CN103141053B - 用于在多个天线上传送导频的方法和设备 - Google Patents

Abstract

所公开的是用于在多个天线上传送导频的方法和设备。无线发射/接收单元（WTRU）可以使用不同的信道化码经由多个天线来传送主专用物理控制信道（DPCCH）和至少一个辅助DPCCH。辅助DPCCH的前八个导频符号与主DPCCH的长度为八的导频符号可以是相同的。分别在正常模式和压缩模式中，辅助DPCCH可以与主DPCCH包含相同数量的导频比特。辅助DPCCH的发射功率可以基于主DPCCH与辅助DPCCH中的导频符号数量的比来调节。当所需要的发射功率超出WTRU的最大许可发射功率时，可以同等地将功率缩放应用于主DPCCH和辅助DPCCH。

Description

用于在多个天线上传送导频的方法和设备

相关申请的交叉引用

本申请要求享有下列美国临时申请的权益：2010年10月1日提交的61/389,112，2010年11月5日提交的61/410,731，2011年1月7日提交的61/430,928，2011年2月11日提交的61/442,064，2011年4月28日提交的61/480,162以及2011年8月12日提交的61/523,120，其中这些申请的内容在这里引入以作为参考。

背景技术

为了增强下行链路上的数据吞吐量，目前业已开发了诸如多输入多输出(MIMO)和发射分集之类的技术。下行链路上的数据传输需求通常要大于上行链路上的数据传输需求。对于上行链路来说，发射分集和MIMO同样也在考虑之列，它们可以为上行链路提供扩大的覆盖范围以及增强的数据速率，由此减小下行链路与上行链路之间的峰值数据速率的不平衡性。

随着从单天线传输朝着双或多天线传输的演进，附加的数据吞吐量增强将会是可行的。为了支持上行链路中的双或多天线传输，有必要设计出一种用于在第二发射天线上运送导频和其他控制信息的控制信道。

发明内容

本发明公开的是用于在多个天线上传送导频的方法和设备。无线发射/接收单元(WTRU)可以使用不同的信道化码并经由多个天线来传送主专用物理控制信道(DPCCH)以及至少一个辅助DPCCH。该辅助DPCCH可以只运送导频符号。借助扩展因数256，辅助DPCCH可以包含十个(10)导频符号，这其中包括四个(4)帧同步字(FSW)符号以及六个(6)非FSM符号。辅助DPCCH的前八个导频符号与主DPCCH的长度为八的导频符号可以是相同的。在被配置成压缩模式时，辅助DPCCH在正常模式和压缩模式分别可以与主DPCCH包含相同数量的导频比特。辅助DPCCH的发射功率可以基于主DPCCH中的导频符号的数量与辅助DPCCH中的导频符号的数量的比值来调整。当所需要的发射功率超出WTRU的最大许可发射功率时，可以将功率缩放处理同等地应用于主DPCCH和辅助DPCCH。

至于增强型专用信道(E-DCH)专用物理数据信道(E-DPDCH)的传输，通过顾及辅助DPCCH发射功率，可以执行用于E-DCH传输格式组合(E-TFC)选择的标准化的剩余功率余量(NRPM)。辅助DPCCH发射功率可以基于主DPCCH功率目标以及较高层用信号通告的增益因数来确定。

作为替换，辅助DPCCH发射功率可以基于主DPCCH功率目标、较高层用信号通告的增益因数以及辅助DPCCH不连续传输(DRX)循环来确定，其中所述循环是作为所发射的辅助DPCCH时隙的数量与一个无线电帧中的时隙的数量的比值而被定义的。

附图标记

更详细的理解可以从以下结合附图并且举例给出的描述中得到，其中：

图1A是可以实施所公开的一个或多个实施方式的例示通信系统的系统图示；

图1B是可以在图1A所示的通信系统内部使用的例示无线发射/接收单元(WTRU)的系统图示；

图1C是可以在图1A所示的通信系统内部使用的例示无线电接入网络和例示核心网的系统图示；

图2显示的是WTRU在没有进行预编码的情况下经由两个天线来发送两个导频序列的示例；

图3显示的是WTRU在子帧边界之前的两个时隙发射第二导频序列的示例；

图4显示的是第二DPCCH专用的DTX模式(pattern)或循环的例示实施；

图5显示的是单个第二DPCCH专用的DTX模式或循环的例示实施；

图6显示的是两个E-DCH流和两个DPCCH的例示传输，其中在传送第二E-DCH时设置了不同的功率；

图7显示的是发射功率控制(TPC)命令比特的例示空时发射分集(STTD)编码；

图8显示的是DPCCH空时编码的替换方案；

图9显示的是TPC命令比特的例示重复传输；

图10显示的是第二天线上的TPC字段比特的DTX；

图11显示的是成对的正交比特流的示例；

图12显示的是长度为4的二进制流的示例；

图13显示的是上行链路发射分集系统中的例示导频传输；

图14显示的是使用探测导频；

图15显示的是固定长度的探查模式的示例；

图16显示的是例示的无码本为基础的闭环发射波束成形方案；

图17(A)和17(B)显示的是具有不同UE_DTX_DRX_Offset(偏移)的两个上行链路DPCCH突发模式的示例；

图18显示的是根据本实施方式的使用两个发射天线的例示物理随机接入信道(PRACH)传输；

图19显示的是使用了天线切换的例示PRACH传输；

图20显示的是应用了波束成形的例示PRACH传输；

图21显示的是用于增强型相位基准的例示第二DPCCH选通(gating)模式；

图22显示的是用于增强型相位基准辅助的第三DPCCH的例示传输；以及

图23显示的是用于缓解相位不连续性的第二DPCCH选通模式的例示实施。

具体实施方式

图1A是可以实施所公开的一个或多个实施方式的例示通信系统100的图示。通信系统100可以是为多个无线用户提供语音、数据、视频、消息传递、广播等内容的多址接入系统。该通信系统100通过共享包括无线带宽在内的系统资源来允许多个无线用户访问此类内容，举例来说，通信系统100可以使用一种或多种信道接入方法，例如码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、正交FDMA(OFDMA)、单载波FDMA(SC-FDMA)等等。

如图1A所示，通信系统100可以包括无线发射/接收单元(WTRU)102a、102b、102c、108d，无线电接入网络(RAN)104，核心网106，公共交换电话网络(PSTN)108，因特网110以及其他网络112，但是应该了解，所公开的实施方式设想了任意数量的WTRU、基站、网络和/或网络部件。每一个WTRU 102a、102b、102c、102d可以是被配置成在无线环境中工作和/或通信的任何类型的设备。例如，WTRU 102a、102b、102c、102d可以被配置成发射和/或接收无线信号，并且可以包括用户设备(UE)、移动站、移动节点、固定或移动订户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、智能电话、膝上型计算机、上网本、个人计算机、无线传感器、消费类电子设备等等。

通信系统100还可以包括基站114a和基站114b。每一个基站114a、114b可以是被配置成通过与WTRU 102a、102b、102c、102d中的至少一个无线对接来帮助接入一个或多个通信网络的任何类型的设备，其中该网络可以是核心网106、因特网110和/或网络112。举例来说，基站114a、114b可以是基地收发信台(BTS)、节点B、e节点B、家用节点B、家用e节点B、站点控制器、接入点(AP)、无线路由器等等。虽然每一个基站114a、114b都被描述成是单个部件，但是应该了解，基站114a、114b可以包括任何数量的互连基站和/或网络部件。

基站114a可以是RAN 104的一部分，其中所述RAN 104还可以包括其他基站和/或网络部件(未显示)，例如基站控制器(BSC)、无线电网络控制器(RNC)、中继节点等等。基站114a和/或基站114b可以被配置成在名为小区(未显示)的特定地理区域内部发射和/或接收无线信号。小区可以进一步分成小区扇区。例如，与基站114a相关联的小区可以分成三个扇区。因此，在一个实施方式中，基站114a可以包括三个收发信机，也就是说，每一个收发信机对应于小区的一个扇区。在另一个实施方式中，基站114a可以使用多输入多输出(MIMO)技术，由此可以为小区中的每个扇区使用多个收发信机。

基站114a、114b可以经由空中接口116来与一个或多个WTRU 102a、102b、102c、102d进行通信，其中该空中接口116可以是任何适当的无线通信链路(例如射频(RF)、微波、红外线(IR)、紫外线(UV)、可见光等等)。空中接口116可以采用任何适当的无线电接入技术(RAT)来建立。

更具体地说，如上所述，通信系统100可以是一个多址接入系统，并且可以使用一种或多种信道接入方案，如CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA、SC-FDMA等等。举例来说，RAN 104中的基站114a和WTRU 102a、102b、102c可以实施诸如通用移动电信系统(UMTS)陆地无线电接入(UTRA)之类的无线电技术，其中该技术可以使用宽带CDMA(WCDMA)来建立空中接口116。WCDMA可以包括下列通信协议，如高速分组接入(HSPA)和/或演进型HSPA(HSPA+)。HSPA可以包括高速下行链路分组接入(HSDPA)和/或高速上行链路分组接入(HSUPA)。

在另一个实施方式中，基站114a和WTRU 102a、102b、102c可以实施诸如演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)之类的无线电技术，该技术可以使用长期演进(LTE)和/或先进LTE(LTE-A)来建立空中接口116。

在其他实施方式中，基站114a与WTRU 102a、102b、102c可以实施IEEE802.16(全球微波接入互操作性(WiMAX))、CDMA2000、CDMA20001X、CDMA2000EV-DO、临时标准2000(IS-2000)、临时标准95(IS-95)、临时标准856(IS-856)、全球移动通信系统(GSM)、用于GSM演进的增强数据速率(EDGE)、GSM EDGE(GERAN)等无线电接入技术。

图1A中的基站114b可以是无线路由器、家用节点B、家用e节点B或接入点，并且可以使用任何适当的RAT来促成局部区域中的无线连接，例如营业场所、住宅、交通工具、校园等等。在一个实施方式中，基站114b和WTRU 102c、102d可以通过实施诸如IEEE 802.11之类的无线电技术来建立无线局域网(WLAN)。在另一个实施方式中，基站114b和WTRU 102c、102d可以通过实施诸如IEEE 802.15之类的无线电技术来建立无线个人局域网(WPAN)。在再一个实施方式中，基站114b和WTRU 102c、102d可以通过使用基于蜂窝的RAT(例如WCDMA、CDMA2000、GSM、LTE、LTE-A等等)来建立微微小区或毫微微小区。如图1A所示，基站114b可以直接连接到因特网110。由此，基站114b可以不需要经由核心网106来接入因特网110。

RAN 104可以与核心网106通信，所述核心网106可以是被配置成向一个或多个WTRU 102a、102b、102c、102d提供语音、数据、应用和/或借助网际协议的语音(VoIP)服务的任何类型的网络。例如，核心网106可以提供呼叫控制、记账服务、基于移动位置的服务、预付费呼叫、因特网连接、视频分发等等，和/或执行高级安全功能，例如用户验证。虽然在图1A中没有显示，但是应该了解，RAN 104和/或核心网106可以直接或间接地和其他那些与RAN 104使用相同RAT或不同RAT的RAN进行通信。例如，除了与可以使用E-UTRA无线电技术的RAN 104相连之外，核心网106还可以与另一个使用GSM无线电技术的RAN(未显示)通信。

核心网106还可以充当供WTRU 102a、102b、102c、102d接入PSTN 108、因特网110和/或其他网络112的网关。PSTN 108可以包括提供简易老式电话服务(POTS)的电路交换电话网络。因特网110可以包括使用公共通信协议的全球性互联计算机网络设备系统，所述协议可以是TCP/IP互连网协议族中的传输控制协议(TCP)、用户数据报协议(UDP)和网际协议(IP)。网络112可以包括由其他服务供应商拥有和/或运营的有线或无线通信网络。例如，网络112可以包括与一个或多个RAN相连的另一个核心网，其中所述一个或多个RAN既可以与RAN 104使用相同RAT或不同的RAT。

通信系统100中一些或所有WTRU 102a、102b、102c、102d可以包括多模能力，换言之，WTRU 102a、102b、102c、102d可以包括在不同无线链路上与不同无线网络通信的多个收发信机。例如，图1A所示的WTRU 102c可以被配置成与使用基于蜂窝的无线电技术的基站114a通信，以及与可以使用IEEE 802无线电技术的基站114b通信。

图1B是例示WTRU 102的系统图示。如图1B所示，WTRU 102可以包括处理器118、收发信机120、发射/接收部件122、扬声器/麦克风124、键盘126、显示器/触摸板128、不可移动存储器130、可移动存储器132、电源134、全球定位系统(GPS)芯片组136以及其他外围设备138。应该了解的是，在保持符合实施方式的同时，WTRU 102可以包括前述部件的任何子组合。

处理器118可以是通用处理器、专用处理器、常规处理器、数字信号处理器(DSP)、多个微处理器、与DSP核心关联的一个或多个微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)电路、其他任何类型的集成电路(IC)、状态机等等。处理器118可以执行信号编码、数据处理、功率控制、输入/输出处理和/或其他任何能使WTRU 102在无线环境中工作的功能。处理器118可以耦合至收发信机120，收发信机120可以耦合至发射/接收部件122。虽然图1B将处理器118和收发信机120描述成是独立组件，但是应该了解，处理器118和收发信机120可以集成在一个电子封装或芯片中。

