CN103124335A - 固态图像捕捉设备和控制方法及其控制程序 - Google Patents

Abstract

本发明涉及固态图像捕捉设备和控制方法及其控制程序。一种固态图像捕捉设备包括：像素，包括光电转换元件和第一至第四开关元件；参考信号发生器，产生参考信号；模拟数字转换器，通过使用比较器来产生对应于由像素输出的模拟信号的数字信号，所述比较器具有第一输入端子和第二输入端子。第二开关元件被接通以重置预定连接点的电压，第四开关元件被接通同时第二开关元件的连接程度被置于接通状态与断开状态之间的中间状态，以使第一输入端子和第二输入端子达到相同电位，第二开关元件未被接通而第一开关元件和第三开关元件中的至少一个被接通，以使得模拟数字转换器执行到数字信号的转换。

Description

固态图像捕捉设备和控制方法及其控制程序

技术领域

本发明涉及固态图像捕捉设备。具体来说，本发明涉及能够避免下述现象的固态图像捕捉设备：在强光入射于像素上时本应提供白色信号的像素被确定为呈现黑色信号(这种现象被称作“黑色太阳(black sun)效应”)。

背景技术

在CMOS(互补金属氧化物半导体)图像传感器中，出现“黑色太阳效应”(这种效应在日本未审查专利申请公报No.2007-195033中被称为“黑沉(black sinking)效应”，并且在日本未审查专利申请公报No.2008-67344中被称为“变黑(blackening)效应”)。术语“黑色太阳效应”指下述现象：当非常强的光(诸如太阳光)入射于像素上时，输出信号突然消失，本应提供白色信号的部分被记录为黑色信号。日本未审查专利申请公报No.2007-195033和No.2008-67344公开了用于解决这种现象的技术。

在日本未审查专利申请公报No.2007-195033中，钳位(clamp)电源通过钳位晶体管连接到所谓的“相关双采样电路”，所述相关双采样电路具有钳位电容，用于对通过垂直信号线由像素输出的电压进行钳位。在像素被重置之后，钳位晶体管立即被接通，从而参照钳位电压对垂直信号线到钳位电容的输出电压进行钳位；在其它时间段，钳位电容被断开，从而切断钳位晶体管和钳位电容的连接节点。

在日本未审查专利申请公报No.2008-67344中，限幅电路(clipcircuit)连接到垂直信号线。当垂直信号线的电压高于预定电压(VCLIP1)时，此限幅电路不改变垂直信号线的电压，并且当垂直信号线的电压低于预定电压(VCLIP1)时，执行调整使得该垂直信号线的电压变成等于该预定电压(VCLIP1)。

发明内容

在上述这些技术中，使用与每个像素无关的电源电压来钳位垂直信号线的电压，并且认为此钳位电压具有恒定值。然而，对于使用浮动扩散(floating diffusion)的像素来说，由于浮动扩散的水平受晶体管参数(浮动扩散的电容、负载MOS和放大晶体管的栅极的阈值电压、以及漏极-源极电流)影响，所以该电平值是变化的。

因此，在浮动扩散被重置时的垂直信号线的电位(FD重置电平)与钳位电路对垂直信号线的电位进行钳位时的电位(钳位电平)之间可能造成失配。因此，当使用日本未审查专利申请公报Nos.2007-195033和2008-67344的技术时，即使对于同一产品来说，对于一个批次(或芯片)与另一批次，适当的钳位电平也不同，因此不能设定相同的钳位电压。

现在，讨论由于失配导致钳位电平与FD重置电平相比而言太高的情况。存在这样的情况：在即将执行相关双采样之前，垂直信号线的电压变得相对于原始电平来说太高。在这些情况下，在相关双采样的第一阶段期间垂直信号的电位下降刚开始时，即使实际像素信号呈现出黑色电平时，取决于晶体管参数的变化，也存在计数值超出计数范围的可能性。

相反，现在讨论由于上述失配导致钳位电平与FD重置电平相比而言太低的情况。在即将执行相关双采样之前，垂直信号线的电压变得相对于原始电平来说太低时，在入射于对应像素上的光具有介于日斑(sunspot)的强度与正常状态下的强度之间的中间强度时可能会出现问题。也就是说，当在相关双采样的第一阶段中计数值在计数范围内时，未获得高达可以由垂直信号线呈现的电压下限值的界限，并且存在本应呈现白色的信号值呈现出灰色的可能性。

