CN103138599B - 一种双级式矩阵变换器的运行控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双级式矩阵变换器的运行控制方法，该方法适用在双极式矩阵变换器电源侧有源阻尼和单位功率因数运行的情况下，属于双级式矩阵变换器控制领域。该方法基于双空间矢量调制策略，固定逆变级的电压调制比为1，改变整流级的电流调制比和相角以及逆变级的相角，使得整流级输入电流可控，将电源侧电流环嵌入输出侧闭环控制内，通过PD反馈和PI调节的方法实现电源侧的有源阻尼控制和单位功率因数运行。本发明方法控制思路清晰，参数易调，具有较高的理论研究意义与实用价值。

Description

一种双级式矩阵变换器的运行控制方法

技术领域

本发明涉及一种双级式矩阵变换器，尤其涉及一种双级式矩阵变换器电源侧有源阻尼和单位功率因数运行的控制方法，属于双级式矩阵变换器控制领域。

背景技术

双级式矩阵变换器是一种新型的矩阵式变换器，它继承了传统矩阵变换器输入和输出电流正弦、能量可双向流动、无需直流储能元件等优点，还克服了后者箝位电路和换流控制复杂等不足，同时也能实现整流级零电流换流，是一种非常具有发展潜力的交-交变换器。

典型的双级式矩阵变换器应用结构如图1所示，主要包括电源、输入侧LC滤波器、变换器主电路、负载、反馈检测及控制电路。LC滤波器滤除输入电流中的高次谐波，使得电源电流光滑。无阻尼的LC滤波器结构如图2(a)所示，电源电流的s域表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{sa}}\left(s\right)=I_{\mathrm{ia}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}+u_{\mathrm{sa}}\left(s\right)\frac{C_{f}s}{L_f{C}_f{s}^2+1}=I_{\mathrm{ia}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}+I_{\mathrm{sca}}\left(s\right)\\ I_{\mathrm{sb}}\left(s\right)=I_{\mathrm{ib}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}+u_{\mathrm{sb}}\left(s\right)\frac{C_{f}s}{L_f{C}_f{s}^2+1}=I_{\mathrm{ib}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}+I_{\mathrm{scb}}\left(s\right)\\ I_{\mathrm{sc}}\left(s\right)=I_{\mathrm{ic}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}+u_{\mathrm{sc}}\left(s\right)\frac{C_{f}s}{L_f{C}_f{s}^2+1}=I_{\mathrm{ic}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}+I_{\mathrm{scc}}\left(s\right)\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，I_ia、I_ib、I_ic为输入电流，u_sa、u_sb、u_sc为电源电压，I_sca、I_scb、I_scc为电源电压在LC滤波器上产生的无功电流。只考虑输入电流到电源电流的传递函数G_isa(s)，则由式（1）可得：

$G_{\mathrm{isa}}\left(s\right)=\frac{I_{\mathrm{sa}}\left(s\right)}{I_{\mathrm{ia}}\left(a\right)}=\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}---\left(2\right)$

滤波电感L_f＝0.3mH、滤波电容C_f＝20μF时G_isa(s)的波特图如图2(b)所示，由图可知，系统存在谐振点，电源电流容易产生震荡。工程中常采用无源阻尼的滤波器结构以增大系统阻尼，然而无源阻尼存在如下问题：(1)阻尼电阻产生损耗，降低系统效率；(2)阻尼电阻一旦安装，较难更改阻尼大小；(3)若电源为发电机，阻尼电阻的值较难确定，不恰当的阻尼电阻会导致系统波形质量下降。同时，LC滤波器在系统中会产生容性无功分量，导致电源功率因数不为1，降低供电质量。

比例微分(PD)反馈可以增大系统的阻尼，而比例积分(PI)调节器可以实现给定值的无稳态误差跟踪。理论上，通过PD反馈和PI调节是实现电源侧有源阻尼和单位功率因数运行的有效手段。目前双级式矩阵变换器常采用的的双空间矢量调制策略如图3所示，它直接给定整流级的调制信号m_v和θ_ii，结合输入电压计算出直流母线电压的瞬时平均值u_dc，输出侧电流在dq坐标系下进行闭环控制，产生期望的输出线电压。这种调制策略控制思路简单，易于实现。然而，从图中可知整流级的调制信号直接给定，相当于整流级开环控制，不可能通过PD反馈和PI调节的方法实现有源阻尼控制与单位功率因数运行。