发射/接收部件122可以被配置成经由空中接口116来发射或接收去往或来自基站(例如基站114a)的信号。举个例子，在一个实施方式中，发射/接收部件122可以是被配置成发射和/或接收RF信号的天线。在另一个实施方式中，举例来说，发射/接收部件122可以是被配置成发射和/或接收IR、UV或可见光信号的放射器/检测器。在再一个实施方式中，发射/接收部件122可以被配置成发射和接收RF和光信号。应该了解的是，发射/接收部件122可以被配置成发射和/或接收无线信号的任何组合。

此外，虽然在图1B中将发射/接收部件122描述成是单个部件，但是WTRU 102可以包括任何数量的发射/接收部件122。更具体地说，WTRU 102可以使用MIMO技术。因此，在一个实施方式中，WTRU 102可以包括两个或多个经由空中接口116来发射和接收无线电信号的发射/接收部件122(例如多个天线)。

收发信机120可以被配置成对发射/接收部件122将要发射的信号进行调制，以及对发射/接收部件122接收的信号进行解调。如上所述，WTRU 102可以具有多模能力。因此，收发信机120可以包括允许WTRU 102借助UTRA和IEEE 802.11之类的多种RAT来进行通信的多个收发信机。

WTRU 102的处理器118可以耦合至扬声器/麦克风124、键盘126和/或显示器/触摸板128(例如液晶显示器(LCD)显示单元或有机发光二极管(OLED)显示单元)，并且可以接收来自这些部件的用户输入数据。处理器118还可以向扬声器/麦克风124、键盘126和/或显示器/触摸板128输出用户数据。此外，处理器118可以从任何适当的存储器、例如不可移动存储器106和/或可移动存储器132中访问信息，以及将信息存入这些存储器。所述不可移动存储器106可以包括随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、硬盘或是其他任何类型的记忆存储设备。可移动存储器132可以包括订户身份模块(SIM)卡、记忆棒、安全数字(SD)记忆卡等等。在其他实施方式中，处理器118可以从那些并非实际位于WTRU 102的存储器访问信息，以及将数据存入这些存储器，其中举例来说，所述存储器可以位于服务器或家用计算机(未显示)。

处理器118可以接收来自电源134的电力，并且可以被配置分发和/或控制用于WTRU 102中的其他组件的电力。电源134可以是为WTRU 102供电的任何适当的设备。举例来说，电源134可以包括一个或多个干电池(如镍镉(Ni-Cd)、镍锌(Ni-Zn)、镍氢(NiMH)、锂离子(Li-ion)等等)、太阳能电池、燃料电池等等。

处理器118还可以与GPS芯片组136耦合，该芯片组136可以被配置成提供与WTRU 102的当前位置相关的位置信息(例如经度和纬度)。作为来自GPS芯片组136的信息的补充或替换，WTRU 102可以经由空中接口116接收来自基站(例如基站114a、114b)的位置信息，和/或根据从两个或多个附近基站接收的信号定时来确定其位置。应该了解的是，在保持符合实施方式的同时，WTRU 102可以借助任何适当的定位方法来获取位置信息。

处理器118还可以耦合到其他外围设备138，这其中可以包括提供附加特征、功能和/或有线或无线连接的一个或多个软件和/或硬件模块。例如，外围设备138可以包括加速度计、电子指南针、卫星收发信机、数字相机(用于照片和视频)、通用串行总线(USB)端口、振动设备、电视收发信机、免提耳机、蓝牙模块、调频(FM)无线电单元、数字音乐播放器、视频游戏机模块、因特网浏览器等等。

图1C是根据一个实施方式的RAN 104和核心网106的系统图示。如上所述，RAN 104可以使用UTRA无线电技术并经由空中接口116来与WTRU102a、102b、102c进行通信。并且该RAN 104还可以与核心网106通信。如图1C所示，RAN 104可以包括节点B 140a、140b、140c，而节点B 140a、140b、140c中的每一个都可以包括一个或多个收发信机，以便经由空中接口116来与WTRU 102a、102b、102c进行通信。每一个节点B 140a、140b、140c都可以与RAN 104内部的特定小区(未显示)相关联。RAN 104还可以包括RNC 142a、142b。应该了解的是，在保持符合实施方式的同时，RAN104可以包括任何数量的节点B和RNC。

如图1C所示，节点B 140a、140b可以与RNC 142a进行通信。此外，节点B 140c可以与RNC 142b进行通信。节点B 140a、140b、140c可以经由Iub接口来与相应的RNC 142a、142b进行通信。RNC 142a、142b彼此可以经由Iur接口来进行通信。每一个RNC 142a、142b都可以被配置成控制与之相连的相应节点B 140a、140b、140c。此外，每一个NRC 142a、142b都可以被配置成执行或者支持其他功能，例如外环功率控制、负载控制、许可控制、分组调度、切换控制、宏分集、安全功能、数据加密等等。

图1C所示的核心网106可以包括媒介网关(MGW)144、移动交换中心(MSC)146、服务GPRS支持节点(SGSN)148和/或网关GPRS支持节点(GGSN)150。虽然每一个前述部件都被描述成是核心网106的一部分，但是应该了解，这其中的任一部件都可以被核心网运营商之外的实体拥有和/或操作。

RAN 104中的RNC 142a可以经由IuCS接口连接到核心网106中的MSC 146。MSC 146可以连接到MGW 144。MSC 146和MGW 144可以为WTRU 102a、102b、102c提供针对PSTN 108之类的电路交换网络的接入，以便促成WTRU 102a、102b、102c与传统的陆线通信设备之间的通信。

RAN 104中的RNC 142a还可以经由IuPS接口连接到核心网106中的SGSN 148。SGSN 148可以连接到GGSN 150。SGSN 148和GGSN 150可以为WTRU 102a、102b、102c提供针对因特网110之类的分组交换网络的接入，以便促成WTRU 102a、102b、102c与启用IP功能的设备之间的通信。

如上所述，核心网106还可以连接到网络112，其中该网络112可以包括其他服务供应商拥有和/或运营的其他有线或无线网络。

以下的实施方式是参考WCDMA而被举例说明的。应该指出的是，以下公开的实施方式适用于任何无线通信系统，其中包括但不局限于长期演进(LTE)、CDMA2000、WiMax等等。此外还应该指出，这些实施方式是参考使用两个发射天线的上行链路双流传输而被举例说明的，但是这些实施方式同样适用于使用两个以上的发射天线的两个以上的流的传输。

在下文中，术语“第一导频”和“主导频”是可以交换使用的，并且“第二导频”和“辅助导频”是可以交换使用的。“导频序列”(或是导频信号或导频符号)可以涉及运送导频序列的控制信道，例如专用物理控制信道(DPCCH)。DPCCH是作为导频信道的示例使用的。在下文中，术语“第一DPCCH”、“主DPCCH”以及“DPCCH1”是可以交换使用的，并且术语“第二DPCCH”、“辅助DPCCH”、“S-DPCCH”以及“DPCCH2”是可以交换使用的。

WTRU可以经由两个(或更多)天线来传送两个(或更多)导频序列(即探测信道或基准信号)。导频序列既可以是正交的，也可以是不正交的。第一和第二导频序列既可以在不同的天线上传送，也可以在不同的波束上经由两个天线而被预编码和传送。图2显示的是WTRU 200在未执行预编码的情况下经由两个天线208来发送两个导频序列的示例。第一和第二导频序列分别由调制映射器202调制，由扩展部件204扩展，以及由加扰部件206将其与一个扰码相乘，以及经由两个天线208来传送。作为示例，导频序列(例如DPCCH1和DPCCH2)可以如图16中显示的那样被预编码。在图16中，第一DPCCH和其他上行链路信道(例如E-DPDCH、E-DPCCH、DPDCH以及HS-DPCCH)由预编码部件1602使用矢量1来预编码，并且第二DPCCH由预编码部件1604使用矢量2来预编码，其中相对于应用在第一DPCCH以及其他上行链路上的预编码矢量1，所述矢量2具有一个相位变化。

当WTRU在具有单个流或两个流(即UL MIMO)的闭环发射分集(CLTD)中工作时，接收机(例如节点B)可以使用导频序列来估计空间信道，以便相干解调或检测数据，并确定将会在WTRU上为针对该节点B的下一次传输所使用的最佳上行链路预编码加权。

如果出现下列情况中的至少一种情况，则WTRU可以传送第二导频(例如辅助DPCCH)：(1)在有数据传送时(例如在增强型专用信道(E-DCH)上)，(2)在传送两个数据流时，(3)周期性地，(4)在压缩模式间隙期间，(4)结合第一导频，(5)在有两个数据流时结合第一导频，(6)在传送数据时结合第一导频，(7)在没有传送数据时结合第一导频，或者(8)周期性进行以取代第一导频(例如每隔N个传输时机进行一次，作为替换也可以每隔N个时隙、TTI等等进行一次)。为了减小开销，辅助导频可被不连续传输和/或以低于主导频的功率进行传输。

如果预编码了导频序列，那么从数据调制的角度来看，在第二波束上传送的第二导频序列可被认为是开销。为了减小开销，WTRU可以在一部分时间里周期性地传送第二导频序列。第二导频序列的占空比可以由节点B或是任意其他网络实体来配置。预编码加权的变化可以与上行链路E-DCH子帧对齐(例如2ms或10ms的传输时间间隔(TTI))。为了顾及传输和节点B处理中的延迟，在子帧边界之前可以传送第二导频。图3显示了一个示例，其中WTRU在子帧边界之前的两个时隙传送了第二导频序列(在带有阴影的时隙中)。这样做为节点B处理酌留了一个时隙的延迟，并且酌留了另一个时隙的延迟来向WTRU传送新的预编码加权信息(假设一个时隙的物理层消息)。

第二导频可以以较低的速率传送(例如每N个时隙、子帧或帧等等)，并且可以在多个连续时隙或突发组成的群组中传送。第二导频的操作参数(例如功率偏移、定时延迟、速率和突发大小等等)可以由网络经由RRC信令来配置，或者这其中的某些参数(例如定时、突发大小等等)可以在规范中配置。

作为替换，为了减小第二DPCCH开销，DPCCH的DTX操作可以基于逐个DPCCH而被控制。在这里可以定义并且单独为第一和第二DPCCH保持并评估两个UL DTX状态变量UL_DTX_Active(1)和UL_DTX_Active(2)。WTRU可以基于逐个DPCCH来控制第一和第二DPCCH的传输。

在一个示例中，UL_DTX_Active(1)可以被设置成“假”，并且UL_DTX_Active(2)可以被设置成“真”，由此，第二DPCCH是被周期性地DTX(不连续传输)的，而第一个流或天线上的第一DPCCH以及其他信道则可以被连续传输。

在另一个示例中，UL_DTX_Active(1)和UL_DTX_Active(2)都被设置成“真”，但是可以为第一和第二DPCCH配置不同的DPCCH突发模式(pattern)，以便在允许第一DPCCH传输的同时不连续地传送第二DPCCH。

在这里可以为与半静态WTRU天线配置相结合的S-DPCCH定义S-DPCCH专用的DTX模式或循环。举个例子，S-DPCCH专用的DTX模式或循环可以与WTRU天线配置状态相联系。WTRU可以被配置成结合用于S-DPCCH的一个以上的S-DPCCH专用DTX模式或循环来工作，并且至少一个S-DPCCH专用的DTX模式或循环的激活状态可以与WTRU的天线配置状态相联系(例如WTRU是否在UL CLTD中工作，或者WTRU是否被配置成使用在两个天线之一上传送的上行链路信道工作，使用在另一个天线上传送的S-DPCCH工作)。表1显示了例示的WTRU天线配置。其中某些配置可能不会得到支持。WTRU可以被配置成经由HS-SCCH命令或RRC信令来使用其他配置中的另一个。

表1

在一个实施中，WTRU可以被配置成具有用于S-DPCCH的两个S-DPCCH专用DTX模式或循环。例如，WTRU可以经由RRC信令而被配置成具有这些S-DPCCH专用的DTX模式或循环参数。在规范中，这其中的一个或多个参数可以是固定的。

在被配置成工作于正常UL CLTD模式(即表1中的配置1)时，WTRU应用的是第一(短)S-DPCCH专用DTX模式或循环。无论常规的DPCCHDTX激活状态是怎样的，该WTRU都可以被配置成应用这个S-DPCCH专用的DTX模式。然后，在被配置成工作于在分级天线上发送S-DPCCH的“切换天线”模式时(例如表1中的配置2和配置3)时，WTRU可以应用第二(长)S-DPCCH专用DTX模式或循环。图4显示了S-DPCCH专用的DTX模式或循环的例示实施。在图4中，WTRU被配置成配置1(即工作在ULCLTD模式中)，然后则经由HS-SCCH命令而被配置成配置2或3。

在另一个实施中，WTRU可以被配置成具有用于S-DPCCH的单个(长)S-DPCCH专用的DTX模式或循环。在被配置成切换天线模式时(即配置2和3)，WTRU可以应用(长)DTX模式。当WTRU未被配置成切换天线模式时，不会应用S-DPCCH专用的DTX模式或循环。图5显示的是单个S-DPCCH专用的DTX模式或循环的例示实施。在图5中，WTRU被配置成配置1(在UL CLTD模式中工作)，然后则经由HS-SCCH命令而被配置成配置2或3。

在以上的这两种实施中，WTRU可以被配置成具有无限长的DTX循环，这实际上与完全去激活S-DPCCH是等价的。因此，表1中的配置4和5与具有无限DTX循环的配置2和3可以是相同的。

举例来说，除了S-DPCCH专用的DTX之外，与常规DPCCH CPC DTX机制相联系的附加DTX也是可以应用的。举个例子，WTRU可以被配置成在传送主DPCCH的时候传送S-DPCCH。