当使用通过钳位垂直信号的电压来处理日斑的任一种上述技术时，作为处理异常而筛选掉一些芯片，这些芯片的设定值(用于设定垂直信号线的电压的钳位电压)不符合适当范围。这种处理导致成品率恶化。当不使用任一种技术时，随后的逻辑电路对每个帧执行信号处理，以补偿日斑。因此电路规模增大。

本申请是在以上问题的背景下说明的，期望提供能够更适当地补偿日斑的固态图像捕捉设备和用于所述固态图像捕捉设备的控制方法和控制程序。

为了克服上述问题，提供根据本技术的实施例的固态图像捕捉设备。所述固态图像捕捉设备包括：像素，包括配置成将光转换为信号电荷的光电转换元件和第一至第四开关元件；参考信号发生器，被配置成产生随时间改变的参考信号；模拟数字转换器，被配置成通过使用比较器来产生对应于由像素输出的模拟信号的数字信号，比较器具有连接到像素的第一输入端子和连接到参考信号发生器的第二输入端子。光电转换元件通过第一开关元件连接到预定连接点，所述预定连接点通过第二开关元件连接到预定恒定电压源，并且通过第三开关元件连接到第一输入端子，并且所述第一输入端子和所述第二输入端子通过第四开关元件连接。在获得对应于由光电转换元件接收到的光量的数字信号的过程中，接通第二开关元件以重置预定连接点的电压，接通第四开关元件同时第二开关元件的连接程度处于接通状态与断开状态之间的中间状态，以使第一输入端子和第二输入端子达到相同电位，不接通第二开关元件而接通第三开关元件以使得模拟数字转换器将预定连接点的重置电压转换为数字信号，不接通第二开关元件而接通第一开关元件和第三开关元件以使模拟数字转换器将对应于由光电转换元件产生的信号电荷的电压转换为数字信号。

所述固态图像捕捉设备可以采用各种形式，诸如把固态图像捕捉设备并入其它装备中的形式，和把固态图像捕捉设备结合另一种方法实施的形式。本技术也可以实现为具有固态图像捕捉设备的图像捕捉系统、具有对应于上述设备配置的过程的固态图像捕捉设备控制方法、用于导致对应于上述设备配置的固态图像捕捉设备的控制程序、上面记录有所述程序的计算机可读记录媒体的图像捕捉系统等。

根据本技术，可以更适当地补偿日斑。

附图说明

图1为示出固态图像捕捉设备的配置的框图；

图2为示出列处理器和像素的电路配置的图；

图3示出重置信号产生电路的一个示例；

图4为示出当普通光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图5A至5D示出在图4所示的定时处的像素的电位；

图6为示出当强光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图7A至7D示出在图6所示的定时处的像素的电位；

图8为示出当中间光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图9A至9D示出在图8所示的定时处的像素的电位；

图10为示出当普通光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图11A至11D示出在图10所示的定时处的像素的电位；

图12为示出当强光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图13A至13D示出在图12所示的定时处的像素的电位；

图14为示出当中间光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图15A至15D示出在图14所示的定时处的像素的电位；

图16A和16B示出耦合现象，并且图16C示出电荷注入现象；

图17为示出根据第三实施例的列处理器和像素的电路配置的主要部分的电路图；

图18为示出当普通光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图19A至19E示出在图18所示的定时处的像素的电位；

图20为示出当强光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；

图21A至21E示出在图20所示的定时处的像素的电位；

图22为示出当中间光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线的图；以及

图23A至23E示出在图22所示的定时处的像素的电位。

具体实施方式

下文按照以下顺序描述本技术：

(1)固态图像捕捉设备的配置

(2)固态图像捕捉设备的操作的第一示例

(3)固态图像捕捉设备的操作的第二示例

(4)固态图像捕捉设备的配置的修改

(5)固态图像捕捉设备的操作的第三示例

(6)概要

(1)固态图像捕捉设备的配置

图1为示出固态图像捕捉设备的配置的框图。在本实施例中，将描述CMOS图像传感器，它是X-Y地址类型固态图像捕捉设备，作为图像捕捉设备的示例。

以下参照图1来描述固态图像捕捉设备的具体示例。在图1中，固态图像捕捉设备100包括滤色器阵列10和半导体基底20。

半导体基底20具有像素阵列部分30、垂直驱动器40、水平驱动器50、定时控制器60、列处理器70、参考信号发生器80和输出电路90。下文可以将参考信号发生器80称为“DAC 80”。

