JPH06224956A

JPH06224956A - 移動体通信機の無線送信回路

Info

Publication number: JPH06224956A
Application number: JP5010186A
Authority: JP
Inventors: Osamu Sasaki; 治佐々木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-01-25
Filing date: 1993-01-25
Publication date: 1994-08-12

Abstract

(57)【要約】【目的】安価で、消費電流が小さく、しかも出力ベクト
ルの正確な移動体通信機の無線送信回路を提供する。【構成】送信信号源としての電圧制御発信器（４２）を
設けるとともに、電圧制御発信器（４２）から出力され
る周波数信号の振幅を可変制御する電圧制御減衰器（４
３）を設け、目標値生成回路（４１）により、送信符号
列（ＤＡＴＡ）を極座標形式に変換してその位相および
振幅の各瞬時値に対応する位相目標値および振幅目標値
を生成し、位相比較器（５９）を介する位相帰還系によ
り、電力増幅器（４５）から出力された出力信号の位相
と目標値生成回路（４１）で生成された位相目標値との
位相誤差信号に対応して電圧制御発信器（４２）を帰還
制御し、振幅比較器（４４）を含む振幅帰還系により、
電力増幅器（４５）から出力された出力信号の振幅と目
標値生成回路（４１）で生成された振幅目標値との振幅
誤差に対応して電圧制御減衰器（４３）を帰還制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は移動体通信機の無線送
信回路に関し、特に、消費電流が小さく、かつ出力ベク
トルが正確であり、しかも安価に構成することのできる
移動体通信機の無線送信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、は、図９に示すように直交変調器
１６を用いて構成されたものが知られている。図９にお
いて、ｘｙ信号生成回路１１には、送信しようとするデ
ータ信号である符号列ＤＡＴＡ、符号列ＤＡＴＡの取り
込みを制御する取り込み制御用クロックＣＬＫ（Ｄ）、
ｘｙ信号生成回路１１の動作を制御する動作制御用クロ
ックＣＬＫ（Ｏ）が加えられる。ｘｙ信号生成回路１１
は、エンコード回路１１ａと波形処理回路１１ｂから構
成され、取り込み制御用クロックＣＬＫ（Ｄ）および動
作制御用クロックＣＬＫ（Ｏ）に基づき符号列ＤＡＴＡ
から互いに直交するｘ信号およびｙ信号を生成する。こ
のｘｙ信号生成回路１１で生成されたｘ信号およびｙ信
号はそれぞれディジタルアナログ変換器１２、１３でア
ナログ信号に変換され、折り返し除去フィルタ１４、１
５を介して直交変調器１６に加えられる。

【０００３】直交変調器１６には、変調キャリア発信器
１７から出力される変調キャリア信号が加えられてお
り、折り返し除去フィルタ１４、１５を介して加えられ
たアナログｘ信号およびｙ信号を直交変調して、送信機
中間周波信号を出力する。この送信機中間周波信号は、
ローパスフィルタ１８を介してアップコンバートミキサ
１９に加えられる。

【０００４】アップコンバートミキサ１９には、アップ
コンバート用ＰＬＬシンセサイザ２０の出力が加えられ
ており、このアップコンバート用ＰＬＬシンセサイザ２
０から出力される周波数信号によりアップコンバートさ
れ、送信機無線周波数ステージ３０に加えられる。

【０００５】送信機無線周波数ステージ３０は、バンド
パスフィルタ３１、前記増幅器３２、電力増幅器３３、
バンドパスフィルタ３４から構成され、アップコンバー
トミキサ１９から出力されるアップコンバートされた信
号を電力増幅して無線周波数信号として出力する。

【０００６】ところで、このように構成された従来の移
動体通信機の無線送信回路においては、直交変調器１６
以降の回路、すなわち、ローパスフィルタ４４、アップ
コンバートミキサ１９、送信機無線周波数ステージ３０
は、すべて線形系である必要がある。

【０００７】これは、π／４−ＤＱＰＳＫ波等は、その
包絡線に変動があり、それをくずすと、ビットエラー率
が劣化したり、隣接チャネルや次隣接チャネルへスペク
トルが広がってしまう等の不都合が生じるからである。

【０００８】ここで、直交変調器１６やアップコンバー
トミキサ１９は、直線性を保つため、低いレベルで動作
するように構成されている。このため、送信機無線周波
数ステージ３０では、かなり大きな利得をもって増幅す
る必要がある。ここで、利得が不充分であると、出力電
力が不足することになる。