S-DPCCH专用的DTX模式可以经由HS-SCCH命令或其他信令而被动态地激活和去激活。S-DPCCH专用DTX模式或循环的激活状态可以与常规的DPCCH DTX激活状态相联系。在激活/去激活常规的DPCCH DTX时，可以激活/去激活S-DPCCH专用的DTX模式或循环。

在双流操作中，节点B可以使用第二导频来解调第二个流上的数据。这种处理有可能需要较好的信道估计。在一个实施方式中，在传送第二个流的时候，WTRU可以以不同的(例如更高的)功率设置来持续传送第二导频。图6显示了两个E-DCH流以及在传送第二个E-DCH时具有不同功率设置的两个DPCCH的例示传输。在图6中，当传送第二个E-DCH流(604)时，第二DPCCH是以较高的功率电平(602)传送的。

在用于在第二个流上运送数据的子帧开始之前，WTRU可以以相对于正常的周期性功率电平更高的功率电平来传送第二导频。在用于在第二个流上运送数据的子帧完成之后，WTRU可以以较高的功率电平来传送第二导频。这样做可以允许节点B进一步改善其对数据解调的信道估计。

当节点B将WTRU配置成双流模式时，WTRU可以以较高的功率电平来传送第二导频。这样做允许节点B进一步改善其对信道编码的信道估计。这种处理可以通过让WTRU在接收到网络的指示之后以较高的功率传送第二导频来实现。作为替换，WTRU可以周期性地以较高的功率电平来传送第二导频。

如果第二导频是在具有控制数据的信道(例如DPCCH)上发送的，那么WTRU可以以较高的功率电平来传送第二导频。如果双流操作允许在每一个子帧上进行独立的E-DCH传输格式组合(E-TFC)选择，那么可以为每一个流传送独立的控制数据和独立的导频。在一个实施方式中，WTRU可以传送两个独立的DPCCH(第一和第二DPCCH)。作为替换，WTRU可以在一个DPCCH上发送用于两个流的控制数据，并且在另一个DPCCH上发送独立的导频序列。

作为替换，WTRU可以传送一个单独的探测信道，以便用于UL信道秩估计和/或预编码加权估计。该探测信道可以向节点B提供一个已知的信号或一组信号，并且节点B可以从中估计信道秩以及最优的预编码。在传送两个流的时候，WTRU不会传送探测信道。在没有传送两个流的时候，可以周期性地传送探测信道。作为替换，无论是否进行双流传输，都可以周期性传送探测信道。该探测信道可以基于节点B提供的触发事件来传送。

探测信道可以包括向节点B提供信道和调度信息的一组可配置的传输。探测信道上的传输可以使用可用信道预编码来传送，其中所述可用信道预编码要么是按顺序的，要么是并行的，或者可以采用某种预定的组合。举个例子，探测信道可以使用用于子帧的每一个可用预编码配置(或是预编码配置的规定子集)来按顺序传送其预先定义的信令。然后，节点B可以估计WTRU在每一个预编码配置中的信道性能。如果探测信道不包含任何控制信息，那么可以以比包含控制信息的DPCCH的功率电平更低的功率电平来传送探测信道。作为替换，探测信道可以是按顺序从每一个可用天线传送的，在这种情况下是不会为探测信道应用预编码处理的。

以下公开的是用于在加权改变时实施功率控制的实施方式。当WTRU改变其预编码加权时，这有可能会影响到节点B接收功率以及该WTRU的信号干扰比(SIR)。如果信道在节点B估计信道的时间、确定最佳预编码加权的时间、用信号向WTRU通告信息的时间以及WTRU应用新的加权的时间之间没有发生显著改变，那么节点B上的接收功率变化将会是正的。换言之，在预编码加权发生变化之后，在节点B上，相对于WTRU的SIR将会得到增强，并且该SIR将会高于节点B上的目标SIR，由此将会引起过度的噪声上升，并且迫使节点B向WTRU发送一个发射功率控制(TPC)下降命令。为了避免这种噪声上升过量以及功率控制的不稳定性，WTRU可以在预编码加权发生变化的时候调节其传输功率，其中所述调节可能取决于WTRU的活动集(active set)中的所有节点B接收的TPC命令。

在一个实施方式中，在预编码加权发生变化时，WTRU可以由网络配置成将第一DPCCH传输功率减小所配置的量(例如1dB)。WTRU可以减小(或可替换地保持)应用了新的预编码加权的时隙中的DPCCH功率。由于DPCCH功率是被用作其他物理信道的功率基准的，因此，通过减小DPCCH功率，整个WTRU的发射功率都会减小。

在另一个实施方式中，WTRU可以覆盖(override)TPC命令。在发生预编码加权变化的时隙中，该WTRU可以不顾及TPC命令，并且可以应用一个TPC“下降”命令。作为替换，WTRU可以通过覆盖TPC命令来保持DPCCH的功率。

在另一个实施方式中，WTRU可以将接收自包含服务节点B的无线电链路集合(RLS)的TPC命令覆盖成“下降”命令。这样做会迫使WTRU将功率降低Δ_TPC，所述Δ_TPC则是由功率控制过程确定的。作为替换，在这种情况下可以为WTRU配置与用于正常功率控制的Δ_TPC值不同的Δ_TPC值。

在另一个实施方式中，如果包含服务节点B的RLS发布的TPC命令是“上升”，那么无论来自其他RLS的TPC命令是什么，WTRU都可以减小或保持预编码加权发生变化的时隙中的DPCCH的功率。

在另一个实施方式中，WTRU可以接收作为预编码加权变化的命令的一部分的特定功率控制命令。这样做可以允许节点B使用新的预编码加权来为来自WTRU的传输估计正确的功率电平，并且允许忽略用于第一传输的TPC命令，或者允许TPC过程正常工作，由此允许在特定的功率控制命令中补偿TPC命令。

在下文中将会说明用于传输导频和非导频字段的实施方式。第二DPCCH的时隙格式与第一DPCCH可以是相同的，也可以是不同的。通过为两个DPCCH使用相同的DPCCH时隙格式，节点B可以使用相同的信道估计块，并且可以为这两个DPCCH预期类似的信道质量估计。

作为替换，在这里可以为第二DPCCH定义不同的DPCCH时隙格式。举个例子，由于WTRU有可能需要在上行链路DPCCH上传送单个TPC命令，因此，用于第二DPCCH的新的时隙格式可能没有TPC字段。作为替换，用于第二DPCCH的新时隙格式可以只包含导频比特。

WTRU可以被配置成具有用于第二DPCCH的不同DPCCH时隙格式，并且该时隙格式可以由网络用信号通告。表2显示的是用于第二DPCCH的例示时隙格式。在表2中，时隙格式4*-8是新添加到常规DPCCH时隙格式中的。N_DTX列指示的是时隙格式中的DTX比特的数量。在时隙的末端，这些DTX比特未必是连续的，并且这其中的某些或所有DTX比特有可能依照配置而出现在时隙的开端或是任何位置。

表2

在另一个实施方式中，WTRU可以被配置成具有用于第一和第二DPCCH的单一DPCCH时隙，并且WTRU可以将DTX应用于不需要在第二DPCCH上传送的字段中的比特(即“非适用字段”)。非适用字段集合可以在规范中预先定义，其中举例来说，所述字段可以包括TPC字段。作为替换，在配置了第二DPCCH时，非适用字段集合可以通过较高层信令来定义。

在另一个实施方式中，WTRU可以在第二DPCCH上传送非导频字段信息(例如TPC，传输格式组合指示符(TFCI)或反馈信息(FBI))。

在下文中公开的是用于传送一个或多个非导频字段的实施方式，其中举例来说，所述非导频字段可以是在结合单个功率控制环的操作中在第二天线或波束上传送的DPCCH中的TPC命令。

在一个实施方式中，诸如TPC命令比特之类的非导频字段中的比特可以采用空时发射分集(STTD)方式传送。图7显示的是TPC命令比特的例示STTD编码处理。两个(或两个以上的)TPC命令比特经过STTD编码并且经由两个天线(或波束)来传送。当非导频比特的数量为奇数时，WTRU可以编码其中一个导频比特，以用于STTD编码处理。

作为替换，WTR可以通过将空时编码器应用于第一DPCCH序列来推导出第二DPCCH的整个比特序列。图8显示的是用于DPCCH空时编码处理的替换方案。用于DPCCH1的比特序列由空时编码器802处理，以便产生DPCCH2(即辅助DPCCH(S-DPCCH))的比特序列。映射到第二DPCCH的空时编码器输出与第一DPCCH的比特序列可以是正交的。

举个例子，Alamouti STTD编码器可以用于产生正交的DPCCH2序列。这种处理可以在整个时隙上针对比特对来执行。对于十个(10)符号的DPCCH时隙来说，这种处理可以使用表3所示的比特映射来实现，其中“-”符号操作符会反转相关联的比特值。

表3

DPCCH1

b0

b1

b2

b3

b4

b5

b6

b7

b8

B9

DPCCH2

-b1

b0

-b3

b2

-b5

b4

-b7

b6

-b9

B8

作为替换，空时映射可以应用于第一DPCCH的字段的子集。

在另一个实施方式中，诸如TPC字段之类的非导频字段可以在两个天线/波束上重复传送。相同的比特是以相等的功率从两个天线/波束传送的。图9显示了TPC命令比特的例示重复传输。

在另一个实施方式中，如图10所示，在第二DPCCH上可以对诸如TPC字段之类的非导频字段进行不连续传输(DTX)。图10显示的是第二天线上的TPC字段比特的DTX。

在被配置的时候，DPCCH时隙格式中的TPC字段(参见表2)的大小可以是2比特或4比特。由于TPC字段运送的是用于单个TPC命令的信息(即1比特)，因此，当前为表4所示的每一个发射功率控制命令规定了特定的TPC比特模式。

表4

在一个实施方式中，用于在第二DPCCH上运送TPC命令的TPC比特模式可被修改，以便改善节点B上的检测和信道估计可靠性(例如通过在面向决定的模式中使用TPC字段作为额外导频比特)。用于第二DPCCH的TPC比特模式与用于第一DPCCH的TPC比特模式可以是正交的。举例来说，这可以通过反转比特模式中的一半TPC比特来实现。表5-7显示了用于第二DPCCH的TPC比特模式的示例。

表5

表6

表7

在计算了即将到来的TPC命令的值之后，WTUR可以将常规的TPC比特模式(如表4所示)应用于第一DPCCH的TPC字段，以及将相应的(例如正交的)TPC比特模式(例如，如表5-7所示)应用于第二DPCCH的TPC字段。

S-DPCCH可以在每一个时隙运送8个导频比特，并且剩余的2个比特可以用于控制信息信令。换言之，在扩展操作之前，每一个S-DPCCH时隙可以包含8比特导频字段以及2比特非导频字段，所述2比特非导频字段可以使用在DPCCH上应用的预编码加权矢量进行预编码，而8比特导频字段则可以使用与在DPCCH上应用的矢量正交的预编码加权矢量来预编码。

在这里将应用在DPCCH上的主预编码加权矢量定义成w₁，将DPCCH增益因数定义成β_c，以及将与w₁正交的相关联的辅助预编码加权矢量定义成w₂。S-DPCCH的非导频字段可以用w₁预编码，并且S-DPCCH的非导频字段的增益因数可以被设置成β_c，而S-DPCCH的导频字段则可以用w₂预编码，并且S-DPCCH的导频字段的增益因数可以被设置成γβ_c。作为替换，S-DPCCH的非导频字段可以用w₁预编码，并且S-DPCCH的非导频字段的增益因数可以被设置成γβ_c，而S-DPCCH的导频字段则可以用w₂预编码，并且S-DPCCH的导频字段的增益因数可以被设置成γβ_c。

上行链路DPCCH功率控制前同步码(preamble)被用于初始化无线电链路上的数据传输。功率控制前同步码N_pcp的长度是由较高层用信号通告的。对于具有两个发射天线的WTRU来说，当N_pcp>0时，上行链路DPCCH功率控制前同步码可以采用下列方法中的任一方法来传送。

在一个实施方式中，上行链路DPCCH功率控制前同步码可以在两个天线上传送，其中每一个天线上传送一个DPCCH。在不丧失一般性的情况下，第一DPCCH可以使用旧有导频比特模式而在天线1上传送，并且第二DPCCH可以使用如上所述与在第一DPCCH中使用的导频比特模式正交的导频比特模式而在天线2上传送。如果在这两个DPCCH上存在传输格式组合索引(TFCI)字段，那么该字段可以用“0”比特来填充。诸如FBI和TPC比特之类的其他非导频字段可以使用上文公开的实施方式来传送。

在另一个实施方式中，第一DPCCH功率控制前同步码可被传送，但是第二DPCCH功率控制前同步码则可以被DTX。

在另一个实施方式中，在第一个预定义时段(例如前同步码长度的总的长度或是一半长度，或是其他某个规定时段)中，可以传送第一DPCCH功率控制前同步码，并且对第二DPCCH功率控制前同步码进行DTX，而在下一个时段中，第二DPCCH功率控制前同步码被传送，并且第一DPCCH功率控制前同步码可被DTX(或者作为替换可以传送这两个DPCCH功率控制前同步码)。所述预定义时段可以是在规范中规定或是通过较高层信令规定的。

