时，设定该平均值作为频率偏置。

Description

频率偏置消除电路及方法以及通信设备

技术领域

本发明涉及无线通信系统的解调器中的频率偏置（offset）消除电路及方法以及包含该电路的通信设备。

背景技术

一般而言，无线通信系统的解调器具备对实施了例如频率偏移调制（FSK：Frequency Shift Keying）等调制处理的信号进行检波而得到表示频率的偏移水平的数字检波信号（以下称为基带（baseband）信号）的结构，并且具备用于将存在于该基带信号的频率偏置消除的例如AFC（Automatic frequency control：自动频率控制）电路等频率偏置消除电路。当存在频率偏置时，不能正确地通过限制水平（slice level）即判定阈值的设定值和基带信号的信号级的大小比较而进行数据值的判定。因此，意在通过消除频率偏置，正确地判定基带信号表示的为例如“0”或者“1”的连续的数据值。

一直以来，作为消除频率偏置的方法，已知计算出既定期间中的基带信号的振幅平均值，将该振幅平均值作为频率偏置消除的方法（例如专利文献1）。此外，还已知计算出在进行突发（burst）通信的无线通信系统中的接收帧的头部附加的前同步码（preamble）的数据模式（data pattern）的振幅平均值，将该振幅平均值作为频率偏置消除的方法（例如专利文献2）。

专利文献1：日本特开平11-298541号公报；

专利文献2：日本特开2009-71811号公报。

发明内容

然而，如专利文献1所记载的将既定期间中的基带信号的振幅平均值作为频率偏置消除的方法，存在对于基带信号的频率偏置消除的追踪性和偏置消除精度成为折中（tradeoff）关系的问题，即将该既定期间较短地设定时，对于基带信号的频率偏置消除的追踪性变高，而另一方面频率偏置消除精度变得较低，将该既定期间较长地设定时，频率偏置消除精度变得较高而另一方面对于基带信号的频率偏置消除的追踪性变低。

此外，如专利文献2的技术的将前同步码的数据模式的振幅平均值作为频率偏置消除的方法，存在的问题是当从前同步码数据模式计算出频率偏置之后在有效负载（payload）区间产生偏置时，以前同步码数据模式计算出的频率偏置并非应该消除的最佳的频率偏置，即应该消除的频率偏置的值不能够追踪至有效负载区间。此外，存在在识别前同步码数据之前误检测出存取码（access code）时，首先，不能够识别前同步码数据模式，不能够计算出频率偏置的问题。

本发明鉴于如上述的问题而完成，提供能够迅速且高精度地追踪至有效负载区间而消除频率偏置的频率偏置消除电路及方法以及包含该电路的通信设备。

本发明的频率偏置消除电路，消除基带信号的频率偏置，其特征在于具有：采样部，对所述基带信号的频率级以0.5符号间隔进行采样而获得一连串的样本级（sample level）；第一差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的任意的第一频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值；第二差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的、自所述第一频率级起0.5符号之后的第二频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值；平均值计算部，计算出用于所述第一及第二差分绝对值的计算的所述样本级的平均值；以及频率偏置保持部，在所述第一差分绝对值比预设的第一判定值大，且所述第二差分绝对值比预设的第二判定值小时，设定用所述平均值计算部计算出的所述平均值作为所述频率偏置。

此外，本发明的频率偏置消除方法，其特征在于具有：第一差分绝对值计算步骤，计算出多个基带信号的任意的第一定时中的频率级作为第一频率级，将以所述第一定时为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值；第二差分绝对值计算步骤，将自所述第一定时起0.5符号之后的第二定时中的所述基带信号的频率级作为第二频率级，计算出多个以所述第二定时为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值；以及频率偏置计算步骤，在所述第一差分绝对值比预设的第一判定值大，且所述第二差分绝对值比预设的第二判定值小时，计算出作为用于所述第一差分绝对值的计算的频率级的平均值的第一平均值，或者作为用于所述第二差分绝对值的计算的频率级的平均值的第二平均值的至少任意一个平均值作为频率偏置。

此外，本发明的通信设备，具备对接收信号进行检波并生成基带信号的检波部和将所述基带信号的频率偏置消除的频率偏置消除电路以及基于消除了所述频率偏置的所述基带信号而对接收信号进行解调的解调部，其特征在于具有：采样部，对所述基带信号的频率级以0.5符号间隔进行采样而获得一连串的样本级；第一差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的任意的第一频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值；第二差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的、自所述第一频率级0.5符号之后的第二频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值；平均值计算部，计算出用于所述第一及第二差分绝对值的计算的所述样本级的平均值；以及频率偏置保持部，在所述第一差分绝对值比预设的第一判定值大，且所述第二差分绝对值比预设的第二判定值小时，设定用所述平均值计算部计算出的所述平均值作为所述频率偏置。