在适当时，可以在输出电路90之前提供数字运算单元。例如，当通过加法、平均等方式执行用于使沿水平方向和/或垂直方向的像素信号稀疏化的处理时，可以提供数字运算单元。

像素PXL包括用作光电转换元件的光电二极管，这些像素在像素阵列部分30中排列成矩阵。像素阵列部分30在其光接收表面上具有所述滤色器阵列10，其中，过滤颜色被划分成对应于像素PXL。以下详细描述像素PXL的具体电路配置。

在像素阵列部分30中，布线了n条像素驱动线HSLn(n为大于或等于2的整数)和m条垂直信号线VSLm(m为大于或等于2的整数)。像素驱动线HSLn是沿图1中的左右方向(即，沿像素行中的像素所排列的方向或者沿水平方向)以规则间隔提供，并且垂直信号线VSLm是沿图1中的上下方向(即，沿像素列中的像素所排列的方向或者沿垂直方向)以规则间隔接线。

像素驱动线HSLn的末端连接到对应于垂直驱动器40中的各自行的输出端子。垂直信号线VSLm的末端连接到与列处理器70中的各自垂直信号线VSLm相对应的ADC电路71m(m为大于或等于2的整数)。将结合以下描述的单元像素的描述来描述像素驱动线HSLn和垂直信号线VSLm的具体接线。

垂直驱动器40、水平驱动器50、定时控制器60等构成驱动控制器(其设置在像素阵列部分30的外部)，以控制来自包括在像素阵列部分30中的像素的依次读取。

定时控制器60具有定时产生器和通信接口。定时产生器基于外部输入时钟(主时钟)产生各种时钟信号。通信接口接收例如用于请求操作模式的数据(所述数据是从半导体基底20的外部供应)，并输出包括固态图像捕捉设备100的内部信息的数据。

基于所述主时钟，定时控制器60产生与主时钟具有相同频率的时钟、通过将时钟频率分为两半而获得的时钟、通过进一步划分频率而获得的低速时钟等。定时控制器60随后将所述时钟供应给单个元件，例如，固态图像捕捉设备100中的垂直驱动器40、水平驱动器50、列处理器70等。

垂直驱动器40包括移位寄存器、地址解码器等。基于从解码外部输入视频信号获得的信号，垂直驱动器40还具有用于控制行地址的垂直地址设定器和用于控制行扫描的行扫描控制器。垂直驱动器40可以执行读取扫描和清扫(sweep)扫描。

读取扫描是指用于依次选择要从其读取信号的那些单元像素的扫描。该扫描基本上被逐行地连续执行。然而，当将要通过对具有预定位置关系的多个像素的输出进行添加或平均来执行像素稀疏化时，扫描被以预定顺序执行。

在清扫扫描中，早于读取扫描(相差与快门速度相对应的时间量)，把属于行或像素组合(在读取扫描时将从该行或该组合读取信号)的单元像素重置。

水平驱动器50选择与从定时控制器60输出的时钟同步的列处理器70中的ADC电路71m，以将信号引导到水平信号线(水平输出线)Ltrf。

水平驱动器50包括例如水平地址设定器和水平扫描器。水平地址设定器指定水平方向的读取列(例如，选择列处理器70中的个别ADC电路)。水平扫描器根据由水平地址设定器指定的读取地址将列处理器70的信号引导至水平信号线Ltrf。

由于选择和扫描是由水平扫描器执行，所以由包括在列处理器70中的ADC电路71m进行信号处理的像素信号被通过水平信号线Ltrf连续输出到输出电路90。

参考信号发生器80具有数字模拟转换器(DAC)。与从定时控制器60供应的计数时钟同步，参考信号发生器80基于从定时控制器60供应的初始值来产生随时间以阶梯方式改变的锯齿波(斜坡波形)。参考信号发生器80随后将锯齿波供应给列处理器70中的个别ADC电路71m作为参考信号。