【０００９】したがって、送信機無線周波数ステージ３
０では、高い周波数でありながら線形性の保持、高利
得、高出力、高効率（低消費電流）を同時に満足するこ
とが要求される。

【００１０】しかしながら、線形性と効率は単純に理論
上においても相反する特性であり、例えば、出力レベル
を一定として効率が低下すればその消費電流は増加す
る。また、一般に、線形性を良くするためには消費電流
は増加する。更に、高利得であると、回路動作は不安定
となり、発信の可能性も生じ、また、高出力で、低効率
であると、発熱の問題も生じる。

【００１１】また、多値変調を行うことにより、同一の
周波数でより多くの情報を伝送できることになり、例え
ば、伝送する情報量が同一であれば使用周波数帯域を狭
めることができ、周波数の利用効率を大幅に改善するこ
とができるので、多値変調を行う方式が注目されてい
る。

【００１２】しかしながら、π／４−ＤＱＰＳＫ程度で
の動作であれば、送信機無線周波数ステージ３０だけの
問題で済むかもしれないが、上述したような、多値変
調、例えば、多値ＰＳＫ、多値ＱＡＭの動作を行う場合
は、安価な直交変調器を使用したのではチャネル間のバ
ランスや、キャリアリークの問題が生じ、これらの問題
を解決するためには、大幅なコストアップの可能性があ
る。

【００１３】また、π／４−ＤＱＰＳＫの動作を行う場
合でも、現実的には、安価な直交変調器を使用したので
は精度が不充分であり、調整の工数が増加する等の問題
がある。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述の如く、従来の移
動体通信機の無線送信回路においては、直交変調器の出
力をアップコンバートし、このアップコンバートした高
い周波数の信号を電力増幅して無線出力周波数信号を得
るように構成していたため、出力ベクトルが不正確にな
り、効率の低下が問題となり、性能の割りには、高価
で、消費電流が大きいという問題があった。

【００１５】具体的には、直交変調器のチャネル間バラ
ンスや温度ドリフト等を考えると、電力増幅器に、安価
な直交変調器では、変調精度の規格上、歩留まりが低下
するという問題があり、更に多値変調には向かないとい
う問題もあった。

【００１６】また、この問題を解決するため、直交変調
を正確に行う構成も考えられるが、この場合は高価な直
交変調器を用いるか、多数の調整を行う必要があり、こ
の場合も、価格の上昇をもたらし、また調整の工数が増
加するという問題が生じた。また、キャリア周波数を下
げた構成をとると、直交変調器以外の回路、すなわち、
送信機無線周波数ステージ等の回路規模や部品価格に大
きく影響し、全体としてはやはりコストアップするとい
う問題が生じた。

【００１７】一方、電力増幅器に、高利得、高出力、低
歪、高効率（低消費電流）のものを用意しなければなら
ず、満足すべき性能を得るためには非常に高価になり、
現実には、高出力と低歪の確保以外が困難であるという
問題が生あった。

【００１８】すなわち、送信機無線周波数ステージ等に
おける消費電流は、機器全体のそれに対して占める割合
が大きいことから、ここで消費電流が増加すると、この
移動体通信機を駆動するための電池の容量まで大きくす
る必要があり、これにより機器全体のコストが上昇する
ことになった。

【００１９】そこで、この発明は、安価で、消費電流が
小さく、しかも出力ベクトルの正確な移動体通信機の無
線送信回路を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明は、送信符号列を極座標形式に変換してそ
の位相および振幅の各瞬時値に対応する位相目標値およ
び振幅目標値を生成する目標値生成手段と、制御入力に
対応してその発振周波数を可変制御する可変発振制御手
段と、前記可変発振制御手段から出力される周波数信号
の振幅を可変制御する可変振幅制御手段と、前記可変振
幅制御手段の出力を電力増幅して出力する電力増幅手段
と、前記電力増幅手段から出力された出力信号の位相と
前記目標値生成手段で生成された位相目標値との位相誤
差に対応して前記可変発振制御手段を制御する位相帰還
制御手段と、前記電力増幅手段から出力された出力信号
の振幅と前記目標値生成手段で生成された振幅目標値と
の振幅誤差に対応して前記可変振幅制御手段を制御する
振幅帰還制御手段とを具備したことを特徴とする。