根据本发明的频率偏置消除电路及方法以及通信设备，不仅能够对前同步码部分，也能够对有效负载部分的基带信号设定适当的判定阈值。此外，不需要设置用于检测前同步码部分的电路以进行判定阈值设定。进而，能够基于有效负载部分出现的数据模式更新判定阈值，所以能够追踪偏置的变动而设定适当的判定阈值。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施例的频率偏置消除电路的结构的框图；

图2是示出图1的采样部的结构的框图；

图3是示出包含图1的频率偏置消除电路的通信设备的结构的框图；

图4是示出接收帧格式的一例的图；

图5中，（a）是将基带信号和以某种采样定时进行采样后的样本级一同表示的时序图；（b）是将基带信号和以其他的采样定时进行采样后的样本级一同表示的时序图；

图6是将其他的基带信号和样本级一同表示的时序图；

图7是示出本发明的第二实施例的频率偏置消除电路的结构的框图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施例。

<第一实施例>

图1示出本实施例的频率偏置消除电路10的结构。频率偏置消除电路10是用于即使在从检波部20（图3）供给的基带信号存在频率偏置时，也能够消除该频率偏置而正确地判别该基带信号表示的数据值的电路。

采样部11将从检波部20（图3）供给的基带信号延迟输出。

图2示出采样部11的结构。采样部11，能够对基带信号的频率级以0.5符号间隔进行采样而得到一连串的样本级，由串联连接的8个延迟电路50-0~50-7构成。此外，在此所谓的0.5符号间隔，是根据例如主时钟（master clock）频率和传输率以及延迟电路级数而确定的设计值，并非表示起因于这些制造误差而作为结果产生的间隔。延迟电路50-0~50-7各自将输入信号延迟0.5符号而向后级输出。根据该结构，基带信号分别延迟0、0.5、1、1.5、2、2.5、3、3.5、以及4符号，并分别作为信号级D0、D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、以及D8输出。换言之，采样部11输出在相当于4符号的采样期间内以0.5符号作为采样间隔对基带信号的频率级进行采样而得到的信号级（以下称为样本级）D0、D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、以及D8。此外，1符号相当于基带信号的半个周期。

减法部12-0~12-6对从采样部11输出的样本级D0~D8进行减法处理。详细而言，分别地，减法部12-0将样本级D0和D2的差，减法部12-1将样本级D1和D3的差，减法部12-2将样本级D2和D4的差，减法部12-3将样本级D3和D5的差，减法部12-4将样本级D4和D6的差，减法部12-5将样本级D5和D7的差，减法部12-6将样本级D6和D8的差，作为减算值S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6输出。

绝对值化部13-0~13-6输出减算值S0~S6的绝对值（以下称为差分绝对值）A0~A6。以下，将减法部12-0、12-2、12-4以及12-6和绝对值化部13-0、13-2、13-4以及13-6合称为第一差分绝对值计算部。此外，将减法部12-1、12-3以及12-5和绝对值化部13-1、13-3、以及13-5合称为第二差分绝对值计算部。

将这些计算部的动作如下详述。即，第一差分绝对值计算部计算出多个以样本级D1~D8中的任意一个（以下称为第一频率级）为基准每间隔1符号彼此邻接的样本级的各自之间的差分绝对值（以下称为第一差分绝对值）。换言之，第一差分绝对值计算部将基带信号的任意的定时（以下称为第一定时）中的频率级作为第一频率级，将以该第一定时为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值而计算出多个。

第二差分绝对值计算部计算出多个以自样本级D1~D8之中的第一频率级起0.5符号之后的样本级（以下称为第二频率级）为基准每间隔1符号彼此邻接的样本级的各自之间的差分绝对值（以下称为第二差分绝对值）。换言之，第二差分绝对值计算部将自上述第一定时起0.5符号之后的定时（以下称为第二定时）中的基带信号的频率级作为第二频率级，将以该第二定时为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值而计算出多个。

