CN103166635B

CN103166635B - 用以使用dpll来测量和补偿dco频率失真的方法和系统

Info

Publication number: CN103166635B
Application number: CN201210541322.8A
Authority: CN
Inventors: G.利普马; B.热肖瓦
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2011-12-15
Filing date: 2012-12-14
Publication date: 2016-08-03
Anticipated expiration: 2032-12-14
Also published as: US8923461B2; US20140112423A1; US20130156129A1; CN103166635A; US8638878B2; DE102012222952B4; DE102012222952A1

Abstract

本发明涉及用以使用DPLL来测量和补偿DCO频率失真的方法和能力。本发明的一个实施例涉及一种具有数模转换器、第一输入端、求和部件、补偿滤波器和补偿单元的通信系统。该转换器被配置成接收第一信号。该第一输入端被配置成接收调相信号。补偿滤波器生成已滤波频偏信号以缓解频率失真，诸如来自数控振荡器的那些。补偿单元包括一个或多个输入端并被配置成根据已滤波频偏信号和所述第一信号来生成修正信号。该修正信号至少部分地说明来自调幅路径的调相信号的估计失真并缓解频率引发的失真。求和部件被配置成接收调相信号和修正信号并生成已修正调相信号作为结果。

Description

用以使用DPLL来测量和补偿DCO频率失真的方法和系统

背景技术

用于收发机架构的功率效率对于便携式手持设备而言已变成重要问题。下一代无线通信系统、蓝牙、WLAN、GSM-EDGE等采用非恒定包络调制方案以便实现高数据速率。RF调制器概念的传统设计采用矢量调制器架构，其本质上作为使用两个数模转换器（DAC）、两个混频器和线性功率放大器（PA）的单边带上变频器（SSB）进行操作。然而，这些架构是功率低效的，因为其要求完整的线性信号路径。此外，矢量调制器概念要求移动印刷电路板（PCB）上的收发机和功率放大器的分离以避免输出信号到VCD中的寄生耦合。因此，在某些架构中已经由极化调制器概念来替换矢量调制器发射机方法。

极化调制器概念将调制信号分离成调幅（AM）信号和调相（PM）信号。在极化调制中使用的符号或点对应于在矢量调制概念中使用的笛卡尔坐标或从其转换而来。特别地，极化调制概念提供功率效率优点。然而，AM路径可以向PM路径中引入失真，导致数据丢失、减小的带宽等。

附图说明

图1示出了QPSK信号的星座图。

图2是图示出根据本发明的实施例的采用极化调制的通信系统的简化图。

图3是图示出根据本发明的实施例的用于通信系统的DPLL的第二谐波到DCO中的寄生耦合的示图。

图4是图示出根据本发明的实施例的包括振幅补偿单元和补偿滤波器的DPLL系统的示图。

图5是图示出根据本发明的实施例的补偿滤波器的方框图。

图6A和6B是图示出在没有和有补偿的情况下的用于4MHz峰值频率失真的8PSK星座图的图表。

图7是图示出根据本发明的实施例的通信系统的方框图。

图8是示出了可以用来缓解不期望的错误或失真的帧的示例的图表。

图9是图示出根据本发明的实施例所提供的蓝牙极化发射机的示图。

图10是图示出用以缓解由调幅信号引起的相位和频率失真的方法的流程图。

图11是图示出由各种机制获得的传输谱的图表。

具体实施方式

本发明包括用于独立于数字锁相环路（DPLL）滤波器特性而补偿由调幅（AM）至调频（FM）效应引起的相位失真的方法和系统。使用补偿滤波器来缓解由于DPLL的数控振荡器（DCO）引起的变化。可以在通信序列的各部分期间每个突发执行相位信息的测量。然后可以利用该测量来估计失真。然后可以利用所估计失真来补偿AM至FM效应。

本发明的一个实施例涉及一种具有数模转换器、第一输入端、加和部件、补偿滤波器和补偿单元的通信系统。该转换器被配置成接收调幅信号。第一输入端被配置成接收调相信号。补偿滤波器生成已滤波频偏信号以缓解频率失真，诸如来自数控振荡器的那些。补偿单元包括一个或多个输入端并被配置成根据已滤波频偏信号和调幅信号来生成修正信号。该修正信号至少部分地说明来自调幅路径的调相信号的估计失真并缓解频率引起的失真。加和部件被配置成接收调相信号和修正信号并生成已修正调相信号作为结果。下面公开其他实施例及其变体。