【００２１】

【作用】送信信号源としての可変発振制御手段を設ける
とともに、可変発振制御手段から出力される周波数信号
の振幅を可変制御する可変振幅制御手段を設け、目標値
生成手段により、送信符号列を極座標形式に変換してそ
の位相および振幅の各瞬時値に対応する位相目標値およ
び振幅目標値を生成し、位相帰還制御手段により、電力
増幅手段から出力された出力信号の位相と目標値生成手
段で生成された位相目標値との位相誤差信号に対応して
可変発振制御手段を帰還制御し、振幅帰還制御手段によ
り、電力増幅手段から出力された出力信号の振幅と目標
値生成手段で生成された振幅目標値との振幅誤差に対応
して可変振幅制御手段を帰還制御する。

【００２２】

【実施例】以下、この発明の移動体通信機の無線送信回
路の実施例を図面に基づいて説明する。

【００２３】図１は、この発明の移動体通信機の無線送
信回路の一実施例を示す回路図である。図１において、
目標値生成回路４１には、送信しようとするデータ信号
である符号列ＤＡＴＡ、符号列ＤＡＴＡの取り込みを制
御する取り込み制御用クロックＣＬＫ（Ｄ）、目標値生
成回路４１の動作を制御する動作制御用クロックＣＬＫ
（Ｏ）、送信周波数データＦＲＥＱが加えられる。

【００２４】目標値生成回路４１は、エンコード回路４
１ａ、波形処理回路４１ｂ、位相アキュムレータ４１
ｃ、ディジタルアナログ変換回路４１ｄ、４１ｅを具備
して構成され、取り込み制御用クロックＣＬＫ（Ｄ）お
よび動作制御用クロックＣＬＫ（Ｏ）、送信周波数デー
タＦＲＥＱに基づき符号列ＤＡＴＡを極座標形式に変換
してその位相および振幅の各瞬時値に対応する位相目標
値および振幅目標値を生成し、ディジタルアナログ変換
回路４１ｄから、振幅目標値に対応するアナログ振幅目
標信号を出力し、ディジタルアナログ変換回路４１ｅか
ら位相目標値に対応するアナログ位相目標信号を出力す
る。ここで、送信周波数データＦＲＥＱは送信周波数、
すなわち所望の無線チャネルの送信周波数を指定するも
ので、これにより無変調の位相目標値が与えられる。な
お、この目標値生成回路４１の詳細については、図７お
よび図８を参照して後に詳述する。

【００２５】ところで、この実施例においては、電圧制
御発振器（ＶＣＯ）４２が送信信号の直接の信号源とな
るように構成されており、また、このＶＣＯ４２は、送
信信号の位相についての発信源となっている。

【００２６】このＶＣＯ４２の出力は、電圧制御減衰器
４３に加えられ、ここで、振幅についての操作を行い、
その後電力増幅器４５で電力増幅が行われ、方向性結合
器４６を介して無線周波数信号として出力される。

【００２７】方向性結合器４６は、この送信出力の一部
を取り出し、これを方向性結合器４７を介して第１検波
器４８に加える。第１検波器４８は直線検波器から構成
され、入力された信号を直線検波し、これを振幅比較器
４４および位相比較器４９に加える。

【００２８】他方、方向性結合器４７は、方向性結合器
４６の出力の一部を取り出し、これをダウンコンバート
ミキサ５０に加える。ダウンコンバートミキサ５０は、
周波数固定の固定発振器５１の出力が加えられており、
方向性結合器４７で取り出された信号をダウンコンバー
トし、これを位相比較器４９および第２検波器５２に加
える。第２検波器５２は、直線検波器から構成され、入
力された信号を直線検波し、これを振幅比較器４４およ
び位相比較器４９に加える。

【００２９】位相比較器４９は、目標値生成回路４１か
ら出力されるアナログ位相目標信号、第１検波器４８の
出力、第２検波器５２の出力、ダウンコンバートミキサ
５０の出力が加えられており、これらの信号からアナロ
グ位相目標信号に対する位相誤差信号を生成し、これを
ループフィルタ付きのＶＣＯ制御回路５３を介して該位
相誤差信号に対応する電圧信号としてＶＣＯ４２に加え
る。これにより、ＶＣＯ４２から出力される周波数信号
の周波数は、目標値生成回路４１から出力されるアナロ
グ位相目標信号の示す位相に対応する周波数に制御され
る。

【００３０】なお、この位相比較器４９内には図示しな
い割り算回路が設けられており、入力レベルの変動があ
っても、第１検波器４８の出力または第２検波器５２の
出力で出力レベルを割り算することにより出力電圧が、
単純に、位相誤差分だけになるように構成されている。