以下，将比较部14-0~14-6、逻辑和部15、微分电路16、阈值保持部18合称为频率偏置保持部。频率偏置保持部在第一差分绝对值A0、A2、A4、A6全部比预设的第一判定值1大，且所述第二差分绝对值A1、A3、A5全部比预设的第二判定值2小时，设定用平均值计算部17计算出的平均值作为频率偏置。

比较部14-0~14-6将差分绝对值A0~A6和预设的第一及第二判定值（以下称为判定值1及2）进行比较。

详细而言，比较部14-0在差分绝对值A0比判定值1大时输出逻辑值“1”的比较结果值C0。此外，比较部14-0在差分绝对值A0为判定值1以下时输出逻辑值“0”的比较结果值C0。同样地，比较部14-2在差分绝对值A2比判定值1大时，比较部14-4在差分绝对值A4比判定值1大时，比较部14-6在差分绝对值A6比判定值1大时分别将比较结果值C2、C4、C6作为逻辑值“1”输出，反之作为逻辑值“0”输出。

此外，比较部14-1在差分绝对值A1比判定值2小时将比较结果值C1作为逻辑值“1”输出。此外，比较部14-1在差分绝对值A1为判定值2以上时将比较结果值C1作为逻辑值“0”输出。同样地，比较部14-3在差分绝对值A3比判定值2小时，比较部14-5在差分绝对值A5比判定值2小时，分别将比较结果C3、C5作为逻辑值“1”输出，反之作为逻辑值“0”输出。

根据该结构，在条件为第一差分绝对值A0、A2、A4、A6各自比第一判定值1大且第二差分绝对值A1、A3、A5各自比第二判定值2小时，比较结果值C0~C6的全部逻辑值变为“1”。以下，将差分绝对值A0、A2、A4、A6称为顶点（peak）系列绝对值，将差分绝对值A1、A3、A5称为中点系列绝对值。此外，也将判定值1称为顶点系列判定值，将判定值2称为中点系列判定值。

顶点系列判定值及/或中点系列判定值，能够考虑例如基带信号的振幅方向的大小、预想的偏置的大小等，根据用户的判断进行手动调整。手动调整例如通过来自外部的判定值变更信号的输入而完成。判定值变更信号例如可以是比较部14-0~14-6指定作为顶点系列判定值或中点系列判定值的候补值而预先具有的多个判定值之中的一个的内容，也可以是以数值直接指定判定值的内容。此外，例如响应表示使用的传输方式的传输方式信号（未图示）而比较部14-0~14-6自动调整这些判定值的方式也可以。传输方式信号例如可以包含于接收帧内，也可以从外部另行供给。

逻辑和部15求比较结果值C0、C1、C2、C3、C4、C5、以及C6的逻辑和。比较结果值C0~C6的全部的逻辑值为“1”时，逻辑和部15将逻辑值“1”向微分电路16供给。比较结果值C0~C6之中至少一个逻辑值为“0”时，逻辑和部15将逻辑值“0”向微分电路16供给。

微分电路16检测从逻辑和部15供给的逻辑值从“0”变化为“1”时的上升沿并生成判定脉冲信号。微分电路16将判定脉冲信号向阈值保持部18供给。以下将比较部14-0~14-6和逻辑和部15以及微分电路16合称为脉冲生成部。

平均值计算部17计算用于第一及第二差分绝对值的计算的样本级D0~D7的平均值并将其向阈值保持部18供给。

阈值保持部18在从微分电路16供给判定脉冲信号的定时，将从平均值计算部17供给的平均值导入，并将其作为判定阈值保持。

判别部19将样本级D7和保持于阈值保持部18的判定阈值进行比较。例如，判别部19在样本级D7比该判定阈值大时，作为判别结果输出逻辑值“1”，小时作为判别结果输出逻辑值“0”。

图3示出包含频率偏置消除电路10的通信设备100的结构。

检波部20将对例如无线发送的IF（中频：Intermediate Frequency）信号等接收信号进行频率检波而得到的基带信号向频率偏置消除电路10供给。

符号时钟再现部30（以下称为STR（符号定时恢复：Symbol Timing Recovery））基于从频率偏置消除电路10输出的判别结果而再现符号时钟。

数据判定部40根据从判别部19输出的判别结果，和由STR30再现的符号时钟同步而判定数据值是逻辑值“0”还是“1”。数据判定部40将该判定结果作为解调数据输出。以下，将STR30和数据判定部40合称为解调部45。这样，解调部45基于消除了频率偏置的基带信号将接收信号解调。