现在将参考附图来描述本发明，其中，自始至终使用相同的附图标记来指代相同的元件，并且其中，所图示的结构和设备不一定按比例绘制。

图1示出了QPSK信号的星座图。相移键控（PSK）是通过改变或调制有时称为载波信号的基准信号的相位来传送数据的数字调制方案。正交相移键控（QPSK）是相移键控（PSK）的示例，其使用四个相位。

用以表示PSK和QPSK的方便方式是通过利用诸如图1所示的星座图。星座图示出了Argand平面中的符号或点，其中，由于其九十度相位分离，将实轴和虚轴分别称为同相轴和象限轴。

符号分布在具有90度的距离的圆上。可以用笛卡尔坐标i(t)+j·q(t)或极坐标r(t)e ^jphase(t)来表达符号的几何位置。两个表达式是等效的，并且可以相互变换。

图2是图示出根据本发明的实施例的采用极化调制的通信系统200的简化图。系统200包括转换部件202、相-频转换器204、数字锁相环路（DPLL）206、内插部件208、数模转换器（DAC）210、混频器或组合器212以及补偿单元214。

处理器（未示出）被配置成从数字信号生成正交同相（I）和正交相位（Q）符号或符号分量。符号分量也称为笛卡尔符号分量。笛卡尔符号分量I和Q被转换部件202接收到。转换部件202将笛卡尔符号分量转换成调幅（AM）符号分量（r）和调相（PM）符号分量（Φ）。在一个示例中，转换部件可以包括坐标旋转数字计算机（CORDIC）。

相位分量被提供给后面是DPLL206的相-频转换器204，其执行相-频调制。相-频转换器204将相位分量信号转换成所选频率。已转换的信号然后被提供给DPLL206。然后由DPLL206生成在第一频率下变化的调相载波信号。该调相载波信号被提供给混频器212。

振幅分量被内插部件208接收到。内插部件208使作为数字信号的调幅信号移位至所选采样率。内插部件208的输出被提供给数模转换器（DAC）210，其将数字信号转换成模拟信号。DAC210的输出提供模拟信号作为调幅载波信号。该调幅载波信号被提供给混频器212。

混频器212将调相载波信号与调幅载波信号进行组合。通过将AM载波信号的振幅调制到PM载波信号上来将信号进行组合，得到输出信号。然后可以将组合信号发射和/或放大。混频器212可以利用许多适当机制中的一个来将载波信号进行组合。在一个示例中，混频器212是线性混频器。

DPLL206包括数控振荡器（DCO）。采用极化调制而不是矢量调制缓解功率放大器输出信号到DCO的寄生耦合，从而缓解对于屏蔽印刷电路板（PCB）上的功率放大器与收发机之间的隔室的需要。

可能仍需要屏蔽以缓解从功率放大器（未示出）到DCO的寄生调频。然而，本发明的发明人认识到减少用于由于寄生调频而引起的屏蔽的需要的一个方式是针对寄生调频补偿DCO操作。

为了缓解不期望的错误和失真，包括寄生调频，补偿部件214向调相路径提供修正信号。使用修正信号来使调相信号预失真并缓解不期望的错误和失真，包括调幅至调频效应。在一个示例中，将修正信号与调相信号混频以便使信号预失真。

补偿部件214从一个或多个输入生成修正信号。该输入包括调幅信号的样本、频偏信号、传输功率值等中的一个或多个。在一个示例中，对频偏样本进行滤波以说明DCO变化。

图3是图示出用于通信系统300的DPLL的第二谐波到DCO中的寄生耦合的图表。系统300包括DPLL302、混频器和驱动器部件304和变压器或耦合器306。该图被略微简化以便更全面地图示出寄生耦合。

混频器和驱动器部件304从未示出的部件接收调幅载波信号并从DPLL302接收调相载波信号。变压器或耦合器306耦合用于天线（未示出）的输出信号。

DPLL302包括DCO310、除法器（divider）电路308、混频器312、低通滤波器314、部件316以及反馈部件318。混频器312接收相位信号并将其与来自低通滤波器314的输出信号进行组合。混频器312的输出信号被作为输入信号提供给DCO310。部件316接收选择频率以供DCO310使用的频率控制字（FCW）。部件316也可以执行其他功能。部件316的输出被作为输入提供给低通滤波器314。反馈部件318还将反馈信号作为输入提供给部件316。