【００３１】また、この時、電力増幅器４５が持つＡＭ
−ＰＭ変換特性や、電圧制御減衰器４３が持つ減衰量−
位相量の変換特性等についてはこの位相帰還系により吸
収される。また、この位相帰還系には送信周波数データ
ＦＲＥＱによる送信周波数（無線チャネル）の指定機能
が含まれている。

【００３２】また、ここで、ダウンコンバートミキサ５
０の出力を用いている理由は、低い周波数に変換するこ
とにより、位相比較器４９や第２検波器５２としてコス
トパフォーマンスのよいものを設けられるようにするた
めである。

【００３３】振幅比較器４４は、目標値生成回路４１か
ら出力されるアナログ振幅目標信号、第１検波器４８の
出力、第２検波器５２の出力が加えられており、これら
の信号からアナログ振幅目標信号に対する電圧信号であ
る振幅誤差信号を生成し、これを電圧制御減衰器４３に
加える。これにより電力増幅器４５から出力される信号
の振幅が目標値生成回路４１から出力されるアナログ振
幅目標信号の示す振幅に一致するように制御される。

【００３４】なお、この振幅比較器４４において、必要
に応じて、第１検波器４８の出力または第２検波器５２
の出力を切り替えて使用するように構成してもよいし、
また、この第１検波器４８の出力および第２検波器５２
の出力を所定の重み付けで加算して使用するように構成
してもよい。

【００３５】また、位相比較器４９および第２検波器５
２にダウンコンバートミキサ５０の出力を入力するよう
に構成した理由は、誤差を減少させるためと、位相目標
値の周波数が低いためである。また、ダウンコンバート
ミキサ５０の温度特性を避けるために、第１検波器４８
が設けられており、フルパワー送信、すなわち出力偏差
を重視する場合は、この第１検波器４８の出力を重要視
する。また、ループフィルタ付きのＶＣＯ制御回路５３
は、一般のＰＬＬ回路のループフィルタと同一の機能を
果たす。

【００３６】このように、この実施例によると、従来回
路の直交変調器やアップコンバータの代わりにＶＣＯ４
２を用いるとともに、このＶＣＯ４２と電力増幅器４５
との間に電圧制御減衰器４３を配置し、電力増幅器４５
の一部を取り出すことにより、目標値生成回路４１で極
座標変換方式で生成した位相および振幅の各瞬時値に対
応する位相目標値および振幅目標値に基づき、ＶＣＯ４
２の発振周波数および電圧制御減衰器４３の減衰率を負
帰還制御するように構成したので、直交変調器のチャネ
ル間のバランスの問題や、キャリアリークの問題がなく
なる。また、位相および振幅に対して負帰還が施される
ため、電力増幅器４５としてＡ級アンプのような線形だ
が効率の悪い増幅器を用いる必要がなくなり、Ｃ級アン
プやＦ級アンプのような非線形で効率の良いもを用いる
ことができ、ここで線形性を問われない分だけ歩留まり
向上となり、低価格化につながる。

【００３７】また、ＶＣＯ４２の方が従来のアップコン
バータよりも、一般的にずっと出力レベルが大きいた
め、電力増幅器４５の利得はその分だけ小さくすること
ができ、機器側における発振の危険性もなくなる。

【００３８】更に、電力増幅器４５の利得温度特性も振
幅負帰還系が吸収してくれるため、特別な温度特性補償
回路が不要となり、この点からも低価格化が図られる。

【００３９】図２は、図１に示した回路の変形例を示し
たものである。一般に、ＴＤＭＡ通信の場合、振幅を零
にする時間があり、この状態から立ち上げる場合、ＶＣ
Ｏ４２がどの状態に制御されているかわからなくなる。
そこで、この変形例においては、所望の無線チャネル、
すなわち、送信周波数を指定する送信周波数データＦＲ
ＥＱを、ディジタルアナログ変換器５４で変換してＶＣ
Ｏ制御回路５３に加えるように構成される。すなわち、
この変形例においては、ＶＣＯ制御回路５３に予め送信
周波数に近いであろう電圧を加えておくものである。