图4示出接收帧格式的一例。有效负载数据的前面附加有前同步码。前同步码例如包含逻辑值010101…等“0”及“1”重复数据模式。此外，“0”及“1”的重复数据模式不仅能够出现于前同步码部分，也能出现于有效负载部分。频率偏置消除电路10能够不管检波频率的采样对象部分为前同步码还是有效负载，在判别为检波频率为“0”及“1”的重复数据模式时设定判定阈值。

以下，参照图5（a）及（b）以及图1，说明频率偏置消除电路10的判定阈值的设定动作。

图5（a）及（b）中，示出对以逻辑值010101…的重复数据进行频率调制后的信号进行频率检波而得到的基带信号的一例。以下说明频率偏置消除电路10接收到这样的基带信号后的动作。

采样部11以0.5符号间隔对基带信号的频率级进行采样，得到样本级D0~D8。减法部12-0~12-6将样本级D0和D2、D1和D3、D2和D4、D3和D5、D4和D6、D5和D7、D6和D8的各自的差分别作为减算值S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6输出。绝对值化部13-0~13-6输出减算值S0、S1、S2、S3、S4、S5、S6的绝对值即差分绝对值A0、A1、A2、A3、A4、A5、A6。

比较部14-0~14-6将差分绝对值A0、A2、A4、A6的各自和判定值1进行比较，将差分绝对值A1、A3、A5的各自和判定值2进行比较。比较部14-0~14-6在满足差分绝对值A0、A2、A4、A6的各自比判定值1大且差分绝对值A1、A3、A5的各自比判定值2小的条件时，将比较结果值C0~C6的全部逻辑值作为“0”输出。

通过判定是否满足这样的条件能够判别以下内容。第一，从差分绝对值A0、A2、A4、A6的各自和判定值1的比较，能够判别作为采样对象的基带信号的频率级表示的数据值为0101…，或者1010…等“0”和“1”的重复数据模式。第二，从差分绝对值A1、A3、A5的各自和判定值2的比较，能够判别互相邻接的振幅中点之间的差异小，即作为采样对象的基带信号的频率级未因该采样期间中的频率偏置量的变动而混乱。

此外，即使基带信号的频率级表示的数据值为1010…，采样定时为例如图5（a）时也不满足该条件。但是，通过采样部11使采样定时以比0.5符号短的间隔徐徐变化，在采样定时变为如图5（b）时满足该条件。

此外，基带信号的频率级由于采样期间中的频率偏置量的变动而混乱，变为例如如图6的时候，样本级D5和D7的差变得比既定的判定值2大，所以不满足上述条件。

逻辑和部15求比较结果值C0~C6的逻辑和并输出其结果。满足上述条件时即比较结果值C0~C6的全部的逻辑值为“1”时，逻辑和部15将逻辑值“1”向微分电路16供给。另一方面，比较结果值C0~C6之中的至少1个逻辑值为“0”时，逻辑和部15将逻辑值“0”向微分电路16供给。

微分电路16对从逻辑和部15供给的逻辑值从“0”变化为“1”时的上升沿进行检测而生成判定脉冲信号。微分电路16向阈值保持部18供给判定脉冲信号。平均值计算部17计算样本级D0~D7的信号级的平均值并将其向阈值保持部18供给。阈值保持部18在从微分电路16供给判定脉冲信号的定时将从平均值计算部17供给的平均值导入，并将其作为判定阈值保持。

图5（b）中，样本级D0~D7的信号级的平均值为基带信号的振幅中点。此外，图5（b）中，比较结果值C0~C6的全部的逻辑值为“1”，所以阈值保持部18将该平均值作为判定阈值保持。此外，图5（a）、图（6）中比较结果值C0~C6的逻辑值不全部为“1”，所以阈值保持部18不将用平均值计算部17计算出的平均值作为判定阈值采用。即，此时阈值保持部18不设定判定阈值。

判别部19对样本级D7和阈值保持部18保持的判定阈值进行比较。判别部19在判定为样本级D7比判定阈值大时作为判别结果输出例如逻辑值“1”，小时作为判别结果输出例如逻辑值“0”。

如上所述，根据本实施例的频率偏置消除电路10，检波频率的采样对象部分能够不管是前同步码还是有效负载，在判定检波频率为“0”及“1”的重复数据模式时设定判定阈值。特别地，因为在检波频率未因频率偏置的变动产生混乱时进行该设定，所以能够在为阈值设定而对被认为和前同步码部分相比更容易产生频率偏置的变动的有效负载部分的数据模式进行采样时也设定适当的判定阈值，消除频率偏置。这样，根据本实施例的频率偏置消除电路10，能够设定适当的判定阈值，所以能够提高频率偏置消除的精度。