在下文中将会公开用于在上行链路功率控制中对第一和第二DPCCH执行功率调节的实施方式。在WTRU与节点B之间有可能建立一个以上的上行链路功率控制回路。

如果使用了一个功率控制回路，那么WTRU接收一个TPC命令，以便控制UL DPCCH的发射功率。基于在TPC命令组合时段中接收的TPC命令，WTRU通过恰当的功率控制算法推导出一个单独的TPC命令TPC_cmd，并且推导出DPCCH功率相对于其先前的值的变化，以及使用大小为Δ_DPCCH(以dB为单位)的步长来调节上行链路DPCCH的发射功率，其中所述变化是用Δ_DPCCH(以dB为单位)表示的，所述步长是由下式给出的：

Δ_DPCCH＝Δ_TPC×TPC_cmd   等式(1)

在上行链路DPCCH功率控制前同步码期间，WTRU可以推导出DPCCH功率相对于其先前的值的变化，其中该变化是用Δ_DPCCH(以dB为单位)表示的，并且所述WTRU使用如等式(1)中大小为Δ_DPCCH(以dB为单位)的步长来调节上行链路DPCCH功率控制前同步码的总的发射功率。基于推导出的上行链路DPCCH发射功率的变化Δ_DPCCH，WTRU可以基于组合的TPC命令并通过下列实施方式之一或是其任何组合来控制第一DPCCH和第二DPCCH(如果对其进行了配置)的发射功率。

在一个实施方式中，WTRU可以平等地以如下方式将功率分配给两个导频信道：

Δ_DPCCH1＝Δ_DPCCH2＝(Δ_DPCCH)/2   等式(2)

在另一个实施方式中，WTRU可以如下采用与第一和第二DPCCH中分别使用的导频长度成反比的方式来分配功率：

Δ_DPCCH＝Δ_DPCCH1+Δ_DPCCH2，以及   等式(3)

Δ_DPCCH2＝(N_pilot1/N_pilot2)×(Δ_DPCCH1)   等式(4)

在另一个实施方式中，在达到UL同步之前，WTRU可以在两个导频信道之间采用这样一种方式来分配总的可调节DPCCH功率，其中该方式在降低第二DPCCH功率的同时提升第一DPCCH功率，从而加速UL同步(也就是说，Δ_DPCCH2可以小于Δ_DPCCH1)。Δ_DPCCH2可以是负的。如果节点B上的UL同步原语(primitive)是以第一DPCCH质量或循环冗余校验(CRC)校验为基础的，那么该处理将会非常有利。

在另一个实施方式中，WTRU可以使用大小为Δ_DPCCH以及(Δ_DPCCH+Δ_{WTRU_sec_dpcch_backoff})的步长来调节第一和第二UL DPCCH的发射功率，其中Δ_{WTRU_sec_dpcch_backoff}表示的是第二DPCCH相对于第一DPCCH的功率偏移，并且所述偏移可以由较高层设置或者在规范中预先定义，亦或是由节点B动态地用信号通告给WTRU(例如通过高速共享控制信道(HS-SCCH)命令或是任一DL控制信道或某种较高层信令)。

在另一个实施方式中，在调节第一和第二DPCCH的发射功率时，WTRU可以通过对天线不平衡性加以考虑而使用上述任一实施方式。举个例子，假设通过顾及两个天线之间的功率不平衡性(PI)而使用了第一实施方式(即，平等分配功率变化)，那么DPCCH功率偏移可以计算如下：

Δ_DPCCH1＝(Δ_DPCCH+PI)/2，以及   等式(5)

Δ_DPCCH2＝(Δ_DPCCH-PI)/2   等式(6)

如果没有对两个DPCCH进行预编码，那么该实施方式将会非常有用。

如果使用了两个UL功率控制回路，那么WTRU接收两个TPC命令，以便单独控制UL DPCCH的发射功率。常规的上行链路功率控制规则可以重新用于第二DPCCH。

在为DPCCH使用UL Tx分集时，以上实施方式中的任何一个都可以用于将高层用信号通告且用于旧有DPCCH的初始DPCCH功率划分成用于第一DPCCH的初始发射功率和第二DPCCH的初始发射功率。

举例来说，用于调节第一和第二DPCCH的发射功率或是DPCCH功率控制前同步码的以上实施方式中的任何一个均可应用于使用了UL Tx分集的物理随机接入信道(PRACH)，以便为PRACH上的两个前同步码拆分功率斜坡阶跃ΔP₀，或是拆分随机接入消息的控制部分相对于最后一次传送的前同步码的功率的传输功率偏移，即Pp-m[dB]。

当WTRU向节点B传送两个DPCCH时，可以基于第一和第二DPCCH的质量来估计上行链路同步原语。作为替换，上行链路同步原语可以是基于第一DPCCH的质量而被估计。并且作为替换，上行链路同步原语可以是基于经过过滤的第一和第二DPCCH的质量而被估计的。

对于MIMO传输方案，例如接收机上的基于预编码的MIMO传输和空时发射分集(STTD)/空时块编码(STBC)来说，在符号检测之前有必要知道或估计来自不同发射天线的信道。这可以使用发射机和接收机处都知道的导频比特来执行。对于多个发射天线来说，从两个或多个天线发射的导频序列可以是相互正交的。

表8和9显示了用于导频比特的不同长度N_pilot的常规DPCCH导频比特模式。该导频比特模式的f_x个列(x＝1…4)被定义成是可用于确认帧同步的帧同步字(FSW)。除了FSW之外，导频比特模式的值是“1”。对于具有指定长度N_pilot的时隙中的导频比特模式来说，N_f是FSW的数量，N_r则是非FSW的数量。在表8和9中有四个不同的FSW序列，这些序列是用f₁…f₄标识的。

表8

表9

在下文中将会公开用于实施多维信道矩阵的信道估计的用于第二天线的新导频比特序列的实施方式。通过使用常规导频模式，以及通过将其转换成在第二天线/波束上使用的新的导频模式集合(例如具有正交属性)，可以设计出新的导频模式。这种方法可以用于推导出保持了FSW相关属性的新的导频序列的集合。

当导频比特数量为偶数时，可以在指定时隙中的一个单独的导频字段内实现正交性。用以组织FSW和非FSW矢量的命令可以作为常规的导频字段被保持。为了获得偶数数量的导频比特的正交序列，FSW矢量的一个子集(与导频序列长度的一半相对应)可被反转。表10显示了以这种方式产生的例示导频序列。

表10

在另一个实施方式中，非FSW比特可被反转。对于N_pilot＝4和N_pilot＝8来说，由于只有一半的模式序列正好由非FSW比特组成，因此，该实施方式可以通过反转所有的非FSW比特(从1到0)来实现。对于N_pilot＝6来说，在6个比特(对于每一个时隙而言)中有两个比特是非FSW比特。因此，在这种情况下可以通过反转一个FSW比特来保持正交性。在表11中示出了最终得到的例示比特模式。

表11

WTRU和节点B可以依照配置来简单地反转恰当的比特。对于使用二进制移位寄存器电路来产生序列以及将序列硬编码在表格中(在这种情况下，如果恰当实施了反转器，那么需要一个单独的表格)的情形而言，这种处理都是可以完成的。

虽然可以基于每一个时隙来保持偶数数量的N_pilot的正交性，但在N_pilot是奇数数量时，在所述相关中将会残留1个比特，而这将会破坏正交性。为了保持奇数数量的导频符号的正交性，所述正交性可以应用在两个时隙而不是一个时隙上。

在一个实施方式中，可以为第二导频创建两个导频模式(模式A和B)。WTRU可以在时间上交替地传送模式A和B。作为替换，WTRU可以在无线电帧的偶数时隙中传送模式A，并且在无线电帧的奇数时隙中传送模式B。在表12和13中显示了用于奇数数量的导频符号的例示导频模式，其中所述导频符号是通过反转FSW比特产生的。

表12

表13

在另一个实施方式中，通过引入成对正交性的概念，可以缓解所述正交性需求，其中所述成对正交性需要两个导频模式中的任何连续配对的比特都是正交的。图11显示了成对正交的比特流的一个示例。

从主导频模式发送到第一天线的比特被表示为：C_p1(n)，n＝0,1,2,...,N_pilot-1。对于发送到第二天线的辅助导频比特模式来说，成对正交性可以通过如下反转主导频模式中每隔一个比特来实现：

   等式(7)

其中代表的是反转比特的操作。该处理可以在用于每一个时隙的导频比特模式上重复进行。

通过以这种方式来设计辅助导频模式，新的导频模式中的FSW的比特位置与常规导频模式中的可以是相同的，新的导频比特模式中的FSW的自相关性可以不劣于常规导频比特模式的自相关性，并且新的导频比特模式中的FSW与非FSW以及其他FSW之间的互相关性可以不劣于旧有导频模式的互相关性。

相同的原理也可以应用于导频比特数量为偶数的情形。通过组合偶数和奇数数量的导频比特，表14显示了用于N_pilot＝3,4,5和6的例示辅助导频模式，并且表15显示了用于N_pilot＝7和8的例示辅助导频模式。

表14

表15

在另一个实施方式中，辅助导频模式可以通过用于成对正交性的不同反转模式(例如反转偶数比特)来产生。表16和17显示了以这种方式的例示辅助导频比特模式。

表16

表17

在另一个实施方式中，成对正交性可以跨越整个无线电帧的范围中的时隙边界而被保持。举个例子，对于N_pilot＝3来说，在反转奇数比特的情况下，辅助导频比特模式可以如下产生：

$C_{p1}^1\left(0\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^1\left(1\right),C_{p1}^1\left(2\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^2\left(0\right),C_{p1}^2\left(1\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^2\left(2\right),C_{p1}^3\left(0\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^3\left(1\right),C_{p1}^3\left(2\right),...$

其中上标代表的是时隙编号。在表18和19中显示了例示的合成导频比特模式。

表18

表19

作为替换，在这里也可以改为反转偶数比特。举个例子，当N_pilot＝3时，可以如下创建另一个导频比特模式集合：

${\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^1\left(0\right),C_{p1}^1\left(1\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^1\left(2\right),C_{p1}^2\left(0\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^2\left(1\right),C_{p1}^2\left(2\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^3\left(0\right),C_{p1}^3\left(1\right),{\stackrel{\‾}{C}}_{p1}^3\left(2\right),...$

在表20和21中显示了例示的比特模式。

表20

表21

通过进一步推广成对正交性，还可以具有更大的正交块大小。在主与辅助导频序列之间，由L个连续比特组成的任何一个块都可以是正交的，其中L可以是任何偶数。图12显示了L＝14的二进制流的示例。

举个例子，对于L＝4来说，辅助导频比特模式可以采用如下方式产生：

   等式(8)

其中mod(x,4)代表的是对变量x执行的模4运算。

在这里可以使用不同的反转模式，并且可以在多个时隙边界间保持正交性。

在下文中公开的是使用成对正交导频的信道估计。在不丧失一般性的情况下，在这里将会使用具有2x1天线配置的上行链路TX分集系统来例证N_pilot是奇数数量时的来自以上公开的导频比特模式的信道估计。

图13显示的是上行链路TX分集系统中的例示导频传输。在被发送到两个天线1308以进行传输之前，主和辅助导频由调制映射器1302分别映射到符号(例如二进制相移键控(BPSK))，由扩展部件1304扩展，并且由加扰部件1306使用扰码来加扰。在调制映射操作中，时隙中的导频比特可以被映射到BPSK符号。

在具有成对正交属性的情况下，辅助导频符号可被表述为：

C_p2(n)＝(-1)ⁿC_p1(n)   等式(9)

在接收机端，接收到的信号会由解扰部件1322、瑞克接收机1324以及解扩部件1326来进行处理。

通过将TX和RX链中的处理连在一起，可以以如下形式来书写解扩器输出端的信号：

y(n)＝h₁(n)C_p1(n)+h₂(n)C_p2(n)+n(n)＝h₁(n)C_p1(n)+h₂(n)(-1)ⁿC_p1(n)+n(n)

                  等式(10)

其中h₁(n)和h₂(n)分别是用于天线1和2的传播路径的等价信道状态信息(CSI)。n(n)是噪声项。

对于奇数数量的N_pilot来说，在与将初始导频符号相关来使用所有符号时，可以执行两组平均：其中一组平均是在范围从0到N_pilot-2的符号上执行的，并且另一组平均是在从1到N_pilot-1的另一个符号上执行的。信道估计则可以采用如下方式从成对组合处理中得到：

$\begin{array}{c}{\hat{h}}_1\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-2}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)C_{p1}\left(n\right)+\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)C_{p1}\left(n\right)\\ =\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-2}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right(y\left(n\right)C_{p1}\left(n\right)]+y(n+1)C_{p1}(n+1))\\ =\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-2}{\mathrm{\Σ}}}[(h_1\left(n\right)+{(-1)}^n{h}_2\left(n\right))+{(h_1\left(n\right)+(-1)}^{n+1}{h}_2\left(n\right))]+n^{,}\left(n\right)\end{array}$

$=h_1\left(n\right)+n^{,}\left(n\right)$    等式(11)

其中h₁(n)是从h₂(n)中有效分离的，并且所述估计是无偏的。

同样，对于h₂(n)来说，

$\begin{array}{c}{\hat{h}}_2\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-2}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)C_{p2}\left(n\right)+\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-1}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)C_{p2}\left(n\right)\\ =\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-2}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right(y\left(n\right)C_{p2}\left(n\right)]+y(n+1)C_{p2}(n+1))\\ =\frac{1}{N_{\mathrm{pilot}}-1}\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{pilot}}-2}{\mathrm{\Σ}}}[(h_2\left(n\right)+{(-1)}^n{h}_1\left(n\right))+{(h_2\left(n\right)+(-1)}^{n+1}{h}_1\left(n\right))]+n^{,}\left(n\right)\end{array}$