DCO310接收混频器输出并提供调相信号作为输出。DCO的输出被除法器308接收到，其向混频器和驱动器部件304提供调相载波信号。除法器308通过将信号的频率除以诸如2的所选值来降低调相信号的频率。除法器308的另一输出向反馈部件318提供第二减少的频率信号。

在某些通信系统中，诸如蓝牙增强数据速率（BT-EDR）系统，使用可变包络调制。然后，将来自混频器和驱动器部件304的输出信号耦合320回到DCO310。此耦合320生成不期望的AM至FM转换，其导致调制频谱的退化并增加差分误差向量大小。该不期望的转换也称为寄生调频或二阶失真（H2）。可以如下所示地补偿寄生调频。

图4是图示出包括振幅补偿单元402和补偿滤波器434的DPLL系统400的图表。系统400在极化发射机架构中补偿不期望的振幅至频率调制效应。系统执行频率调制作为两（2）点调制。由调制信号fmod_f以前馈方式来直接调制DCO410。另外，修正输入fmod_c被添加到静态频率信道字FCW以修正或缓解DCO410的预期相位调制。

系统400包括补偿单元402、第一求和部件404、第二求和部件406、第一部件408、DCO410、第一除法器412、第二除法器414、ΣΔ（sigmadelta）部件418、Σ(sigma)部件420、TDC部件422、第三求和部件424、第二Σ部件426、第四求和部件428、环路滤波器430、补偿滤波器434和混频器432。

补偿单元402根据一个或多个输入来执行振幅至频率补偿，该一个或多个输入包括调幅信号“r”和频偏信号，也称为误差信号。补偿单元向第一求和部件404提供修正信号，也称为补偿输出“fcomp”或补偿信号。在本发明的替换实施例中，可以利用其他信号而不是调幅信号，包括例如包络或包络信号。

第一求和部件404接收修正信号fcomp和（未修正的）调相信号fmod_f并由此提供输出信号。还可以将输出信号称为已修正调相信号。第二求和部件406从第一求和部件接收输出信号并从混频器432接收输出。第二求和部件406将是其输入的和的输出提供给部件408和418。还可以将第二求和部件的输出信号称为已修正调相信号。

第二求和部件406的输出被部件或级408接收到，其然后将信号传递至DCO410。第二求和部件406的输出还被Σ△调制器或部件418接收到。DCO410基于来自级408的其输入和来自ΔΣ部件418的输出来生成DCO输出信号（fdco）。DCO输出信号然后被除法器电路416接收到，其包括第一除法器412和第二除法器414。第一除法器412将DCO输出信号频率除以二（2），并且第二除法器414将DCO输出信号频率除以七（7）。第二除法器414的输出被提供给ΔΣ部件481。

第一Σ部件420或积分器和级接收第一除法器412的输出并将其输出作为第一Σ信号提供给第四求和部件428。TDC422部件也接收第一除法器的输出并向第四求和部件428提供输出。TDC422对基准频率（fref）和除法器412的输出进行操作。TDC被配置成测量基准频率（fref）的相位与除法器412的输出的相位之间的时间延迟。来自TDC的输出是表示基准频率与除法器412的输出之间的相位/时间误差的数字字。

修正输入fmod_c被第三求和部件424加到频率控制字FCW。该和被提供给第二Σ部件426，其向第四求和部件428提供第二Σ信号。第四求和部件428将TDC输出信号与第二Σ信号相加并减去第一Σ信号以提供作为输出的相位检测器信号。相位检测器信号也被用作误差信号，并且在一个示例中采取数字字的形式。

频偏信号也被提供给环路滤波器430，该环路滤波器430将其输出提供给混频器432。环路滤波器430对频偏信号进行滤波和处理并提供频率控制字，该频率控制字表示瞬时工作频率与DCO410的新期望的工作频率之间的误差或变化。

极化调制通信系统包括调幅路径和调相路径。调幅路径生成调幅信号和振幅载波信号。调相路径生成调相信号和相位载波信号。如果利用DPLL400的通信系统的振幅和相位调制路径被完美地匹配，则从PLL环路动态过程去除所发射的信号，并且也称为相位检测器信号的频偏信号仍是零（0）。然而，载波信号的第二谐波的寄生耦合引起DCO410的寄生调制。DPLL尝试通过利用修正输入（fmod_c）来修正所感知的调相。然而，DPLL400的低通特性促使DPLL400对扰动缓慢地进行反应，并且因此DPLL400仅实现寄生调制的有限抑制。结果，频偏信号（也称为相位检测信号）被补偿单元402用作误差信号以更有效地补偿寄生调制。