此外，每当有效负载部分出现“0”及“1”的重复数据模式时设定判定阈值，所以即使随着时间经过而频率偏置值变动时，也能够追踪该变动而随时重设适当的判定阈值。此外，即使在将前同步码数据到来之前的其他数据误识别为前同步码数据而设定了不适当的判定阈值的情况下，也能在出现了“0”及“1”的重复数据模式时重设适当的判定阈值。通过该重设，能够正确地判定此后的数据。这样，根据本实施例的频率偏置消除电路10，能够实现对频率偏置的变动的高追踪性。

因此，根据本实施例的频率偏置消除电路10，能够追踪频率偏置的变动而设定适当的判定阈值，并且能够兼顾对基带信号的频率偏置消除的追踪性和偏置消除的精度。

此外，上述实施例是以被频率偏移调制（FSK）后的基带信号为处理对象时的例子，但并不局限于此。例如，被相位偏移调制（PSK：phase shift keying）后的相位检波信号、被振幅偏移调制（ASK：amplitude-shift keying）后的振幅检波信号也能够适用本发明的频率偏置消除电路。

此外，上述实施例是以具有前同步码的数据为处理对象时的例子，但并不局限于此，即使是不具有前同步码的数据，当出现“0”及“1”的重复数据模式时，也能够达到和上述的例子同样的效果。

此外，上述实施例是在10101（图5（a）及（b））的数据模式中取得9个样本级D0~D8并基于它们设定判定阈值时的例子，但并不局限于此。例如能够将1010、10101010等任意长度的数据模式长度作为采样对象。采样对象的数据模式长度可以比前同步码的数据长度长也可以比它短。此外，和数据模式长度相对应，对减法部12-0~12-6、绝对值化部13-0~13-6、比较部14-0~14-6的级数进行增减即可。

此外，上述实施例是平均值计算部17计算样本级D0~D7的平均值，阈值保持部18将该平均值作为判定阈值保持时的例子，但并不局限于此。平均值计算部17也能够计算用于第一差分绝对值A0、A2、A4以及A6的计算的样本级D0、D2、D4、D6的平均值（以下称为第一平均值），及/或用于第二差分绝对值A1、A3以及A5的计算的样本级D1、D3以及D5的平均值（以下称为第二平均值）。进而，平均值计算部17还能够计算第一平均值及第二平均值的平均值（以下称为第三平均值）。此时，阈值保持部18将第一平均值、第二平均值、第三平均值中的一个作为判定阈值保持。

<第二实施例>

图7示出本实施例的频率偏置消除电路10的结构。以下主要对和第一实施例不同的部分进行说明。

频率偏置消除电路10进而包含非选择部60。非选择部60响应非选择信号B0~B6，从C0~C6之中选择至少一个应该从逻辑和部15的逻辑和的对象排除的比较结果值。非选择信号B0~B6各自为“0”或者“1”的逻辑值。

非选择部60包含逻辑积部60-0~60-6。逻辑积部60-0输出比较结果值C0和非选择信号B0的逻辑积。非选择信号B0的逻辑值为“1”时比较结果值C0被从逻辑和的对象排除，不管比较结果值C0的逻辑值是什么，逻辑积部60-0的输出都为逻辑值“1”。另一方面，非选择信号B0的逻辑值为“0”时，比较结果值C0被作为逻辑和的对象，和比较结果值C0的逻辑值对应，逻辑积部60-0的输出为逻辑值“0”或“1”。

同样地，逻辑积部60-1将比较结果值C1和非选择信号B1，逻辑积部60-2将比较结果值C2和非选择信号B2，逻辑积部60-3将比较结果值C3和非选择信号B3，逻辑积部60-4将比较结果值C4和非选择信号B4，逻辑积部60-5将比较结果值C5和非选择信号B5，逻辑积部60-6将比较结果值C6和非选择信号B6的逻辑积分别输出。

逻辑和部15输出被非选择部60作为非选择的比较结果值以外的比较结果值（C0~C6之中的至少一个）的逻辑和。例如，能够使非选择信号B0~B3、B5及B6的逻辑值为“0”而选择比较结果值C0~C3、C5及C6，使非选择信号B4的逻辑值为“1”而非选择比较结果值C4。此时，即使样本级D4和D6的差为判定值1以下，当满足其它的比较条件时，逻辑和部15对微分电路16供给逻辑值“1”。