列处理器70中的ADC电路71m是提供给各自的垂直信号线VSLm，以将从各自的垂直信号线VSLm输出的模拟信号转换为数字信号，并根据水平驱动器50的控制将所述数字信号输出到水平信号线Ltrf。

当以下将ADC电路71m和其内部元件(比较器73m和计数器74m)描述为不具有对应于m的参考数字时，假定其描述对所有ADC电路是共同的。

对应于滤色器阵列10的颜色布局的信号通过列处理器70从像素阵列部分30供应到输出电路90。输出电路90执行算术处理以执行用于转换对应于滤色器阵列10的颜色布局的信号的处理。

【像素配置】

图2为示出列处理器和像素的电路配置的图。在图2中，为了简化描述，示出一个像素和一个ADC电路。像素的电路配置被描绘为等效电路。

在图2中，像素PXL具有典型的四晶体管结构，并且包括光电二极管PD和四个晶体管，即，转移晶体管TR1、重置晶体管TR2、放大晶体管TR3和选择晶体管TR4。

在本实施例中，转移晶体管TR1对应于第一开关元件，重置晶体管TR2对应于第二开关元件，选择晶体管TR4对应于第三开关元件，并且ADC电路对应于AD转换器。

从重置信号产生电路41和垂直驱动器40中的驱动器输出的各种控制信号通过信号线Ltrg、Lrst和Lsel输入到像素PXL。

光电二极管PD执行光电转换，以产生对应于接收到的光量的电流。光电二极管PD具有连接到地的阳极和连接到转移晶体管TR1的漏极的阴极。

用于转移栅极信号的信号线Ltrg连接到转移晶体管TR1的栅极。重置晶体管TR2的源极与放大晶体管TR3的栅极之间的连接点连接到转移晶体管TR1的源极。所述连接点提供用作用于积累信号电荷的电容的浮动扩散FD。

当转移信号通过信号线Ltrg输入到转移晶体管TR1的栅极时，转移晶体管TR1被接通以将通过光电二极管PD的光电转换积累的信号电荷(在这种情况下为光电子)转移到浮动扩散FD。

用于重置信号的信号线Lrst连接到重置晶体管TR2的栅极，并且恒定电压源VDD连接到重置晶体管TR2的漏极。当重置信号通过信号线Lrst输入到重置晶体管TR2的栅极时，重置晶体管TR2被接通，以将浮动扩散FD的电压重置为恒定电压源VDD的电压。此处，术语“电压”用以表示与装有固态图像捕捉设备100的设备的地电位之间的电位差。

当重置信号未通过信号线Lrst输入到重置晶体管TR2的栅极时，重置晶体管TR2被断开，以在浮动扩散FD与恒定电压源VDD之间形成预定位垒。当积累在浮动扩散FD中的电荷量小于或等于对应于该位垒的电荷量时，从浮动扩散FD到恒定电压源VDD的电荷移动被阻止。

放大晶体管TR3的栅极连接到浮动扩散FD，放大晶体管TR3的漏极连接到恒定电压源VDD，并且放大晶体管TR3的源极连接到选择晶体管TR4的漏极。

用于选择信号的信号线Lsel连接到选择晶体管TR4的栅极，并且垂直信号线VSL连接到选择晶体管TR4的源极。当控制信号(地址信号或选择信号)通过信号线Lsel输入到选择晶体管TR4的栅极时，选择晶体管TR4被接通。当控制信号未通过信号线Lsel输入到选择晶体管TR4的栅极时，选择晶体管TR4被断开。

当选择晶体管TR4被接通时，放大晶体管TR3放大浮动扩散FD的电压，并将经放大的电压输出到垂直信号线VSL。通过垂直信号线VSL从对应像素输出的电压被输入到列处理器70。

【ADC电路】

如图2所示，ADC电路71具有恒定电压源72、比较器73、计数器74和AZ(自动归零)开关75。

恒定电流源72和像素PXL中的选择晶体管TR4构成源极跟随器。当选择晶体管TR4被接通时，恒定电流源72用作用于使恒定电流流至像素PXL的负载电流源。

由参考信号发生器80产生的参考信号经过DC削减电容器输入到比较器73的一个输入端子。通过垂直信号线VSL从像素输出的模拟像素信号经过DC削减电容器输入到比较器73的另一个输入端子。