【００４０】このような構成によると、振幅が零より立
ち上がる場合に、位相帰還系のセトリングを早めること
ができる。他の構成は図１に示したものと同様である。

【００４１】図３は、図１に示した回路の他の変形例を
示したものである。この変形例の回路は、図２におい
て、ダウンコンバートミキサ５０に加えられていた周波
数固定の固定発振器５１の代わりに、目標値生成回路４
１から出力されるアナログ位相目標信号を加えるように
構成される。この場合、位相比較器４９には、目標値生
成回路４１から出力されるアナログ位相目標信号に代え
て周波数固定の固定発振器５５の出力が加えられる。他
の構成は図２に示したものと同様である。

【００４２】このような構成によると、位相比較器４９
における位相比較周波数が一定となり、ＶＣＯ制御回路
５３のフープフィルタの最適調整が可能になり、位相帰
還系の性能の向上に寄与することができる。

【００４３】また、第２検波器５２を狭帯域のものにす
ることができ、これにより感度の向上等に寄与する。

【００４４】図４は、図１に示した回路の更に他の変形
例を示したものである。第３図に示した回路において、
第１の検波器４８の感度が充分に良好であれば、第２の
検波器５２を不要にすることができる。図４に示した変
形例の回路はこのようにして構成されたもので、これに
より部品点数が減少し、コストの低減化に寄与すること
ができる。

【００４５】図５は、図１に示した回路の更に他の変形
例を示したものである。図３に示した回路において、ダ
ウンコンバートミキサ５０の温度特性が充分に良好であ
れば、第２の検波器５２のみで、第１検波器４８を不要
にすることができる。図５に示した変形例の回路はこの
ようにして構成されたもので、これにより部品点数が減
少し、コストの低減化に寄与することができる。

【００４６】図６は、図１に示した回路の更に他の変形
例を示したものである。図１に示す回路において、電圧
制御減衰器４３を可変利得増幅器に置換しても同様に構
成することができる。図６に示す変形例は、図１に示し
た電圧制御減衰器４３を可変利得増幅器５６に置き換え
て構成したものである。

【００４７】なお、図１乃至図６に示す回路において、
方向性結合器４６は小さな容量によるキャパシタに置き
換えることも可能であり、また、方向性結合器４７は分
配器に置き換えることも可能であり、また、その結合度
を逆にすることも可能である。更に、振幅比較器４４の
出力を電力増幅器４５に加え、電力増幅器４５において
振幅の操作を行うように構成してもよい。この場合は電
圧制御減衰器４３または可変利得増幅器５６が不要にな
り、この場合もコストの低減化に寄与する。

【００４８】また、特に図３乃至図５に示した回路にお
いては、位相比較器４９の位相比較周波数を高く、かつ
一定に設定できるので、位相帰還系のセトリングを早く
することができ、従来のマルチキャリアＴＤＭＡ−ＴＤ
Ｄの移動体通信機で採用していたようなＰＬＬシンセサ
イザを複数台用意する必要もなくなり、部品点数の削減
につながる。

【００４９】図７は、図１乃至図６に示した目標値生成
回路４１の詳細回路例を示したものである。図７に示す
目標値生成回路４１は、符号列ＤＡＴＡおよび取り込み
制御用クロックＣＬＫ（Ｄ）が加えられるマッピング回
路４０１、このマッピング回路４０１の出力が加えら
れ、極座標変換を行うことにより、各瞬時値における振
幅目標データおよびデータ変調分である位相目標データ
を出力する波形処理回路４０２、送信周波数データＦＲ
ＥＱを無変調分のデータとして蓄積するフェーズアキュ
ムレータ４０５、波形処理回路４０２から出力される振
幅目標データをディジタルアナログ変換してアナログ振
幅目標信号を出力するディジタルアナログ変換器４０
３、波形処理回路４０２から出力されるデータ変調分で
ある位相目標データとフェーズアキュムレータ４０５に
蓄積された無変調分のデータとを加算して変調された位
相目標データを形成する加算器４０６、加算器４０６か
ら出力された位相目標データをディジタルアナログ変換
してアナログ位相目標信号を出力するディジタルアナロ
グ変換器４０４から構成される。ここで、フェーズアキ
ュムレータ４０５は、レジスタ４０５ｂ、このレジスタ
４０５ｂの出力と送信周波数データＦＲＥＱとを加算し
てレジスタ４０５ｂに加える加算器４０５ａから構成さ
れている。この図７に示し回路は、回路規模が小さい場
合の例を示したもので、この回路の場合、送ろうとする
ベクトルの偏角の変化に対応してその半径を操作する場
合が示されている。