包括已滤波频偏信号和调幅信号r[k]的一个或多个输入被补偿单元402用来生成修正信号。补偿单元402使用一个或多个适当方法来生成修正信号。在一个示例中，使用查找表（未示出）方法。查找表具有每个条目2个存储值，调幅信号的平方和立方量值，对应于查找表中的瞬时地址。利用误差信号来更新查找表中的地址。以相位检测器时钟速率的速率来执行查找表的更新，所述相位检测器时钟速率是用来生成频偏信号的速率。为了更新表格，首先将瞬时频率误差或变化确定为电流频偏值减去先前频偏值的差并乘以步长参数。可以以已滤波的频偏信号的形式来提供该值。所述瞬时频率误差用来更新r[k-k0]的地址处的表格条目值，其中，k0是补偿或修正信号输出值fcomp[k-k0]与当前频偏值p[k]之间的延迟。修正或补偿信号fcomp[k]还应相对于发射载波信号s(t)在时间上对准。结果，应将补偿信号路径的时间延迟调整至包络信号路径的延迟。

利用适当的方法基于输入来生成修正信号。在一个示例中，补偿单元402根据以下公式来生成修正信号：

其中，r是包络或调幅信号的当前样本，是第一系数且是第二系数。如下所示，可以通过在通信序列的斜坡部分期间执行最小二乘估计来得出第一和第二系数。

然而，应注意的是DCO和DPLL中的变化可以向未滤波频偏信号中引入变化并降低补偿单元402的效率。因此修正信号可能不能说明DPLL特性。例如，可能未说明用于DCO-相间信号的传递特性。结果，应注意的是利用补偿滤波器434，使得用于DCO的传递特性保持恒定。

补偿滤波器434对频偏信号进行滤波以生成已滤波频偏信号，如下所示。结果，使用已滤波误差信号和包络信号r[k]（量值样本）作为第一和第二输入以生成修正信号。

DPLL的反馈机制、控制环路将由于DPLL系统401的反馈机制而作用于对失真相位测量结果造成的相位扰动。来自DCO410的DPLL系统400对由第四求和部件428提供的相位检测器输出的阶跃响应具有高通传递函数。

其中是相位检测器输出或频偏信号，是反馈，并且G _OL(s)是由下式给出的开环传递函数

其中，阿尔法（α）是环路滤波器430的比例增益因数且贝它（β）是环路滤波器的积分增益因数。在锁定过程期间测量DCO增益因数K_DCO，并且可以以高准确度来估计。因此，DPLL401的环路特性仅仅是由环路滤波器430确定的，并且几乎独立于DCO增益估计。

为了补偿控制环路的反馈机制，可以将相位误差信号应用于补偿滤波器434，使得失真传递特性DCO—相间检测器输出相位信号保持恒定。

开环传递函数是已知的，并且因此，可以用数字滤波器来近似并用作补偿滤波器434。数字滤波器H _DPLL,comp(s)则是由以下等式给出的：

H _DPLL,comp(s)=H _DIG(s)≈1+G _OL(s)。

图5是图示出根据本发明的实施例的补偿滤波器500的方框图。例如在用于补偿滤波器434的系统401中，可以利用补偿滤波器500。

补偿滤波器500在第一输入端502处接收误差信号，也称为频偏信号。该频偏信号被第一积分器504接收到。第一积分器的输出和系数ki被第一混频器506混频。第二混频器510将频偏信号与第二系数kp组合。第一混频器506和第二混频器510的输出被求和部件508与频偏信号相加。求和部件508的输出被提供给第二积分器512，其在输出端514处输出已滤波频偏信号。

应注意的是可以将补偿滤波器500集成到AM至FM补偿部件中，或者其可以是单独部件。

图6A和6B是图示出用于4MHz峰值频率失真的8PSK星座图的星座图。该图是模拟且是出于说明性和非限制性目的提供的。图6A描绘没有补偿或修正的星座图。图6B描绘了具有使用补偿单元的如上所示的补偿或修正的星座图，诸如图4的补偿单元402和补偿滤波器，诸如图4的补偿滤波器434。因此，可以看到的是具有补偿的星座图与没有补偿相比提供更大的均匀性和更近的星座点。