发明内容

本发明针对无源阻尼的缺点和现有调制策略无法通过PD反馈和PI调节实现电源侧有源阻尼和单位功率因数运行的问题，提出一种新型的系统闭环控制结构。

本发明所采用的技术方案为：

一种双级式矩阵变换器的运行控制方法，采用双空间矢量调制策略对电源侧有源阻尼和单位功率因数运行进行控制，所述双空间矢量调制策略包括逆变级电压空间矢量调制和整流级电流空间矢量调制，其中逆变级电压空间矢量调制是指计算逆变级电压空间矢量调制所需要的相角；整流级电流空间矢量调制是指计算整流级电流空间矢量调制所需要的电流调制比和相角，具体如下：

（1）逆变级电压空间矢量调制所需要的相角的计算方法为：将逆变级电压空间矢量调制算法的电压调制比固定为1，由逆变级输出侧电流闭环控制产生输出电压分量的给定值，通过常规的坐标变换及计算得出逆变级电压空间矢量调制所需要的相角的值；

（2）整流级电流空间矢量调制所需要的电流调制比和相角的计算方法分别具体如下：

（201）电流调制比的计算方法为：检测实际三相电源电流，经过等幅值坐标变换得到实际电源电流的有功分量和无功分量，通过比例微分反馈后与电源电流的给定值作差得到偏差，该偏差经过比例积分调节得到整流级输入电流的有功分量和无功分量的给定值，由此计算出整流级电流调制比；

（202）相角的计算方法为：由整流级输入电流的有功分量和无功分量的给定值通过常规的坐标变换及计算得到整流级电流空间矢量调制所需要的相角。

进一步的，步骤（201）中，电源电流给定值的计算过程为：

结合逆变级输出电流给定值的有功分量i_od ^*和无功分量i_oq ^*计算出电源电流有功分量给定值i_sd ^*：

$i_{\mathrm{sd}}^{*}=\frac{u_{\mathrm{od}}^{*}{i}_{\mathrm{od}}^{*}+u_{\mathrm{oq}}^{*}{i}_{\mathrm{oq}}^{*}}{u_{\mathrm{id}}}$

式中：u_od ^*和u_oq ^*分别是逆变级输出侧电流闭环控制产生输出电压有功分量和无功分量的给定值，u_id为整流级输入电压有功分量；

电源电流的无功分量给定值为0。

进一步的，所述调整整流级电流空间矢量调制算法的电流调制比和相角的计算方法具体为：

检测实际三相电源电流i_sa、i_sb、i_sc，经过abc/dq等幅值坐标变换得到实际电源电流有功分量i_sd、无功分量i_sq，通过PD反馈后与三相电源电流给定值作差得到偏差Δi_sd和Δi_sq，对应的s域表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{sd}}\left(s\right)I_{\mathrm{sd}}^{*}\left(s\right)-(K_{\mathrm{fp}}+K_{\mathrm{fd}}s)I_{\mathrm{sd}}\left(s\right)\\ {\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{sq}}\left(s\right)=I_{\mathrm{sq}}^{*}\left(s\right)-(K_{\mathrm{fp}}+K_{\mathrm{fd}}s)I_{\mathrm{sq}}\left(s\right)\end{array}\right.$

式中：K_fp为比例反馈的系数，K_fd为微分反馈的系数，i_sd ^*是电源电流有功分量给定值，i_sq ^*是电源电流无功分量给定值，ΔI_sd(s)、I_sd(s)、ΔI_sq(s)、I_sq(s)分别是Δi_sd、i_sd ^*、i_sd、Δi_sq、i_sq ^*、i_sq对应的s域表达形式；

将Δi_sd和Δi_sq经过PI调节得到整流级输入电流有功分量给定值i_id ^*、无功分量给定值i_iq ^*，对应的s域表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{id}}^{*}\left(s\right)=(K_p+\frac{K_i}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{sd}}\left(s\right)\\ I_{\mathrm{iq}}^{*}\left(s\right)=(K_p+\frac{K_i}{s}){\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{sq}}\left(s\right)\end{array}\right.$

式中：K_p为比例调节的系数，K_i为积分调节的系数，分别是i_id ^*、i_iq ^*对应的s域表达形式；

由此计算整流级电流调制比m_c：

$m_c=\frac{\sqrt{{i_{\mathrm{id}}^{*}}^2+{i_{\mathrm{iq}}^{*}}^2}}{i_{\mathrm{dc}}}$