【００５０】図８は、図１乃至図６に示した目標値生成
回路４１の他の詳細回路例を示したものである。この図
８に示す目標値生成回路４１は、図７に示した波形処理
回路４０２が、ルートコサインロールオフフィルタリン
グ回路４０２ａと直交極座標変換回路４０２ｂから構成
されている。この例の場合、マッピング回路４０１は入
力された符号列ＤＡＴＡおよび取り込み制御用クロック
ＣＬＫ（Ｄ）に基づきｘデータおよびｙデータを形成
し、これをルートコサインロールオフフィルタリング回
路４０２ａを介して直交極座標変換回路４０２ｂに加
え、直交極座標変換回路４０２ｂから各瞬時値における
振幅目標データおよびデータ変調分である位相目標デー
タを出力するように構成されている。他の構成は図７に
示したものと同様である。

【００５１】なお、図７および図８において、マッピン
グ回路４０１は、図１に示したエンコード回路４１ａに
対応し、波形処理回路４０２は、図１に示した波形処理
回路４１ｂに対応し、フェーズアキュムレータ４０５は
図１に示した位相アキュムレータ４１ｃに対応し、ディ
ジタルアナログ変換器４０３および４０４は図１に示し
たディジタルアナログ変換回路４１ｄおよび４１ｅにそ
れぞれ対応する。

【００５２】なお、図７および図８は、π／４−ＤＱＰ
ＳＫ用のものを示したが、多値ＱＡＭ、多値ＰＳＫ等の
多値変調やＣＤＭＡ（スペクトラム拡散）の場合は、そ
れに合わせて符号列より位相と振幅の目標値（瞬時値）
を出力するように関数を定めればよい。

【００５３】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、送信信号源としての可変発振制御手段を設けるとと
もに、可変発振制御手段から出力される周波数信号の振
幅を可変制御する可変振幅制御手段を設け、目標値生成
手段により、送信符号列を極座標形式に変換してその位
相および振幅の各瞬時値に対応する位相目標値および振
幅目標値を生成し、位相帰還制御手段により、電力増幅
手段から出力された出力信号の位相と目標値生成手段で
生成された位相目標値との位相誤差信号に対応して可変
発振制御手段を帰還制御し、振幅帰還制御手段により、
電力増幅手段から出力された出力信号の振幅と目標値生
成手段で生成された振幅目標値との振幅誤差に対応して
可変振幅制御手段を帰還制御するように構成したので、
電力増幅手段として必要以上に高利得、線形性を有する
電力増幅器を用いる必要がなくなり、機器コストの低減
化および低消費電力化が図れ、更に多値変調に適用して
も最適であるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の移動体通信機の無線送信回路の一実
施例を示すブロック図。

【図２】図１に示した回路の変形例を示したブロック
図。

【図３】図１に示した回路の他の変形例を示したブロッ
ク図。

【図４】図１に示した回路の更に他の変形例を示したブ
ロック図。

【図５】図１に示した回路の更に他の変形例を示したブ
ロック図。

【図６】図１に示した回路の更に他の変形例を示したブ
ロック図。

【図７】図１乃至図６に示した目標値生成回路の詳細例
を示したブロック図。

【図８】図１乃至図６に示した目標値生成回路の他の詳
細例を示したブロック図。

【図９】従来の移動体通信機の無線送信回路を示すブロ
ック図。

【符号の説明】

４１目標値生成回路４２電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３電圧制御減衰器４４振幅比較器４５電力増幅器４６方向性結合器４７方向性結合器４８第１検波器４９位相比較器５０ダウンコンバートミキサ５１固定発振器５２第２検波器５３ＶＣＯ制御回路５４ディジタルアナログ変換器５５固定発振器５６可変利得増幅器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信符号列を極座標形式に変換してその
位相および振幅の各瞬時値に対応する位相目標値および
振幅目標値を生成する目標値生成手段と、制御入力に対応してその発振周波数を可変制御する可変
発振制御手段と、前記可変発振制御手段から出力される周波数信号の振幅
を可変制御する可変振幅制御手段と、前記可変振幅制御手段の出力を電力増幅して出力する電
力増幅手段と、前記電力増幅手段から出力された出力信号の位相と前記
目標値生成手段で生成された位相目標値との位相誤差に
対応して前記可変発振制御手段を制御する位相帰還制御
手段と、前記電力増幅手段から出力された出力信号の振幅と前記
目標値生成手段で生成された振幅目標値との振幅誤差に
対応して前記可変振幅制御手段を制御する振幅帰還制御
手段とを具備したことを特徴とする移動体通信機の無線
送信回路。