此外，可以在有或没有补偿的情况下针对产生的输出信号确定差分误差向量量值（DEVM）值。在没有补偿的情况下，获得21的DEVM均方根值、53的DEVM峰值值以及30的DEVM99值。用使用补偿单元和补偿滤波器的如上所示的补偿，获得5.5的DEVM均方根值、16的DEVM峰值值以及13的DEVM99值。因此，可以看到的是以上所示的补偿导致DEVM值的减小。

图7是图示出根据本发明的实施例的通信系统700的方框图。系统700包括补偿部件，其向调相路径提供修正信号以便补偿不期望的失真或误差，包括不期望的频移。补偿部件还缓解了由DPLL712的数控振荡器产生的失真。

系统700包括转换部件724，其接收符号分量，诸如笛卡尔符号分量，并将接收到的符号分量转换成相位和振幅分量。相位分量被提供给调频部件722且振幅分量被提供给调幅部件720。

调幅部件720以所选频率来生成或调制来自振幅部件的振幅信号。调幅部件720以诸如40MHz的适当频率进行操作以生成振幅信号。第二调幅部件704将振幅信号调制到更高频率。在一个示例中，该更高频率是160MHz。第三调幅部件706将振幅信号调制到载波频率。在一个示例中，载波频率是700MHz。该振幅信号然后被提供给混频器726。

相位分量被相频转换器722接收到，其将相位分量转换成作为相位信号的所选频率。在一个示例中，所选频率是40MHz。相位信号在求和部件724处加到修正信号。如上所述，该修正信号至少部分地补偿失真或误差，包括不期望的频移。相位信号在调制部件710处被转换成更高频率。在一个示例中，该更高频率是160MHz。相位信号被提供给DPLL712，其输出表示调相载波信号。调相载波信号被提供给混频器726，在那里，其与调幅载波信号进行组合并作为输出信号被提供。可以进一步将输出信号放大、发射等。

DPLL712还向同步部件708提供也称为相位差分信号的频偏信号。同步部件708的输出被提供给滤波器728且随后至系数计算部件709。此外，对应于部件720的输出且被DT12延迟的振幅信号也被提供给系数计算部件709。DT12延迟补偿部件720输出与滤波器720输出之间的延迟并促进频偏信号（测量的频率误差）与产生该失真的振幅信号之间的时间对准。

补偿滤波器728从同步部件708接收频偏信号并将由于DPLL712的滤波效应而引起的变化滤出。结果，由补偿滤波器728来提供已滤波频偏信号，其缓解修正信号的生成上的DPLL变化。系数计算部件709生成或计算表征系数，其被提供为来自被DT12延迟的振幅信号的输出和已滤波频偏信号。

至少由被DT1延迟的来自部件720的振幅信号组成的第二信号被提供给补偿部件702。延迟DT1补偿调幅路径与调相路径之间的延迟并促进时间对准。也称为AM至FM补偿部件的振幅补偿部件702根据被DT1延迟的振幅信号、表征系数以及可能的一个或多个附加输入而生成修正信号。

补偿部件702被配置成用两个阶段进行操作，估计阶段和预失真阶段。在估计阶段期间，补偿部件702和系数计算部件709利用帧的量值斜坡部分和瞬时频偏值来估计调相路径的失真，包括调幅至调频效应和二阶失真效应。在某些类型的帧配置（诸如GFSK调制）期间存在量值斜坡。瞬时频偏值或样本是以频偏信号或已滤波的频偏信号的形式提供的。失真效应是由包括但不限于频率信道、最大功率、温度、芯片工艺等的帧传输条件引起的。补偿部件702通过向求和部件724提供修正信号来利用估计失真来使调相信号预失真。还要注意的是应将频率修正信号的时间延迟调整至包络信号路径的延迟，使得频率修正信号相对于在混频器726处提供的输出信号在时间上对准。

在一个示例中，针对每个帧计算所估计失真。然而，本发明的发明人认识到后续帧的训练或斜坡部分可以基本上类似于当前或先前帧。因此，在另一示例中，在一段时间内或针对所选数目的帧重新使用所估计的失真以缓解功率消耗和计算。

还应注意的是图7将补偿单元702、系数计算部件709和补偿滤波器728示为单独部件。然而，应认识到的是可以将这些中的任何或全部组合成单个补偿单元。

图8是示出了可以用来缓解不期望的错误或失真的帧的示例的图表。所示的示例帧是根据蓝牙标准的增强型数据速率（EDR）帧。该帧包括训练或斜坡部分801和数据部分802。斜坡部分801在本示例中是GFSK斜坡。数据部分802是EDR部分。另外，该图表示出了瞬时频偏值803。可以看到的是斜坡部分包括量值的扫描。