式中：i_dc为直流母线电流瞬时平均值，i_id ^*、i_iq ^*通过常规的坐标变换及计

算得到整流级电流空间矢量调制所需要的相角θ_ii。

本发明与现有技术相比所产生的技术效果：

1、本发明只需要在双空间矢量调制策略中将逆变级的调制比固定为1，使得整流级输入电流可控制，就可以通过PD反馈和PI调节实现电源侧有源阻尼与单位功率因数运行。

2、本发明无需增加硬件结构，且节省了阻尼电阻，具有较高的实用价值。

3、本发明将电源侧的电流闭环控制嵌入到输出侧的闭环控制中，是一种新的双级式矩阵变换器控制思路，具有较高的理论研究意义。

附图说明

图1：双级式矩阵变换器的典型应用结构图；

图2：（a）输入侧LC滤波器结构示；（b）输入侧LC滤波器传递函数的波特图；图3：目前双级式矩阵变换器常采用的的双空间矢量调制策略结构图；

图4：本发明采用的系统闭环控制框图；

图5：电源电流PD反馈+PI调节的闭环控制框图；

图6：电源电流闭环控制的波特图；

图7：(a)无阻尼控制的电源电流波形；(b)采用本发明控制方法后电源电流波形；(c)采用本发明控制方法后负载电流波形；(d)采用本发明控制方法后电源相电压和电流波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

为解决图3所示现有调制策略不能通过闭环控制的方法实现电源侧有源阻尼和单位功率因数运行，本发明提出了图4所示系统闭环控制结构。整个系统的闭环控制分为两个部分：逆变级的闭环控制和整流级的闭环控制。与图3所示常规双空间矢量调制策略不同的是，图4中逆变级调制比m_v固定为1，而整流级调制信号由电源电流的闭环控制产生。当设定m_v为1后，逆变级不具有电压调节功能，此时直流母线电压满足：

$u_{\mathrm{dc}}=\frac{u_{\mathrm{olm}}}{m_v}=u_{\mathrm{olm}}---\left(3\right)$

式中：u_olm表示输出线电压的幅值。由式（3）可知，若要调节输出电压的幅值，

必须改变直流母线电压的大小，而直流母线电压由整流级的调制决定：

式中：m_c为整流级的电流调制比，u_im为输入电压的幅值，为输入功率因数角。

由此可知，要改变直流母线电压值，必须改变整流级的调制信号，因此整流级必

须实时可控，此时就可通过电源电流的闭环控制产生整流级的调制信号。

三相系统常在dq坐标系下进行建模与控制，忽略dq轴之间的耦合，则由式（1）可得电源电流的dq分量与输入电流dq分量的关系式：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{sd}}\left(s\right)=I_{\mathrm{id}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}\\ I_{\mathrm{sq}}\left(s\right)=I_{\mathrm{iq}}\left(s\right)\frac{1}{L_f{C}_f{s}^2+1}+I_{\mathrm{scq}}\left(s\right)\end{array}\right.$

式中：I_sd(s)和I_sq(s)为电源电流dq轴分量的s域表达式，I_id(s)和I_iq(s)为整流级输入电流dq轴分量的s域表达式，I_scq(s)为电源在LC滤波器上产生的容性无功电流的s域表达式。滤波器只影响q轴电流表达式，因为滤波器只产生无功分量，而电源电流的dq分量分别为有功和无功电流分量。

电源电流的闭环控制需要计算其给定值，期望电源单位功率因数运行，因此电源电流无功分量给定值为0，电源电流的无功分量给定值为0的推断过程为：电源侧坐标变换采用整流级输入电压矢量的相角θ_iv，整流级输入电压无功分量u_iq为0，忽略输入滤波电感上的压降，输入电压与电源电压相等，i_sq为电源电流的无功分量，令i_sq的给定值i_sq ^*为0表示电源功率因数期望值为1。

$i_{\mathrm{sq}}^{*}=0---\left(6\right)$

电源电流有功分量i_sd ^*应由负载决定，双级式矩阵变换器直流母线上无储能元件，忽略系统损耗，则输入侧瞬时有功功率与输出侧瞬时有功功率应相等。根据瞬时功率理论可得：

$\frac{3}{2}(u_{\mathrm{id}}{i}_{\mathrm{id}}+u_{\mathrm{iq}}{i}_{\mathrm{iq}})=\frac{3}{2}(u_{\mathrm{od}}{i}_{\mathrm{od}}+u_{\mathrm{oq}}{i}_{\mathrm{oq}})---\left(7\right)$