$=h_2\left(n\right)+n^{,}\left(n\right).$    等式(12)

对于2x2的MIMO系统来说，类似的操作可以应用于从两个接收天线接收的每一个信号，以便估计h₁₁(n),h₁₂(n),h₂₁(n)和h₂₂(n)的信道响应。

在下文中将会公开用于辅助导频信道(例如S-DPCCH)且具有不同信道化码的导频设计的实施方式。

在将S-DPCCH映射在与主DPCCH(P-DPCCH)不同的信道化码上的时候，S-DPCCH上的导频序列可能不与P-DPCCH上的导频序列正交。由于在节点B接收机上不能保证S-DPCCH质量，因此，在S-DPCCH上有可能只运送导频符号。在这种情况下，无论DPCCH时隙格式是怎样的，S-DPCCH都可以运送10个导频符号(假设扩展因数(SF)是256)。

由于在当前规范中并未定义10个符号的导频序列，因此有必要为S-DPCCH定义长为10个符号的新的导频序列。

在一个实施方式中，通过添加两个非FSW符号，可以将用于表9中的8个符号的常规导频序列扩展2个符号。这两个非FSW符号可以放置在任何位置。举个例子，如表22所示，这两个附加的非FSW符号可以被添加在序列的每一端。作为替换，如表23所示，这两个附加的非FSW符号可以添加在序列末端。并且作为替换，如表24所示，这两个附加的非FSW符号可以添加在序列的中间。

表22

表23

表24

在另一个实施方式中，用于S-DPCCH的导频序列可能不使用帧同步字，并且在这里有可能改为使用全1或全0的简单序列，以及该序列会在帧的时隙之间保持恒定。接收到的S-DPCCH的SNR可能不由内环功率控制(ILPC)直接控制，因此，节点B可能不使用其内的FSW信息来执行同步。

在下文中公开的是使用第二导频来实现探查目的的实施方式。

节点B上的数据解调和预编码加权选择有可能对信道估计施加不同的需求。对于单个数据流传输的情况，这两个导频可以被配置成用于不同的目的。在主DPCCH中运送的主导频可以被设计成获取用于解调数据的高质量信道估计，而在辅助DPCCH中运送的导频则可以被设计成探查无线电信道状况，例如用于选择最优的预编码加权。

图14显示的是使用探查导频。在发射机1410上，主DPCCH(以及其他信道)是由Tx链1412处理的。在接收机1450中，主DPCCH(以及其他信道)和探查比特的增益是基于来自功率控制部件1460的TPC命令而被控制的。主DPCCH(以及其他信道)和探查导频可以分别由预编码单元1414、1416预编码，并且经由天线1420来进行传输。接收机1450中的信道估计部件1452使用主导频来执行用于数据解调的信道估计，以及使用探查导频来执行用于预编码加权选择的信道估计。接收机1450中的加权选择功能1454选择最优的加权矢量，并且向发射机1410发送反馈。主DPCCH通过最优预编码加权Wopt来预编码，其中所述预编码加权是从波束成形控制功能1418输出的，并且是由接收机根据基于探查导频获取的信道状态信息来确定的。接收机基于SIR估计部件1456估计的SIR估计来确定TPC命令，并且功率控制部件1460将用于控制发射机1410上的增益的TPC命令发送到发射机1410。探查导频可以通过预编码码本中的所有加权或是其子集中的不同预编码加权(或矢量)而以时间交替的方式被传送。

图14所示的波束成形控制功能1418旨在控制在探查导频上的预编码操作，以便发现最优的预编码加权。它提供了预先定义或信道有关的探查模式，其中所述模式会以时分复用(TDM)的方式来对码本中的所有可用预编码矢量进行扫描。

在这里可以为预编码加权定义项数有限的码本。假设w_i,i＝1,2,…,N代表的是预编码矢量，其中N是可用预编码矢量的数量。举个例子，w₁和w₂可以具有如下的四个矢量值：

$\left[\begin{array}{c}{w}_1\\ w_2\end{array}\right]=\{\left[\begin{array}{c}1/\sqrt{2}\\ \frac{1+j}{2}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}1/\sqrt{2}\\ \frac{1-j}{2}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}1/\sqrt{2}\\ \frac{-1+j}{2}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}1/\sqrt{2}\\ \frac{-1-j}{2}\end{array}\right]\}$    等式(13)

天线切换可以被认为是波束成形的一个特例，其中使用了以下的两个预编码矢量：

$\left[\begin{array}{c}{w}_1\\ w_2\end{array}\right]=\{\left[\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]\}$    等式(14)

在一个实施方式中，探查导频的长度可以是固定的。在这里采用了Ti,i＝1,2,..,N来表示分别使用单独预编码矢量的探查状态的长度。Ti,i＝1,2,..,N可以被设置成不同的值，也可以是相等的。一个探查循环的总长T是下列各项的总和：T＝T₁+T₂+…T_N。时间间隔的单位可以是时隙、传输时间间隔(TTI)、无线电帧等等。探查模式可以包括如图15所示的一个或多个探查循环。图15显示了固定长度的探查模式的一个示例。

举个例子，对于快信道状况而言，固定长度的探查模式可以通过在每一个TTI切换预编码矢量来实施，每一个探查循环可以为自己的持续时间T采取不同的设置。

固定长度的探查模式可以由节点B和WTRU来控制。如果探查模式受控于WTRU，那么它可以自发工作，并且需要在开始时与节点B同步，以使节点B根据预定探查模式来知道使用哪一个预编码矢量。对于节点B与WTRU之间的同步而言，WTRU可以在L1层向节点B发送信号，以便指示探查循环开始。作为替换，探查导频可以具有分别用于每一个预编码矢量的不同调制模式。作为替换，探查导频可以在探查循环的开始使用不同的调制模式。作为替换，探查导频可以在探查循环的末尾使用不同的调制模式。

如果探查模式受节点B或较高层控制，那么可以预先配置探查模式，并且可以使用一个周期性调度或触发来启动所述模式的发送。如果需要更多的控制或灵活性，那么节点B或较高层可以控制在任何指定时间发送哪一个加权。这种处理可以通过用信号通告所要使用的特定加权或是通过用信号通告使用预先定义的探查模式集合中的哪一个来完成。与单个探查模式的情形一样，所述传输可以被周期性地调度或触发(根据需要)。

在另一个实施方式中，在决定是否切换用于下一个探查状态的预编码矢量中可以对接收机操作状态加以考虑。由此，停留在在一个特定预编码矢量上的持续时间可以根据是否满足所需要的条件而改变。触发切换的因素包括但不局限于来自探查导频的信道估计质量、探查导频上的接收功率、WTRU速度等等。

为了分离主和辅助DPCCH，在这里可以使用不同的信道化码来实现DPCCH之间的正交性。

在另一个实施方式中，在探查导频(例如辅助DPCCH)上可以使用不同的调制模式来区分用于同步目的处于传输中的预编码矢量。如表25和26所示，所规定的可以是10比特的导频模式。

表25

表26

表26中的辅助探查导频集合与表25中的主探查导频集合是正交的，而这可以用于识别探查模式的开始。

在另一个实施方式中，探查导频模式可以不是时隙特定的。取而代之的是，比特模式可以与不同的预编码矢量相关联。表27和28显示了具有不同数量的导频比特的示例预编码特定探查导频模式。

表27

表28

在表28中总共考虑了16个预编码矢量。如果预编码矢量的实际数量小于16，那么可以使用其任何子集，或者一个预编码矢量可以与多个导频模式相关联。如果第二DPCCH中的所有10个比特全都用于探查导频，那么可以将表中未规定的剩余比特字段设置成“1”。

虽然上文公开的导频模式是在探查导频的上下文中设计的，但是应该理解，这些概念也可以推广到其他情形。

如果没有必要时刻运行探查模式(例如在慢衰落信道状况中)，那么可以禁用探查导频，以便减小信令开销。在这种情况下，探查导频可被DTX，或者可以停止对其进行传输。禁用和启用探查导频可以经由新的HS-SCCH命令或是下行链路中的其他专门设计的L1信令来实施。

图14中的增益控制功能接收TPC命令，并且对主DPCCH和探查导频执行功率控制。由于探查导频的信道估计质量需求不高，因此可以为探查导频分配较小的发射功率，以便减小信号开销。为了能够单独执行功率控制，探查导频信号可以不经过其余物理信道使用的功率控制回路中的增益路径。取而代之的是，探查导频信号可以具有自己的增益控制。该增益控制功能1422可以产生两个增益因数：对DPCCH以及其他所有使用DPCCH作为功率基准的物理信道的发射功率进行控制的增益因数(g)，以及用于探查导频的增益因数(g_prob)。DPCCH发射功率是由等式(1)中的功率控制过程来调节的。在一个实施方式中，用于探查导频的增益因数可以用下式来计算：

g_prob(n)＝A_probg(n)   等式(15)

其中A_prob是网络用信号通告的功率偏移，并且n是时隙索引。

由于TPC命令是基于每个时隙接收的，因此，该增益因数可以是动态的。由于预编码矢量扫描是基于TDM进行的，因此，如果发射功率是基于每个时隙而与功率控制回路相联系的，那么，探查导频中的发射功率波动有可能会影响节点B接收机上的预编码加权选择的公平性。为了缓解这个问题，在这里可以使用增益冻结机制。

增益冻结操作可以由下式制订：

g_prob(n)＝A_probg(n₀),   等式(16)

由此，g_prob将会恒定保持在时刻n₀规定的值，而不是跟随基于每一个时隙的g。n₀可以是处于每一个探查循环开始的时隙的时隙索引。作为替换，n₀可以是处于探查模式开始的时隙的时隙索引。作为替换，n₀可以是每一个探查循环内的第k个时隙的时隙索引，其中k可以是从1到N的整数值。作为替换，n₀可以是每一个探查模式中的第k个时隙的时隙索引，其中k可以是从1到探查模式末尾的整数值。

在另一个实施方式中，g_prob可以基于每个时隙而以固定的比值与g相关联。为了补偿功率控制过程所造成的变化，在这里可以追踪和记录TPC命令，例如从探查模式的开端开始。在决定最优预编码矢量的过程中有必要考虑到依照调节得到的结果：

${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{pi}}={\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{TPC}}\×\underset{n\∈n_1{\mathrm{ton}}_i}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{TPC}\left(n\right),i=\mathrm{1,2},...,N,$    等式(17)

其中i是预编码矢量索引，n₁是探查循环的起始时隙的索引，并且n₁是预编码矢量的末尾时隙的索引。上述偏移是按照dB刻度来计算的。

作为替换，探查导频可以与g相关联，并且所探查的预编码信道的增益可以相对于当前的预编码信道来测量。由于显著的测量是在探查导频预编码提供的信道增益优于当前选择的预编码的时候出现的，因此，由于节点B有兴趣改善信道质量，这种情况是成立的。

在下文中公开的是基于无码本的探查方案的实施方式。图16显示的是基于无码本的闭环发射波束成形方案。在图16中，DPCCH1和其他上行链路信道(例如E-DPDCH、E-DPCCH、DPDCH以及HS-DPCCH)是由预编码部件1602用矢量1预编码的，并且探查导频信道DPCCH2是由预编码部件1604用矢量2预编的，其中所述矢量2具有相对于应用在DPCCH1以及其他上行链路信道上的预编码矢量1的相位变化。该相位变化可以是正值，或是负值，并且可以采用时间交替的方式改变。在这里将预编码矢量1定义成w₁＝[w₁₁ w₂₁]^T，并且将预编码矢量2定义成w₂＝[w₁₂ w₂₂]^T，以及 $w_2\∈{\{w}_1\⊗{\left[\begin{array}{cc}1& e^{\mathrm{j\Δ}}\end{array}\right]}^T,w_1\⊗{\left[\begin{array}{cc}1& e^{-\mathrm{j\Δ}}\end{array}\right]}^T\},$ 其中表示克罗内克(Kronecker)乘积。来自预编码部件1602和1604的已被预编码的分量将会由组合器1606、1608添加并被发送到相应的天线。

基于两个DPCCH上的测量，节点B可以用信号向WTRU通告将要在DPCCH1上应用的预编码矢量，所述矢量可以是 $w_1{,w}_1\⊗{\left[\begin{array}{cc}1& e^{\mathrm{j\Δ}}\end{array}\right]}^T,w_1\⊗{\left[\begin{array}{cc}1& e^{-\mathrm{j\Δ}}\end{array}\right]}^T,$ 并且其中w₁表示的是在DPCCH1上应用的当前预编码矢量。因此，在下行链路中，节点B可以使用1比特的三值信令(DTX，+1和-1)来向WTRU指示与在DPCCH1上的当前或最近使用的预编码矢量相对的将要在DPCCH1上应用的下一个预编码矢量(即无相位变化，正的相位变化以及负的相位变化)。相位变化Δ可以是半动态改变的，并且是由节点B经由较高层用信号通告给WTRU的。

在下文中将会公开压缩模式间隙中的操作的实施方式。压缩模式间隙是将WTRU接收机重新调谐到不同频率以执行频内、频间和/或无线电接入技术(RAT)间量度的时段。在这些间隙中，WTRU不会从服务节点B接收功率控制或预编码加权信息。