图9是图示出根据本发明的实施例所提供的蓝牙极化发射机900的图示。发射机900包括补偿部件922以缓解来自调幅路径的不期望误差和失真。图9图示出具有被配置成生成三个不同“频率区域”的多个分频器（divider）的极化发射机，其中，在每个频率区域中执行的发射机操作取决于等于蓝牙工作频率（例如4804至4960MHz）的两倍的DCO频率的降低。将认识到的是图9图示出可以被用来生成许多频率区域的除法器配置的简化示例且并不意图作为限制性示例。

在第一区域902中，来自DCO908的输出信号S_DCO的频率被分频器910分频以生成686MHz–708MHz的工作频率，或者共同地被分频器910和912划分以生成343MHz–354MHz的工作频率。第一区域902中的频率被用来生成时钟信号，其驱动DAC918的采样以生成具有期望频率的模拟调幅信号。

在第二区域904中，来自DCD908的输出信号S_DCO的频率进一步被分频器914划分以生成用于某些数字操作的171MHz-177的工作频率。如图9所示，用4（或2，取决于分频器910和912的选择性使用）进行的的另外的整除生成用于振幅和调制路径两者中的数字操作的信号。这些数字操作可以包括由(一个或多个)内插器920进行的AM信号和/或(一个或多个)PM信号的CIC内插。

在第三区域906中，来自DCD908的输出信号S_DCO的频率进一步被分频器916划分以生成42MHz–44MHz的工作频率。如图9所示，用4进行的另外整除生成用于极化发射机的数字部分中的其他操作的信号，分别地诸如CORDIC和脉冲整形滤波器。

可以使用另外的分频器（未示出）来将42MHz–44MHz信号向下划分至10～11MHz时钟信号以供在第四区域908中使用。在附加部件的数字操作中可以使用10～11MHz时钟信号，诸如DxPSK脉冲整形器和/或定时控制等。

补偿单元922在第三区域中进行操作以缓解由调幅路径引起的不期望相位信号误差和失真。补偿单元922得到调相失真的估计，包括调幅至调频效应。在通信序列的斜坡部分期间至少部分地从斜坡值和已滤波频偏值得到该估计。频偏值被滤波以缓解从DPLL引入的偏差。在通信序列的（一个或多个）数据部分期间，补偿部件922利用该估计来使调相信号预失真以缓解不期望的误差和失真。

图10是图示出用以缓解调相失真、包括由调幅信号引起的那些的方法1000的流程图。方法1000利用通信序列的斜坡或训练部分来生成估计失真。然后，在数据部分期间，利用该估计失真与其他输入或信号一起修正信号或使其预失真以至少部分地考虑和缓解估计的或实际失真。

该方法在方框1002处开始，其中，获得调幅信号的斜坡样本和用于通信序列的斜坡部分的频偏值。该通信序列包括作为训练序列的振幅斜坡部分和数据部分。在一个示例中，根据蓝牙标准的数据分组包括通信序列。在本示例中，斜坡部分是训练部分或GFSK斜坡，其包括从零扫描至最大值的振幅信号。图8示出了通信序列的斜坡部分801和数据部分802的示例。

频偏值可以从DPLL部件获得，诸如上文所示的那些。频偏值是通过DPLL相位比较器样本的差分化获得的瞬时采样值。

在方框1004处对频偏值进行滤波以从DPLL部件去除变化，包括DCO，并且提供已滤波频偏值。已滤波频偏值没有不期望的变化。可以采用提供上文所示滤波器特性的数字滤波器。

在方框1006处根据频偏值和斜坡样本在估计阶段期间生成补偿系数。该补偿系数被用来生成失真估计。执行频偏对比量值的2和3阶多项式最小二乘法拟合。该失真估计表示来自调幅路径的线性或非线性失真。

在方框1008处在通信序列的数据部分期间获得调幅信号的量值样本。在包括频偏样本、传输功率样本等的数据部分期间还可以获得其他样本和/或信号。

在方框1010处根据量值样本在预失真阶段期间利用估计失真或环路效应来使调相信号预失真。该预失真可以通过生成也称为修正信号的相位修正信号并将其与调相信号组合来实现。