式中：u_id、u_iq为输入电压dq分量，i_id、i_iq为输入电流dq分量，u_od、u_oq为输出电压dq分量，i_od和i_oq为输出电流dq分量。电源侧坐标变换所需角度为输入电压矢量的相角，则输入电压q轴分量为0，即：

u_iq=0            （8）

则式（7）可化简为：

$i_{\mathrm{id}}=\frac{u_{\mathrm{od}}{i}_{\mathrm{od}}+u_{\mathrm{oq}}{i}_{\mathrm{oq}}}{u_{\mathrm{id}}}---\left(9\right)$

假设滤波器无损耗，则i_sd与i_id应相等，即：

$i_{\mathrm{sd}}=i_{\mathrm{id}}=\frac{u_{\mathrm{od}}{i}_{\mathrm{od}}+u_{\mathrm{oq}}{i}_{\mathrm{oq}}}{u_{\mathrm{id}}}---\left(10\right)$

在实际系统中，逆变级输出侧也存在电流闭环控制，可由输出电压和输出电流的给定值计算电源电流有功分量给定值：

$i_{\mathrm{sd}}^{*}=\frac{u_{\mathrm{od}}^{*}{i}_{\mathrm{od}}^{*}+u_{\mathrm{oq}}^{*}{i}_{\mathrm{oq}}^{*}}{u_{\mathrm{id}}}---\left(11\right)$

在保证电源电流可控并计算出期望值后，就可进行闭环控制。PD反馈可以预知输出量的变化，因此能够对输出量中的震荡分量进行抑制，即PD反馈可以增加系统阻尼。当给定电源电流无功分量i_sq ^*为0时，采用PI调节可实现给定值的无稳态误差跟踪，即可实现电源单位功率因数运行，其闭环控制框图如图5所示，图中TFT为变换器的传递函数，可近似为1。图6为滤波电感L_f＝0.3mH、滤波电容C_f＝20μF、比例反馈系数K_fp=1、微分反馈系数K_fd=0.00011、比例调节系数K_p=1、积分调节系数K_i=1000时图5所示闭环控制系统的波特图，由图可知，闭环控制结构在谐振频率处的增益大大降低，能够实现有源阻尼，在低频段内增益为0dB，可以无稳态误差跟踪给定值。

根据图4，在本发明的系统闭环控制结构中，电源电流的闭环控制产生整流级输入电流的相角θ_ii及电流调制比m_c。其中m_c的计算公式为：

$m_c=\frac{i_{\mathrm{im}}^{*}}{\left|i_{\mathrm{dc}}\right|}\frac{\sqrt{{i_{\mathrm{id}}^{*}}^2+{i_{\mathrm{iq}}^{*}}^2}}{\left|i_{\mathrm{dc}}\right|}---\left(12\right)$

式中：i_id ^*和i_iq ^*为电源电流闭环控制产生的整流级输入电流dq分量给定值。|i_dc|为直流母线电流的绝对值，采用绝对值计算可保证调制比m_c始终为正。稳态时i_dc为常数，式（16）相当于在PI调节器后再除以一个常数，因此可不进行这一步除法运算，直接调节PI参数。

由图4所示控制框图可得整个闭环控制的思想：逆变级的调制比m_v定为1后，逆变级不具有电压大小调节功能，输出电压的幅值调节只能通过整流级的调制实现，使得整流级输入电流可控，从而可通过闭环控制实现电源电流的有源阻尼控制与单位功率因数运行。由此可知，电源电流闭环是整个系统闭环控制的内环，在用式（11）计算电源电流给定值时忽略的系统损耗可以看作整个系统闭环控制中的干扰量，干扰量不会影响该控制系统的稳态性能，因此这种控制结构具有实用性。

这种控制结构以输出电流闭环为最外环，实际系统中，电流环外可能还有转速环或电压环，此时同样可把电源电流环嵌入输出电流环内，以实现电源有源阻尼控制与单位功率因数运行。

下面介绍本发明的一个仿真实例。

在Matlab/Simulink软件中建立了图1所示系统结构的仿真型，并对本发明方法进行仿真验证。仿真结果如图7所示，图7(a)和(b)分别为无阻尼控制和有源阻尼控制的电源电流波形图，由两者的对比可知，无阻尼控制时，电源电流含有较大震荡分量，波形畸变严重；加入有源阻尼控制后，电源电流中震荡分量得到很好的抑制，说明系统实现了有源阻尼控制。图7(c)为三相负载电流波形，由图可知，电源侧的有源阻尼控制不会降低负载电流的波形质量。图7(d)为电源电压和电流波形，电压和电流同相位，表明电源的功率因数为1，说明系统实现了电源的单位功率因数运行。这些仿真结果验证了本方法的有效性和可行性。

Claims (3)