在一个实施方式中，在压缩模式间隙中，WTRU可以保持其预编码加权，由此在恢复的时候，WTRU是处于已知状态的。

在被配置了DTX操作时，或者在为第二导频配置了特定的DTX模式时，在WTRU从压缩模式间隙恢复之后的某个时间，所述WTRU不会传送第二导频。在没有第二导频(或者可替换地没有用于信道探测的手段的情况下)，节点B不能正确估计信道和确定所要使用的最佳预编码加权。在这种情况下，WTRU可以使用非最优预编码加权来工作，由此将会导致暂时的性能损失。为了避免这种性能损害，一旦从压缩模式间隙恢复，则WTRU可以在足以供节点B做出恰当信道测量的时段中不传送第二导频(或可替换地探测信道)，然后，WTRU侦听下行链路加权更新信息。

对于被配置在闭环发射分集(CLTD)模式中的WTRU来说，当启用压缩模式时，由于引入了第二DPCCH，因此，相对于第一DPCCH的导频比特的长度的第二DPCCH的导频比特的长度会对上行链路发射功率控制产生影响。在下文中将会公开用于指派第二DPCCH的导频比特长度以及相应的功率控制过程的实施方式。

在一个实施方式中，可以为第二DPCCH指派与第一DPCCH相同的导频比特长度。因此，对于上行链路中的压缩和未压缩帧来说，第二DPCCH可以在每一个时隙中具有不同数量的导频比特。WTRU可以采用如下方式并以dB为单位来推导出第二DPCCH功率偏移

${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{pilot}}^{s-\mathrm{dpcch}}=10{\log }_{10}\left(\frac{N_{\mathrm{pilot},\mathrm{prev}}^{s-\mathrm{dpcch}}}{N_{\mathrm{pilot},\mathrm{curr}}^{s-\mathrm{dpcch}}}\right)$    等式(18)

其中是最近传送的时隙中的第二PDCCH导频比特的数量，并且是当前时隙中的第二DPCCH导频比特的数量。在每一个时隙中，WTRU可以如下调节第二DPCCH的发射功率：

${\mathrm{\Δ}}_{s-\mathrm{dpcch}}={\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{TPC}}\×\mathrm{TPC}\_\mathrm{cmd}+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{pilot}}^{s-\mathrm{dpcch}}$    等式(19)

该实施方式不需要用信号通告处于压缩模式中的第一DPCCH与第二DPCCH之间的新的功率比。此外，在功率控制之后，该功率比可以向大多数情形中那样得以保持由此这意味着可以不执行和Δ_s-dpcch的显式计算。

在另一个实施方式中，第二DPCCH可以具有与压缩模式配置无关的固定长度的导频比特。举个例子，第二DPCCH可以在非压缩模式和压缩模式中都使用表2中的时隙格式8。在这种情况下，第二DPCCH的导频比特数量是不会改变的，即并且由此Δ_s-dpcch＝Δ_TPC×TPC_cmd。另一方面，TPC_cmd可以是基于第一DPCCH生成的，其中所述第一DPCCH的导频比特的长度可以在非压缩模式与压缩模式之间改变。为了将常规的功率控制重新用于压缩模式中的非Tx分集WTRU，当WTRU工作在压缩模式中的时候，网络可以用信号通告第一DPCCH与第二DPCCH的新功率比，其中所述新功率比不同于WTRU工作于非压缩模式时的功率比。这样一来，第二DPCCH上需要的发射功率可被调节。在功率控制之后第一DPCCH与第二DPCCH的功率比可以改变，但是节点B可以知道所述改变，由此不会影响到节点B接收机上的加权生成。

在另一个实施方式中，WTRU可以保持第一DPCCH与第二DPCCH之间的相同的导频功率比。在压缩模式中，如果第一DPCCH上的导频的数量以及第一DPCCH功率改变，那么WTRU可以向第二DPCCH应用功率偏移，以便保持总的第二DPCCH导频功率与总的DPCCH导频功率的比是相同的。

正常的第二DPCCH到第一DPCCH的增益因数可以由网络配置，并且是如下计算的：

β_sc＝β_cA_sc   等式(20)

其中β_c是使用常规方式通告或计算的，并且A_sc是网络用信号通告的第二DPCCH的量化幅度比。在非压缩模式中，WTRU可以将这个增益因数用于第二DPCCH。假设在正常模式中，在一个时隙中第一DPCCH和第二DPCCH的导频符号的数量分别是N_pilot和N_sc,pilot，并且在压缩模式中，在一个时隙中第一DPCCH和第二DPCCH中的导频符号的数量分别是和

无论怎样的模式(正常或压缩模式)，第二DPCCH中的导频符号的数量都可以保持恒定，由此作为替换，在每一种模式中，第二DPCCH与第一DPCCH之间的导频符号的数量可以是相同的，即N_pilot＝N_sc,pilot并且 $N_{\mathrm{sc},\mathrm{pilot}}^{\mathrm{CM}}=N_{\mathrm{sc},\mathrm{pilot}}^{\mathrm{CM}}.$

当WTRU处于压缩模式时，用于第二DPCCH的增益因数可以计算如下：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{CM}}={\mathrm{\β}}_{c,C,j}{A}_{\mathrm{sc}}\sqrt{\frac{N_{\mathrm{sc},\mathrm{pilot}}}{N_{\mathrm{sc},\mathrm{pilot}}^{\mathrm{CM}}}\×\frac{N_{\mathrm{pilot}}^{\mathrm{CM}}}{N_{\mathrm{pilot}}}}$    等式(21)

其中β_c,C,j是以常规方式计算的。

如果在压缩模式中第二DPCCH中的导频数量没有改变，则等式(21)中的平方根中的第一项为1，且在压缩模式中第二DPCCH的增益因数可以由WTRU采用如下方式来计算：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{CM}}={\mathrm{\β}}_{c,C,j}{A}_{\mathrm{sc}}\sqrt{\frac{N_{\mathrm{pilot}}^{\mathrm{CM}}}{N_{\mathrm{pilot}}}}$    等式(22)

当第二DPCCH与第一DPCCH之间的导频符号数量在每一种模式中都相同时，WTRU可以采用如下方式计算压缩模式期间的增益因数：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{CM}}={\mathrm{\β}}_{c,C,j}{A}_{\mathrm{sc}}$    等式(23)

在下文中将会公开用于WTRU的不连续上行链路DPCCH操作的实施方式，其中所述WTRU被配置有在CLTD或MIMO之类的上行链路多天线传输中的两个DPCCH。经由这些实施方式，来自L1控制信令(即DPCCH)的WTRU功率消耗和开销以及上行链路中的干扰将会减小。上行链路的第一和第二DPCCH突发模式以及上行链路的第一和第二DPCCH前同步码和后同步码包括DTX操作。

DPCCH的DTX可以基于天线来被控制。在一个实施方式中，可以为两个天线保持和评估单个UL DTX状态变量UL_DTX_Active(UL DTX活动)＝UL_DTX_Active(i)，其中i＝1,2。无论配置了多少个DPCCH，都可以为WTRU使用公共的UL_DTX_Active。在另一个实施方式中，可以为每个天线保持和评估单独的UL DTX状态变量。UL_DTX_Active(i)是用于第i个天线的UL DTX状态变量，其中第i个上行链路DPCCH是从所述第i个天线传送的。

对于两个DPCCH DTX操作的控制可以在每个天线被执行。当UL_DTX_Active(i)是TRUE(真)时，当对于第i个天线而言满足以下所有条件时，WTRU不能在该天线上在一时隙中传送第i个上行链路DPCCH：(1)在与第i个上行链路DPCCH时隙重叠的HS-DPCCH上没有HARQ-ACK传输，(2)在被指示成与第i个上行链路DPCCH时隙重叠的HS-DPCCH上没有CQI传输，(3)在第i个上行链路DPCCH时隙中没有E-DCH传输，(4)该时隙处于第i个上行链路DPCCH突发模式的间隙中，以及(5)在该时隙中没有传送第i个上行链路DPCCH前同步码或后同步码。

作为替换，对两个DPCCH DTX操作的控制对这两个天线来说可以是共同的。对于i＝1和2来说，当UL_DTX_Active(i)是TRUE时，当对于这两个天线来说满足以上的所有条件(1)-(5)时，WTRU可以既不传送第一DPCCH，也不传送第二DPCCH。

DPCCH的DTX可以基于DPCCH而被控制。在一个实施方式中，可以为两个DPCCH保持和评估单个UL DTX状态变量(也就是为两个DPCCH使用公共的UL_DTX_Active状态变量)UL_DTX_Active＝UL_DTX_Active(i)，其中i＝1,2。在另一个实施方式中，可以为每一个DPCCH保持和评估单独的UL DTX状态变量。UL_DTX_Active(i)是用于第i个上行链路DPCCH的UL DTX状态变量。

对两个DPCCH DTX操作的控制可以在每个DPCCH被执行。当UL_DTX_Active(i)是TRUE时，当对于该天线来说满足了所有条件(1)-(5)时，WTRU不能在一时隙中在一个或两个天线上传送第i个上行链路DPCCH。

作为替换，对两个DPCCH DTX操作的控制对这两个天线来说可以是共同的。对于i＝1和2来说，当UL_DTX_Active(i)是TRUE时，当对于这两个天线来说满足以上的所有条件(1)-(5)时，WTRU可以既不传送第一DPCCH，也不传送第二DPCCH。

在下文中将会描述用于UL第一和第二DPCCH突发模式的实施方式。

在一个实施方式中，公共DPCCH突发模式可以应用于第一和第二DPCCH(也就是说，第二DPCCH突发模式与第一DPCCH突发模式是相同的)。

在另一个实施方式中，第一和第二DPCCH突发模式可以被独立配置，也就是说，第二DPCCH突发模式与第一DPCCH突发模式可以是相同的，也可以是不同的。

基于每个DPCCH，可以对以下参数进行配置，以便推导第一和第二DPCCH突发模式。对于第i个UL DPCCH且i＝1，2来说，UE_DTX_cycle_1(i)(UE DTX循环1(i))是子帧中第i个上行链路DPCCH突发模式长度，UE_DTX_cycle_2(i)是子帧中第i个上行链路DPCCH突发模式长度。Inactivity_Threshold_for_UE_DTX_cycle_2(i)(UE DTX循环2(i)的不活动性阈值)定义的是没有E-DCH传输的连续E-DCH TTI的数量，WTRU可以在这些TTI之后从UE_DTX_cycle_1(i)移至UE_DTX_cycle_2(i)。UE_DPCCH_burst_1(i)确定的是在应用了UE_DTX_cycle_1(i)时子帧中的第i个上行链路DPCCH突发长度。UE_DPCCH_burst_2(i)确定的是在应用了UE_DTX_cycle_2(i)时子帧中的第i个上行链路DPCCH突发长度。UE_DTX_DRX Offset(i)是子帧中第i个上行链路DPCCH突发模式和HS-SCCH接收模式偏移。

在另一个实施方式中，通过为两个DPCCH突发模式配置不同的UE_DTX_DRX Offset(i)，可以对第一和第二DPCCH突发模式进行定义，以便采用TDM方式来传送两个DPCCH突发模式中的DPCCH突发，其中i＝1和2。这个实施方式可以用于这样的情形，其中在第一天线上使用了第一DPCCH突发模式来传送HS-DPCCH，与此同时不需要传送第二DPCCH突发模式。此外，它还可以用于天线切换发射分集。图15(A)和15(B)显示了具有不同UE_DTX_DRX_Offset的两个上行链路DPCCH突发模式的示例。在图17(A)中，用于2ms E-DCH TTI的第一上行链路DPCCH突发模式是在CFN＝1开始的，其中UE_DTX_DRX_Offset(1)＝6。在图17(B)中，用于2ms E-DCH TTI的第二上行链路DPCCH突发模式是在CFN＝2开始的，其中UE_DTX_DRX_Offset(2)＝7。

当在与传送第i个上行链路DPCCH前同步码以及后同步码的天线相同的天线上运载仅DPCCH传输、E-DCH传输或是HS-DPCCH传输时，相同的配置可以应用于第一和第二DPCCH前同步码以及后同步码。作为替换，用于第一和第二DPCCH前同步码和后同步码的参数可以是单独配置的。举个例子，与时隙中的UE_DTX_cycle_2(i)关联的前同步码长度可以基于每个DPCCH而被单独配置(换言之，对于i＝1和2来说，UE_DTX_long_preamble_length(i)(UE DTX长前同步码长度(i))可以是相同的，也可以是不同的。)

在下文中将会公开用于物理随机接入信道(PRACH)传输的实施方式。

当WTRU配备了两个发射天线时，WTRU可以传送来自两个天线且具有相等功率的相同比特。图18显示了根据该实施方式的具有两个发射天线的例示PRACH传输。在图18中，相同的RACH前同步码比特1802是以相等的功率从两个天线传送的。

第二天线上的消息部分的时隙和帧结构与第一天线上的消息部分的时隙和帧结构可以是相同的。该消息部分包括数据部分和控制部分(导频比特和TFCI比特)。相同的数据部分比特可以以相等的功率从两个天线传送。这种重复传输也可以应用于控制部分的TFCI比特。在第二天线上传送的控制部分的导频比特与在第一天线上传送的导频比特可以是相同的。

在另一个实施方式中，第二天线上的传输可以被DTX，并且PRACH前同步码和消息部分可以在第一天线上传送。

在另一个实施方式中，天线切换方案可以应用于PRACH。图19显示了使用天线切换的例示PRACH传输。如图19所示，PRACH前同步码和消息部分是在第一天线上的一次传输中传送的，并且是在第二天线上的下一次传输中传送的。