虽然下面将上述方法1000图示和描述为一系列动作或事件，但将认识到的是不应在限制性意义上解释此类动作或事件的所示排序。例如，某些动作可以按照不同的顺序和/或与除在此所示和/或所述的那些之外的其他动作或事件同时地发生。另外，并不是要求所有的所示动作来实现本文的公开的一个或多个方面或实施例。并且，可以在一个或多个单独动作和/或阶段中执行在此描绘的动作中的一个或多个。

以下讨论阐述了出用以生成失真估计的机制。

如上文所示地获得此后表示为m₁至m_N的量值斜坡样本和此后表示为y₁至y_N的瞬时频偏样本。在帧的斜坡或训练部分期间获得斜坡样本和频偏样本。在一个示例中，针对在26MHz下采样的1毫秒斜坡获得26个斜坡和频偏样本。在另一示例中，针对3微秒斜坡获得75个斜坡和频偏样本。诸如大于26的大量样本缓解了相位噪声效应。执行频偏样本对比量值斜坡样本的2和3阶多项式最小二乘法拟合。该拟合旨在确定用于a₂和a₃、多项式的第二和第三阶系数的最佳或适当值。应注意的是本发明设想超过所述的特定2阶和3阶拟合的其他多项式拟合。

在N个样本内执行估计，其中，Y是表示频偏样本y₁至y_N的矢量，并且M是表示斜坡样本m₁至m_N的阵列。A是表示第2和第3阶系数a₂和a₃的系数矢量。

系数矢量的最小二乘估计等于：

一旦已获得2和3阶系数a₂和a₃，则可以估计H2效应，并且可以对通信的剩余部分、诸如帧的其余部分应用补偿。可以从以下等式获得表示为y_corrected的已修正调相信号，其中，y表示调相信号（未修正）。

以上计算涉及合理数目的算术运算。M的计算复杂性约为O(2N)。H的计算复杂性约为（8N+8)。W的计算复杂性约为（2N）。W的总计算复杂性约为（12N+8）。可以通过利用存储的预先计算值来降低复杂性。例如，可以使用已知斜坡形状来预先计算M和H矩阵并存储在查找表中。然后可以利用预先计算H矩阵用单矩阵/矢量乘法来估计H2系数a₂和a₃。这导致复杂性从O(12N+8)降低至O(2N)。

图11是图示出利用修正信号对传输谱的影响的图表。该图表在x轴上描绘MHz并在y轴上描绘dB/Mhz。该图表描绘跨利用12dB增益的谱的传输。

线1102描绘具有用如上所示的修正信号进行已滤波补偿的传输谱。线1101描绘没有补偿的传输谱。线1103描绘没有失真的理想传输谱。线1104示出了用于传输谱的相邻信道的信道区域。

可以看到的是线1101在多个位置上超过了信道区域的边界。结果，可以降低数据完整性和/或传输带宽。线1103、理想传输不包含任何失真，并且因此落在信道区域的边界内。然而，在实际情况中线1103是不可获得的。线1102是使用如上所示的已滤波频偏值和修正信号获得的。线1102确实看起来偏离理想的线，然而其仍在由1104限定的信道区域内，并且相对于线1101显示出可见的且相当大的改善。

特别地关于由上述部件或结构（组件、器件、电路、系统等）执行的各种功能，用来描述此类部件的术语（包括对“装置”的参考）除非另外指明、否则意图对应于任何部件或结构，其执行所描述的部件的指定功能（例如在功能上等价），即使并不是在结构上等价于执行本发明的在此举例说明的示例性实施方式中的功能的所公开结构。另外，虽然可能已相对于多个实施方式中的一个公开了本发明的特定特征，但针对任何给定或特定应用，在可能是期望和有利的时，可以将此类特征与其他实施方式的一个或多个其他特征进行组合。此外，在详细描述和权利要求中使用了术语“包括”、“包含”、“具有（having、has）”、“带有”或其变形的程度上，此类术语意图以类似于术语“包括”的方式是包括性的。

Claims

1.一种通信系统，其包括：

数模转换器，其被配置成接收第一信号；

所述通信系统的第一输入端，其被配置成接收调相信号；

补偿滤波器，其被配置成根据频偏信号生成已滤波频偏信号以缓解来自数控振荡器的频率失真；

补偿单元，其具有一个或多个输入端，所述补偿单元被配置成在所述一个或多个输入端中的第一输入端处获得所述第一信号的振幅样本，并且在所述一个或多个输入端中的第二输入端处获得已滤波频偏信号，并且根据所述一个或多个输入来生成修正信号，其中，所述修正信号说明来自调制路径的失真；以及