平均值计算部17和非选择信号B0~B6的内容无关，计算样本级D0~D8的全部的平均值也可，还能够和非选择信号B0~B6的内容对应而将样本级D0~D8之中的至少一个从平均值的计算对象中排除。例如，如上述例子那样只有非选择信号B4逻辑值为“1”时，能够将样本级D4和D6从计算对象排除。

这样，根据本实施例的频率偏置消除电路10，通过将比较结果值C0~C6之中的至少一个作为非选择而从逻辑和部15的逻辑和的对象排除，能够使设定判定阈值时的判定条件可变。

符号说明

10 频率偏置消除电路；11 采样部；12-0~12-6 减法部；13-0~13-6 绝对值化部；14-0~14-6 比较部；15 逻辑和部；16 微分电路；17 平均值计算部；18 阈值保持部；19 判别部；20 检波部；30 符号时钟再现部（STR）；40 数据判定部；45 解调部；50-0~50-7 延迟电路；60 非选择部；60-0~60-6 逻辑积部；100 通信设备。

Claims (8)

1. 一种频率偏置消除电路，消除基带信号的频率偏置，其特征在于具有：

采样部，对所述基带信号的频率级以0.5符号间隔进行采样而获得一连串的样本级；

第一差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的任意的第一频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值；

第二差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的、自所述第一频率级起0.5符号之后的第二频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值；

平均值计算部，计算出用于所述第一及第二差分绝对值的计算的所述样本级的平均值；以及

频率偏置保持部，在所述第一差分绝对值比预设的第一判定值大，且所述第二差分绝对值比预设的第二判定值小时，设定用所述平均值计算部计算出的所述平均值作为所述频率偏置。

2. 如权利要求1所述的频率偏置消除电路，其特征在于：

多个所述第一差分绝对值全部比所述第一判定值大时，计算所述频率偏置。

3. 如权利要求1所述的频率偏置消除电路，其特征在于：

多个所述第二差分绝对值全部比所述第二判定值小时，计算所述频率偏置。

4. 一种频率偏置消除方法，其特征在于具有：

第一差分绝对值计算步骤，计算出多个基带信号的任意的第一定时中的频率级作为第一频率级，将以所述第一定时为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值；

第二差分绝对值计算步骤，将自所述第一定时起0.5符号之后的第二定时中的所述基带信号的频率级作为第二频率级，计算出多个以所述第二定时为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值；以及

频率偏置计算步骤，在所述第一差分绝对值比预设的第一判定值大，且所述第二差分绝对值比预设的第二判定值小时，计算出作为用于所述第一差分绝对值的计算的频率级的平均值的第一平均值，或者作为用于所述第二差分绝对值的计算的频率级的平均值的第二平均值的至少任意一个平均值作为频率偏置。

5. 如权利要求4所述的频率偏置消除方法，其特征在于：

在所述频率偏置计算步骤中，计算所述频率偏置作为所述第一平均值以及所述第二平均值的平均值。

6. 如权利要求4所述的频率偏置消除方法，其特征在于：

在所述频率偏置计算步骤中，多个所述第一差分绝对值全部比所述第一判定值大时，计算所述频率偏置。

7. 如权利要求4所述的频率偏置消除方法，其特征在于：

在所述频率偏置计算步骤中，多个所述第二差分绝对值全部比所述第二判定值小时，计算所述频率偏置。

8. 一种通信设备，具备对接收信号进行检波并生成基带信号的检波部和将所述基带信号的频率偏置消除的频率偏置消除电路以及基于消除了所述频率偏置的所述基带信号而对接收信号进行解调的解调部，其特征在于具有：

采样部，对所述基带信号的频率级以0.5符号间隔进行采样而获得一连串的样本级；

第一差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的任意的第一频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第一差分绝对值；

第二差分绝对值计算部，计算出多个以所述样本级中的、自所述第一频率级0.5符号之后的第二频率级为基准每间隔1符号彼此邻接的频率级的各自之间的差分的绝对值作为第二差分绝对值；

平均值计算部，计算出用于所述第一及第二差分绝对值的计算的所述样本级的平均值；以及

频率偏置保持部，在所述第一差分绝对值比预设的第一判定值大，且所述第二差分绝对值比预设的第二判定值小时，设定用所述平均值计算部计算出的所述平均值作为所述频率偏置。

Images