在另一个实施方式中，波束成形可以应用于PRACH传输。图20显示了应用波束成形的例示PRACH传输。如果没有接收到应答，则WTRU会重复地传送PRACH前同步码。该WTRU将不同的波束成形加权应用于每一个前同步码传输。在增加前同步码功率之前，WTRU可以对每一个加权以相同的功率来传送前同步码。这样一来，WTRU可以获悉用于RACH传输的恰当传输功率以及波束成形加权。

作为替换，无论使用哪一个加权，WTRU可以提升每一个前同步码传输的前同步码发射功率。所述提升步长可被调节，以便在传输时间与正确的波束成形加权/功率提供更好的折衷。应用加权(W1,W2,..Wn)的顺序以及传送哪些加权是可以被优化。

在下文中将会公开用于处理最大功率的实施方式。当所需要的发射功率超出最大许可发射功率时，WTRU可以缩减上行链路物理信道上的发射功率。为了减小控制信道开销，第二DPCCH可以被周期性地DTX或选通。在下文中，功率缩放指的是在预编码之前测得的功率。

在一个实施方式中，如果在即将到来的时隙中不传送第二DPCCH，那么可以使用常规的功率缩放规则。如果在即将到来的时隙中传送第二DPCCH，那么可以在预编码之前在两个DPCCH上应用相等的缩放。换句话说，在应用常规功率缩放规则时，从功率缩放的角度来看，这两个DPCCH是作为单个或绑定的DPCCH看待的。在这个实施方式中，不必在上行链路中用信号通告两个DPCCH之间的功率比以使节点B恢复未经预编码的信道来用于加权生成。

在另一个实施方式中，在缩小数据信道之后，可以顺序地缩小两个DPCCH。如果总的WTRU发射功率超出最大许可值，则将数据信道缩小到许可的最小值。如果总的WTRU发射功率仍旧超出最大许可值，那么，倘若在即将到来的时隙中将会传送第二DPCCH，则可以将第二DPCCH缩小至最小值β_c2,min。如果总的WTRU发射功率仍旧超出最大许可值，那么可以缩小总的发射功率(也就是同等地缩小所有物理信道)，直至总的发射功率等于或小于最大许可功率。

在另一个实施方式中，在缩小数据信道之前，首先缩小第二DPCCH。如果总的WTRU发射功率超出最大许可值，那么，倘若在即将到来的时隙中将会传送第二DPCCH，则可以将第二DPCCH缩小至最小值β_c2,min。如果总的WTRU发射功率仍旧超出最大许可值，则可以将数据信道缩小至许可的最小值。如果总的WTRU发射功率仍旧超出最大许可值，那么缩小总的发射功率(也就是同等地缩小所有物理信道)，直至总的发射功率等于或小于最大许可功率。

β_c2,min可以是预先定义或是由较高层配置的。β_c2,min的范围与最低限度减小的E-DPDCH增益因数β_{ed,k,reduced,min}的范围可以是相同的。作为替换，β_c2,min的范围可以是一个新的枚举值集合。并且作为替换，β_c2,min可以是一个固定值(例如β_c2,min＝0，其意味着一个关闭第二DPCCH的特例)。

在另一个实施方式中，如果所需要的发射功率超出最大许可发射功率，那么WTRU可以关闭第二DPCCH，并且自动切回到非发射分集模式。如果WTRU的功率仍旧受限，那么可以应用常规的功率缩放。

在另一个实施方式中，CLTD可被去激活，这其中可以包括相应地关闭第二天线以及第二DPCCH传输。

当两个发射天线不平衡时，可以将信道状态信息(CSI)的幅度信息包含在预编码矢量中，对于WTRU来说，这种情况即为用于天线的空间非常有限的情形。通过将包含在预编码矢量中，可以促使在两个发射天线上具有不等的发射功率。对于配备了两个全功率的功率放大器(PA)并且每一个放大器对应于一个天线的WTRU来说，这种处理是不成问题的。为了节约成本以及WTRU的功率消耗，WTRU可以配备用于一个天线的一个全功率PA以及用于另一个天线的半功率PA，或是配备用于两个天线的两个半功率PA。对于这种WTRU来说，由于发射功率有可能超出半功率PA的最大许可功率，因此有可能需要进行特殊的处理。

在下文中，P_H被定义成是半功率PA的最大许可功率，并且P_F被定义成是全功率PA的最大许可功率。通常，P_F＝2P_H。P被定义成是配备半功率PA的天线上需要的发射功率，P_tot被定义成是总的需要的发射功率，以及P_max被定义成是WTRU上的总的最大许可发射功率。通常，P_max≤P_F。预编码加权矢量包括两个部分：幅度信息和相位信息。

如果P_tot>P_max，那么WTRU首先可以执行最大功率缩放。否则将会执行以下步骤。如果P>P_H，那么WTRU可以无视节点B指示的预编码加权矢量的幅度分量，并且应用这个预编码加权矢量的相位分量。举个例子，如果将预编码加权矢量表示成 $w={\left[\begin{array}{cc}\sqrt{1-{\mathrm{\α}}^2}& \mathrm{\α}{e}^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]}^T,$ 其中α是幅度信息并且θ是相位信息，那么WTRU将应用的新的预编码加权矢量可以只具有相位信息，即 $w=\sqrt{\frac{1}{2}}{\left[\begin{array}{cc}1& e^{\mathrm{j\θ}}\end{array}\right]}^T.$ 节点B接收机可以通过测试两种假设来区分在WTRU上应用哪一个预编码加权矢量。如果P≤P_H，那么WTRU可以遵循节点B指示的预编码加权矢量。

在下文中将会描述用于计算标准化剩余功率余量(NRPM)来实施E-TFC限制的实施方式。

由于在WTRU发射机中引入了第二DPCCH，因此，在计算NRPM时可以考虑第二DPCCH的功率开销。此外，由于可以选通(gate)第二DPCCH，因此也可以对DPCCH选通循环加以考虑。

对于第二DPCCH来说，E-TFC候选j的NRPM可以计算如下：

NRPM_j＝(PMax_j–P_DPDCH-P_{DPCCH1,target}–P_DPCCH2–P_HS-DPCCH-P_E-DPCCH,j)/P_{DPCCH1,target},   等式(24)

其中DPCCH1是与HS-DPCCH、E-DPCCH、DPDCH以及E-DPDCH一起预编码的主DPCCH，DPCCH2则是辅助DPCCH。

如果DPCCH2是与DPCCH1一起传送的，那么可以基于P_{DPCCH1,target}以及较高层用信号通告的增益因数γ来估计P_DPCCH2。举个例子，P_DPCCH2可以采用如下方式来计算：

P_DPCCH2＝γ²×P_{DPCCH1,target}.   等式(25)

如果启用了选通的DPCCH2，那么可以使用以下实施方式来计算P_DPCCH2。在一个实施方式，所估计的DPCCH2发射功率P_DPCCH2可以是基于P_{DPCCH1,target}、较高层用信号通告的增益因数γ以及用于下一次即将进行的传输的TTI内的未被DTX的时隙的数量(N)而被计算的。例如，P_DPCCH2可以采用如下方式计算：

P_DPCCH2＝(N/N_TTI)×γ²×P_{DPCCH1,target},   等式(26)

其中对于2ms TTI来说，N_TTI＝3，对于10ms TTI来说，N_TTI＝15。

在另一个实施方式中，所估计的DPCCH2发射功率P_DPCCH2可以是基于P_{DPCCH1,target}、较高层用信号通告的增益因数γ以及DPCCH2DTX循环计算的，其中所述循环被定义成是所传送或未DTX的DPCCH2时隙的数量N_tx与一个无线电帧中的时隙数量N_frame的比值。举个例子，P_DPCCH2可以采用如下方式来计算：

P_DPCCH2＝(N_tx/N_frame)×γ²×P_{DPCCH1,target},   等式(27)

其中N_frame＝15。

在另一个实施方式中，所估计的DPCCH2发射功率P_DPCCH2可以是基于P_{DPCCH1,target}以及较高层用信号通告的增益因数γ而被计算的。举个例子，P_DPCCH2可以采用如下方式计算：

P_DPCCH2＝γ²×P_{DPCCH1,target}   等式(28)

在另一个实施方式中，所估计的DPCCH2发射功率P_DPCCH2可以被设置成零。

在下文中将会公开用于UE功率余量(UPH)测量的实施方式。由于在上行链路闭环发射分集方案中引入了第二DPCCH，因此有必要修改常规的UPH测量过程。

在一个实施方式中，对于没有对第二DPCCH进行DTX的时隙来说，UPH计算可以顾及第二DPCCH。对于所激活的每一个上行链路频率来说，作为最大WTRU传输功率(P_max,tx)与DPCCH码功率的比的UPH可以采用如下方式来计算：

UPH＝P_max,tx/(P_DPCCH1+P_DPCCH2),   等式(29)

其中P_DPCCH1,P_DPCCH2是预编码之前的DPCCH上的传送的码功率。对DPCCH2进行了DTX的时隙，P_DPCCH2＝0。

在另一个实施方式中，由于节点B可以基于增益因数γ以及用于调度的DPCCH2DTX循环来计算真实的UPH，因此，UPH计算可以对第一DPCCH加以考虑。所述UPH可以采用如下方式来计算：

UPH＝Pmax,tx/P_DPCCH1.   等式(30)

在另一个实施方式中，甚至对于对第二DPCCH进行了DTX的时隙，UPH计算可以顾及第二DPCCH。所述UPH可以采用如下方式来计算：

UPH＝P_max,tx/(P_DPCCH1+P_DPCCH2)＝UPH＝P_max,tx/((1+γ²)P_DPCCH1).

                等式(31)

所报告的UPH可以是UPH在某个时段上的平均值估计。

在下文中将会公开用于在HSUPA CLTD和UL MIMO中支持增强型相位基准操作的实施方式。

当在E-DPDCH上使用高数据速率时，常规的高速上行链路分组接入(HSUPA)上行链路系统支持增强型的相位基准，由此提升E-DPCCH发射功率。对于具有闭环发射分集或MIMO多流操作的HSUPA来说，增强型的相位基准是可以支持的，由此实现改进的高数据速率相位基准性能。

对于CLTD和MIMO HSUPA来说，通过传送第二导频(例如第二DPCCH)，可以帮助服务节点B确定反馈给WTRU的预编码加权。第二DPCCH的发射功率可被提升，以便具有用于预编码矢量生成的更精确的信道估计和/或用于第二个流的增强相位基准。

第一DPCCH可以与E-DPDCH使用相同的预编码矢量来预编码，并且第二DPCCH可以使用不同的预编码矢量来预编码。对于多流MIMO情况而言，第二DPCCH可被编码。

为了改进用于高数据速率传输的E-DPDCH的解调性能，在HSUPACLTD和/或MIMO HSUPA中可以提升E-DPCCH发射功率。在这种情况下，用于第i个E-TFC的未量化的第二DPCCH增益因数β_sc,i,uq可以采用如下方式计算：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{sc},i,\mathrm{uq}}=\mathrm{\γ}\·{\mathrm{\β}}_c\·\sqrt{1+{\left(\frac{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec},i,\mathrm{uq}}}{{\mathrm{\β}}_c}\right)}^2}$    等式(32)

其中γ是缩放因数，由此，在未启用增强相位基准时，第二DPCCH增益因数β_sc＝γ·β_c，并且β_sc,i,uq是在3GPP TS 25.214中定义和计算的。所述β_sc,i,uq还可以根据预先定义的量化表来量化。

在另一个实施方式中，β_sc,i,uq可以采用如下方式基于用于第i个E-TFC的量化E-DPCCH增益因数β_ec,i来计算：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{sc},i,\mathrm{uq}}=\mathrm{\γ}\·{\mathrm{\β}}_c\·\sqrt{1+{\left(\frac{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec},i}}{{\mathrm{\β}}_c}\right)}^2}$    等式(33)

在另一个实施方式中，β_sc,i,uq可以采用如下方式来计算：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{sc},i,\mathrm{uq}}=\mathrm{\γ}\·{\mathrm{\β}}_c\·\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{k_{\max ,i}}{\left(\frac{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed},i,k}}{{\mathrm{\β}}_c}\right)}^2}{{10}^{\frac{{\mathrm{\Δ}}_{T_2\mathrm{TP}}}{10}}}}$    等式(34)

其中Δ_T2TP是由较高层用信号通告并在3GPP TS 25.213中定义的，β_ed,i,k是用于第k个物理信道上的第i个E-TFC的E-DPDCH增益因数，k_max,i则是用于第i个E-TFC的物理信道的数量。

在以上所有的实施方式中，第二DPCCH增益因数可以是动态计算的，并且可以基于数据业务量。作为替换，提升的第二DPCCH增益因数可以被设置成是半静态的，例如采用如下方式来设置：

β_sc＝γ_boost·β_c   等式(35)

其中γ_boost可以经由RRC信令来通告并且γ_boost>γ。

在另一个实施方式中，通过提升第一DPCCH发射功率，可以改进用于高数据速率传输的E-DPDCH解调性能。在这种情况下，用于第i个E-TFC的未经量化的第二DPCCH增益因数β_sc,i,uq可以采用如下方式计算：

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{sc},i,\mathrm{uq}}=\mathrm{\γ}\·\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{k_{\max ,i}}{\left({\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed},i,k}\right)}^2}{{10}^{\frac{{\mathrm{\Δ}}_{T_2\mathrm{TP}}}{10}}}}$    等式(36)