1.一种双级式矩阵变换器的运行控制方法，其特征在于，采用双空间矢量调制策略对电源侧有源阻尼和单位功率因数运行进行控制，所述双空间矢量调制策略包括逆变级电压空间矢量调制和整流级电流空间矢量调制，其中逆变级电压空间矢量调制是指计算逆变级电压空间矢量调制所需要的相角；整流级电流空间矢量调制是指计算整流级电流空间矢量调制所需要的电流调制比和相角，具体如下：

(1)逆变级电压空间矢量调制所需要的相角的计算方法为：将逆变级电压空间矢量调制算法的电压调制比固定为1，由逆变级输出侧电流闭环控制产生输出电压分量的给定值，通过常规的坐标变换及计算得出逆变级电压空间矢量调制所需要的相角的值；

(2)整流级电流空间矢量调制所需要的电流调制比和相角的计算方法分别具体如下：

(201)电流调制比的计算方法为：检测实际三相电源电流，经过等幅值坐标变换得到实际电源电流的有功分量和无功分量，通过比例微分反馈后与电源电流的给定值作差得到偏差，该偏差经过比例积分调节得到整流级输入电流的有功分量和无功分量的给定值，由此计算出整流级电流调制比；

(202)相角的计算方法为：由整流级输入电流的有功分量和无功分量的给定值通过常规的坐标变换及计算得到整流级电流空间矢量调制所需要的相角。

2.如权利要求1所述的一种双级式矩阵变换器的运行控制方法，其特征在于，步骤(201)中，电源电流给定值的计算过程为：

结合逆变级输出电流给定值的有功分量i_od ^*和无功分量i_oq ^*计算出电源电流有功分量给定值i_sd ^*：

$i_{\mathrm{sd}}^{*}=\frac{u_{\mathrm{od}}^{*}{i}_{\mathrm{od}}^{*}+u_{\mathrm{oq}}^{*}{i}_{\mathrm{oq}}^{*}}{u_{\mathrm{id}}}$

式中：u_od ^*和u_oq ^*分别是逆变级输出侧电流闭环控制产生输出电压有功分量和无功分量的给定值，u_id为整流级输入电压有功分量；

电源电流的无功分量给定值为0。

3.如权利要求2所述的一种双级式矩阵变换器的运行控制方法，其特征在于，步骤(2)中，调整整流级电流空间矢量调制算法的电流调制比和相角的计算方法具体为：

检测实际三相电源电流i_sa、i_sb、i_sc，经过abc/dq等幅值坐标变换得到实际电源电流有功分量i_sd、无功分量i_sq，通过PD反馈后与三相电源电流给定值作差得到偏差Δi_sd和Δi_sq，对应的s域表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{sd}}\left(s\right)=I_{\mathrm{sd}}^{*}\left(s\right)-(K_{\mathrm{fp}}+K_{\mathrm{fd}}s)I_{\mathrm{sd}}\left(s\right)\\ \mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{sq}}\left(s\right)=I_{\mathrm{sq}}^{*}\left(s\right)-(K_{\mathrm{fp}}+K_{\mathrm{fd}}s)I_{\mathrm{sq}}\left(s\right)\end{array}\right.$

式中：K_fp为比例反馈的系数，K_fd为微分反馈的系数，i_sd ^*是电源电流有功分量给定值，i_sq ^*是电源电流无功分量给定值，ΔI_sd(s)、I_sd(s)、ΔI_sq(s)、I_sq(s)分别是Δi_sd、i_sd ^*、i_sd、Δi_sq、i_sq ^*、i_sq对应的s域表达形式；

将Δi_sd和Δi_sq经过PI调节得到整流级输入电流有功分量给定值i_id ^*、无功分量给定值i_iq ^*，对应的s域表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{id}}^{*}\left(s\right)=(K_p+\frac{K_i}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{sd}}\left(s\right)\\ I_{\mathrm{iq}}^{*}\left(s\right)=(K_p+\frac{K_i}{s})\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{sq}}\left(s\right)\end{array}\right.$

式中：K_p为比例调节的系数，K_i为积分调节的系数，分别是i_id ^*、i_iq ^*对应的s域表达形式；

由此计算整流级电流调制比m_c：

$m_c=\frac{\sqrt{{i_{\mathrm{id}}^{*}}^2+{i_{\mathrm{iq}}^{*}}^2}}{i_{\mathrm{dc}}}$

式中：i_dc为直流母线电流瞬时平均值，i_id ^*、i_iq ^*通过常规的坐标变换及计算得到整流级电流空间矢量调制所需要的相角θ_ii。