求和部件，其被配置成接收所述调相信号和所述修正信号并由此生成已修正调相信号。

2.根据权利要求1所述的系统，还包括数字锁相环路，其包括所述数控振荡器并被配置成根据所述已修正调相信号来生成载波调相信号。

3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述数字锁相环路还被配置成将所述频偏信号提供给所述补偿滤波器。

4.根据权利要求3所述的系统，其中，所述频偏信号表示所述调相信号的瞬时频偏。

5.根据权利要求3所述的系统，其中，包括补偿部件，被配置成在所述一个或多个输入端中的第三输入端处接收传输功率信号，并且所述补偿部件根据所述传输功率来缩放所述修正信号。

6.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一信号是调幅信号，所述调幅信号和所述调相信号是具有第一部分和第二部分的通信序列的，其中，包括补偿部件，被配置成在通信序列的第一部分期间产生振幅失真估计，并在所述通信序列的第二部分期间利用所述振幅失真估计来生成修正信号。

7.根据权利要求6所述的系统，其中，所述第一部分是量值斜坡部分且所述第二部分是数据传递部分。

8.根据权利要求6所述的系统，其中，所述补偿部件被配置成利用最小二乘估计来产生所述振幅失真估计。

9.根据权利要求1所述的系统，其中，所述补偿滤波器是数字滤波器。

10.根据权利要求1所述的系统，其中，所述补偿滤波器对所述频偏信号进行滤波以生成所述已滤波频偏信号。

11.根据权利要求1所述的系统，其中，所述补偿滤波器根据环路滤波器的比例增益因数和环路滤波器的积分增益因数对所述频偏信号进行滤波。

12.根据权利要求1所述的系统，其中，包括补偿部件，包括系数计算部件并被配置成产生被所述补偿部件用来产生振幅失真估计的第二和第三阶系数。

13.一种通信系统，其包括：

转换器，其被配置成提供相位分量信号和振幅分量信号；

内插部件，其被配置成根据所述振幅分量信号来生成调幅信号；

数模转换器，其被配置成根据所述调幅信号来生成振幅载波调制信号；

相频转换器，其被配置成根据所述相位分量信号来生成调相信号；

频偏部件，其被配置成生成表示所述调相信号的频率中的瞬时偏差的频偏信号；

补偿滤波器，其根据所述频偏信号生成已滤波频偏信号，其中，所述已滤波频偏信号缓解频率引发的失真；

具有一个或多个输入端的补偿单元，其被配置成接收一个或多个输入信号并根据所述一个或多个输入信号来生成修正信号，其中，所述一个或多个输入信号包括所述调幅信号和所述已滤波频偏信号的振幅样本，并且其中，所述修正信号说明来自所述调幅信号的失真；

求和部件，其被配置成接收所述调相信号和所述修正信号并由此生成已修正调相信号；

数字锁相环路，其被配置成接收所述已修正调相信号并生成相位载波调制信号；以及

混频器，其将所述相位载波调制信号与所述振幅载波调制信号混合成输出发射信号。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，所述数字锁相环路向所述调相信号中引入频率引发的失真。

15.根据权利要求14所述的系统，其中，所述补偿滤波器根据环路滤波器的开环传递函数对所述频偏信号进行滤波。

16.根据权利要求13所述的系统，还包括系数估计器，其基于所述调幅信号的斜坡样本和所述调相信号的频偏样本来生成系数。

17.根据权利要求16所述的系统，其中，所述系数被作为第二输入提供给所述补偿单元的一个或多个输入端。

18.一种用于估计通信系统中的失真的方法，所述方法包括：

获得通信序列的训练部分的斜坡样本；

获得所述通信序列的训练部分的频偏样本；

根据所述频偏样本来生成已滤波频偏样本；

根据所述斜坡样本和所述已滤波频偏样本来产生振幅失真估计，其中，所述振幅失真估计估计从调幅路径产生的相位失真；以及

根据所述通信序列的数据部分的量值样本和所述振幅失真估计来生成修正信号。

19.根据权利要求18所述的方法，还包括对所述通信序列应用所述修正信号以缓解频率失真。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，生成所述已滤波频偏样本包括根据环路滤波器的基准频率和多个增益因数对频偏信号进行滤波。