作为替换，所提升的DPCCH增益因数可以首先采用如下方式计算：

${\mathrm{\β}}_{c,\mathrm{boost}}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{k_{\max ,i}}{\left({\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed},i,k}\right)}^2}{{10}^{\frac{{\mathrm{\Δ}}_{T_2\mathrm{TP}}}{10}}}}$    等式(37)

然后，第二DPCCH增益因数可以采用如下方式基于提升的DPCCH增益因数来计算：

β_sc＝γ·β_c,boost   等式(38)

在上述实施方式中，第二DPCCH功率将被提升，以便实现更精确的信道估计，从而改进用于CLTD的加权生成性能和/或用于MIMO操作的第二个流的增强相位基准。

对于CLTD操作来说，与提升第二DPCCH发射功率不同，假设CLTD发射机结构允许在某些时隙中对第二DPCCH进行DTX，那么在比正常模式需要更多的增强相位基准的模式中可以更频繁地传送第二DPCCH时隙。这种处理可以通过调节第二DPCCH选通模式来完成。图21显示了用于增强相位基准的例示第二DPCCH选通模式。在图21中，与用于正常相位基准的第二DPCCH选通模式相比，在用于正常相位基准的第二DPCCH选通循环的非DTX时隙之前的时隙上传送了一个附加的第二DPCCH时隙。处于用于增强相位基准的一个选通循环中的这两个第二DPCCH时隙可以在节点B上被用于加权生成。

增强型第二DPCCH选通模式与提升第二DPCCH功率的组合也是可以使用的。

在另一个实施方式中，如果需要来自第二DPCCH的增强相位基准，那么第二DPCCH可以使用更长的导频比特，并且相同的第二DPCCH发射功率可以用作正常相位基准。举个例子，第二DPCCH可以包括用于正常相位基准的6或8个导频比特，并且可以为增强相位基准使用具有10比特导频的第二DPCCH。

在另一个实施方式中，可以传送第三导频信道DPCCH3，其可以在需要来自第二DPCCH的增强相位基准的时候用应用于第二DPCCH的相同预编码矢量来预编码。图22显示了用于增强型相位基准辅助的第三DPCCH的例示传输。DPCCH、E-DPDCH、E-DPCCH、DPDCH和/或HS-DPCCH由预编码部件2202预编码，S-DPCCH和第三DPCCH(DPCCH3)由预编码部件2204预编码，并且每一个经过预编码的天线成分由组合器2206、2208添加，然后则被发送到相应的天线。

应用于DPCCH3的增益因数β_c3可以采用如下方式计算：

β_c3＝γ·β_ec   等式(39)

对于MIMO操作来说，第二DPCCH可以与所有第二个流的E-DPDCH传输一起传送，以便提供用于检测的相位基准。对于MIMO操作来说，第二E-DPCCH可以与第二个流的E-DPDCH在第二个流上发送，作为用于检测的相位基准。通过组合两个基准信号，可以使用第二DPCCH与第二E-DPCCH的组合来改善用于E-DPDCH检测的第二个流的相位基准。如果在每次E-DPDCH传输中传送第二DPCCH，或者像上文中针对CLTD情形描述的那样将其与选通模式一起传送，那么可以使用这种用于改进的相位基准的组合。

在用于CLTD的另一个实施方式中，其中用于预编码估计的信道估计的精确度不需要比用于较低调制的信道估计的精确度更好，并且其中并未使用提升处理，那么当通过提升E-DPCCH的功率来允许用于更高调制检测的更好信道相位估计时，可以降低第二DPCCH的传输功率。当提升E-DPCCH的功率时，用于调制检测和预编码估计的信道质量估计将会得到改善。如果网络不需要改进的信道估计来选择预编码矩阵，那么可以在保持预编码矩阵精确度的同时降低第二DPCCH功率。这种降低处理可以由如上所述用于提升处理的任一实施方式实现，不同的是为γ或γ_boost选择的值将会导致传输功率降低而不是提升。

图23显示的是用于缓解相位不连续性的第二DPCCH选通模式的例示实施方式。由于需要在几个时隙上对信道估计进行过滤，因此预编码加权变化有可能导致E-DPDCH解调将使用的所估计的有效信道出现相位不连续性。为了缓解这个相位不连续问题，根据PCI反馈循环以及WTRU应用PCI的时间，第二DPCCH选通模式可以被设计成存在N个连续的第二DPCCH时隙，在这些时隙中，最后一个第二DPCCH时隙可以是WTRU应用PCI的时隙。除了生成加权之外，在服务节点B上可以使用这N个连续的第二DPCCH时隙来用于解调。由此，第二DPCCH时隙功率可以被提升至与第一DPCCH的功率相同。

实施例

1.一种在WTRU中实施的用于在多个天线上传送导频的方法。

2.如实施例1的方法，包括：使用不同的信道化码并经由多个天线来传送主DPCCH和至少一个辅助DPCCH。

3.如实施例2的方法，其中辅助DPCCH运送导频符号，并且辅助DPCCH的前八个导频符号与主DPCCH的长度为八(8)的导频符号是相同的。

4.如实施例2-3中任一实施例的方法，其中当WTRU在压缩模式中进行传送时，在辅助DPCCH上传送相同数量的导频符号。

5.如实施例2-4中任一实施例的方法，其中在正常模式和压缩模式中，在主DPCCH与辅助DPCCH之间保持相同的总导频能量比。

6.如实施例2-5中任一实施例的方法，还包括：在所需要的发射功率超出WTRU的最大许可发射功率的情况下，将功率缩放同等地应用于主DPCCH和辅助DPCCH。

7.如实施例2-6中任一实施例的方法，还包括：传送E-DPDCH，其中通过考虑辅助DPCCH发射功率来执行用于E-TFC选择的NRPM。

8.如实施例7的方法，其中辅助DPCCH发射功率是基于主DPCCH功率目标以及从较高层用信号通告的增益因数来确定的。

9.如实施例7-8中任一实施例的方法，其中在E-DCH数据在辅助流上被传送的情况下，提升用于辅助DPCCH的增益因数。

10.如实施例9的方法，其中用于辅助DPCCH的增益因数的提升量是基于E-DPDCH增益因数、较高层用信号通告的缩放因数以及较高层用信号通告的业务量与导频的功率比的组合来确定的。

11.如实施例2-10中任一实施例的方法，其中在传送第二个流的时候，以不同的功率设置连续传送辅助DPCCH。

12.如实施例2-11中任一实施例的方法，其中辅助DPCCH运送包括两个非FSW符号的十个导频符号。

13.一种用于在多个天线上传送导频的WTRU。

14.如实施例13的WTRU，包括：多个天线。

15.如实施例14的WTRU，包括：被配置成使用不同信道化码经由多个天线来传送主DPCCH和至少一个辅助DPCCH的电路。

16.如实施例15的WTRU，其中辅助DPCCH运送导频符号，并且辅助DPCCH的前八个导频符号与主DPCCH的长度为八(8)的导频符号是相同的。

17.如实施例15-16中任一实施例的WTRU，其中当WTRU在压缩模式中进行传送时，在辅助DPCCH上传送相同数量的导频符号。

18.如实施例15-17中任一实施例的WTRU，其中在正常模式和压缩模式中，在主DPCCH与辅助DPCCH之间保持相同的总导频能量比。

19.如实施例15-18中任一实施例的WTRU，其中该电路被配置成在所需要的发射功率超出WTRU的最大许可发射功率的情况下将功率缩放同等应用于主DPCCH和辅助DPCCH。

20.如实施例15-19中任一实施例的WTRU，其中该电路被配置成传送E-DPDCH，其中通过对辅助DPCCH发射功率加以考虑来执行用于E-TFC选择的NRPM。

21.如实施例20的WTRU，其中辅助DPCCH发射功率是基于主DPCCH功率目标以及从较高层用信号通告的增益因数来确定的。

22.如实施例15-21中任一实施例的WTRU，其中在E-DCH数据在辅助流上被传送的情况下，提升用于辅助DPCCH的增益因数。

23.如实施例22的WTRU，其中用于辅助DPCCH的增益因数的提升量是基于E-DPDCH增益因数、较高层用信号通告的缩放因数以及较高层用信号通告的业务量与导频的功率比的组合来确定的。

24.如实施例15-23中任一实施例的WTRU，其中在传送第二个流的时候，以不同的功率设置连续传送辅助DPCCH。

25.如实施例15-24中任一实施例的WTRU，其中辅助DPCCH运送包括两个非FSW符号的十个导频符号。

虽然在上文中描述了采用特定组合的特征和元素，但是本领域普通技术人员将会了解，每一个特征既可以单独使用，也可以与其他特征和元素进行任何组合。此外，这里描述的方法可以在引入到计算机可读介质中并供计算机或处理器运行的计算机程序、软件或固件中实施。关于计算机可读介质的示例包括电信号(经由有线或无线连接传送)以及计算机可读存储介质。关于计算机可读介质的示例包括但不局限于只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、寄存器、缓冲存储器、半导体存储设备、内部硬盘盒可拆卸磁盘之类的磁介质、磁光介质、以及CD-ROM碟片和数字多用途碟片(DVD)之类的光介质。与软件相关联的处理器可以用于实施在WTRU、UE、终端、基站、RNC或任何主计算机中使用的射频收发信机。

Claims (18)

1.一种在无线发射/接收单元WTRU中实施的用于在多个天线上传送导频符号的方法，该方法包括：

使用不同的信道化码经由多个天线来传送主专用物理控制信道DPCCH和至少一个辅助DPCCH，其中所述辅助DPCCH运送与用于所述主DPCCH的长度为八(8)的导频符号相同的导频符号；

其中在所需要的发射功率超出所述WTRU的最大许可发射功率的情况下，将功率缩放同等地应用于所述主DPCCH和所述辅助DPCCH，由此所述主DPCCH与所述辅助DPCCH之间的功率比在所述功率缩放之后保持相同；以及

传送增强型专用信道E-DCH专用物理数据信道E-DPDCH，其中通过考虑辅助DPCCH发射功率来执行用于E-DCH传输格式组合E-TFC选择的标准化剩余功率余量NRPM。

2.根据权利要求1所述的方法，其中当所述WTRU在压缩模式中进行传送时，在所述辅助DPCCH上传送相同数量的导频符号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中在正常模式和压缩模式中，在所述主DPCCH与所述辅助DPCCH之间保持相同的总导频能量比。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述辅助DPCCH发射功率是基于主DPCCH功率目标和从较高层用信号通告的增益因数来确定的。

5.根据权利要求1所述的方法，其中在E-DCH数据在辅助流上被传送的情况下，提升用于所述辅助DPCCH的增益因数。

6.根据权利要求5所述的方法，其中用于所述辅助DPCCH的增益因数的提升量是基于以下各项的组合来确定的：E-DPDCH增益因数、较高层用信号通告的缩放因数、以及较高层用信号通告的业务量与导频的功率比。

7.根据权利要求1所述的方法，其中在传送第二个流时，以不同的功率设置连续传送所述辅助DPCCH。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述辅助DPCCH运送十个导频符号，该十个导频符号包括两个非帧同步字FSW符号。

9.根据权利要求1所述的方法，其中当不连续传输DTX是活动的时，所述WTRU在该WTRU不传送所述主DPCCH的时隙中不传送所述辅助DPCCH。

10.一种用于在多个天线上传送导频符号的无线发射/接收单元WTRU，该WTRU包括：

多个天线；以及

电路，被配置成使用不同的信道化码经由多个天线来传送主专用物理控制信道DPCCH和至少一个辅助DPCCH，其中该辅助DPCCH运送与用于所述主DPCCH的长度为八(8)的导频符号相同的导频符号；

所述电路还被配置成在所需要的发射功率超出所述WTRU的最大许可发射功率的情况下，将功率缩放同等地应用于所述主DPCCH和所述辅助DPCCH，由此所述主DPCCH与所述辅助DPCCH之间的功率比在所述功率缩放之后保持相同，以及

所述电路还被配置成传送增强型专用信道E-DCH专用物理数据信道E-DPDCH，其中通过考虑辅助DPCCH发射功率来执行用于E-DCH传输格式组合E-TFC选择的标准化剩余功率余量NRPM。

11.根据权利要求10所述的WTRU，其中当该WTRU在压缩模式中进行传送时，在所述辅助DPCCH上传送相同数量的导频符号。

12.根据权利要求10所述的WTRU，其中在正常模式和压缩模式中，在所述主DPCCH与所述辅助DPCCH之间保持相同的总导频能量比。

13.根据权利要求10所述的WTRU，其中所述辅助DPCCH发射功率是基于主DPCCH功率目标和从较高层用信号通告的增益因数来确定的。

14.根据权利要求10所述的WTRU，其中在E-DCH数据在辅助流上被传送的情况下，提升用于所述辅助DPCCH的增益因数。

15.根据权利要求14所述的WTRU，其中用于所述辅助DPCCH的增益因数的提升量是基于以下各项的组合来确定的：E-DPDCH增益因数、较高层用信号通告的缩放因数、以及较高层用信号通告的业务量与导频的功率比。

16.根据权利要求10所述的WTRU，其中在传送第二个流时，以不同的功率设置连续传送所述辅助DPCCH。

17.根据权利要求10所述的WTRU，其中所述辅助DPCCH运送十个导频符号，该十个导频符号包括两个非帧同步字FSW符号。

18.根据权利要求10所述的WTRU，其中当不连续传输DTX是活动的时，所述WTRU在该WTRU不传送所述主DPCCH的时隙中不传送所述辅助DPCCH。