在本实施例中，比较器73的一个输入端子对应于第一输入端子，并且另一个输入端子对应于第二输入端子。

比较器73将参考信号与像素信号进行比较。比较器73适合于根据参考信号与像素信号之间的数量关系来输出高电平或低电平信号。当参考信号与像素信号之间的数量关系逆转时，信号输出的电平在高电平与低电平之间被反相。

时钟被从定时控制器60供应到计数器74，计数器74对从AD转换开始到其结束的时间进行计数(即，对计数操作有效周期进行计数)。AD转换的开始和结束的定时是基于参考信号改变或比较器73的输出电平的反相的定时来确定。

计数器74通过使用所谓的“相关双采样(CDS)”来对像素信号执行A/D(模拟数字)转换。更具体来说，当从垂直信号线VSLm输出对应于重置分量的模拟信号时，计数器74根据定时控制器60的控制来执行向下计数操作，并且当从垂直信号线VSLm输出对应于信号分量的模拟信号时，计数器74执行向上计数操作，这与输出对应于重置分量的模拟信号的情况相反。

由于计数操作，产生了计数值。所述计数值是对应于信号分量与重置分量之间的差的数字值，并且也表示通过使用重置分量校正对应于通过垂直信号线VSLm从像素输入到列处理器70的模拟像素信号的数字数据获得的信号分量。由计数器74产生的数字数据经由水平信号线Ltrf输出到输出电路90。

比较器73的两个输入端子也被连接从而使得其可以通过AZ开关75短路。AZ开关75的接通和断开是基于从定时控制器60输出的AZ信号来控制。当AZ开关75被接通时，比较器73的两个输入端子呈现相同电位。在本实施例中，AZ开关75对应于第四开关元件。

以此布置，归因于输入到比较器73的像素信号与参考信号之间的偏移的电位差被消除，从而使得像素信号和参考信号达到相同电位。下文中将此操作曾为“AZ(自动归零)操作”。

【垂直驱动器】

固态图像捕捉设备100具有作为用于产生将通过信号线Lrst输入到重置晶体管TR2的各种重置信号的电路的重置信号产生电路41。

图3示出重置信号产生电路41的一个示例。如图3所示，重置信号产生电路41具有分压电路41a和选择器电路41b。

例如，两种电压(即，对应于重置接通电压和重置断开电压的高电压和低电压)从外部供应到重置信号产生电路41。重置信号产生电路41中的分压电路41a划分两种电压以产生FD钳位电压，所述FD钳位电压为重置接通电压与重置断开电压之间的中间电压。

选择器电路41b将从三种电压(即，重置接通电压、重置断开电压和FD钳位电压)选择的电压供应到重置晶体管TR2作为重置信号。

重置接通电压是完全接通重置晶体管TR2的电压。当将重置接通电压施加到重置晶体管TR2的栅极时，其漏极与源极之间的位垒消失，并且恒定电压源VDD和浮动扩散FD呈现相同电位。

重置断开电压是完全断开重置晶体管TR2的电压。当将重置断开电压施加到重置晶体管TR2的栅极时，重置晶体管TR2在其漏极与源极之间形成预定位垒，并且理想地，中断图2所示的恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间的电连接。

下文中将由重置断开电压在重置晶体管TR2的漏极与源极之间形成的位垒称为“第一电平位垒”。

FD钳位电压是重置接通电压与重置断开电压之间的中间电压，并且不完全地接通重置晶体管TR2。下文中将这种不完全接通状态称为“半接通状态”。当FD钳位电压被施加到重置晶体管TR2的栅极时，在其漏极与源极之间形成具有比在将重置断开电压施加到重置晶体管TR2的栅极时的电位低的电位的位垒。

下文中将由FD钳位电压在重置晶体管TR2的漏极与源极之间形成的位垒称为“第二电平位垒”。

当重置晶体管TR2形成第二电平位垒时，在浮动扩散FD中不会积累超过位垒的电荷。也就是说，积累在浮动扩散FD中的电荷量(即，浮动扩散FD的电压)可以被钳位到小于或等于对应于FD钳位电压的量。

如上所述，重置信号产生电路41被配置成其可以选择性输出包括两种外部输入电压和内部产生的电压的至少三种不同电压。因此，通过适当地选择重置信号，重置信号产生电路41可以改变重置晶体管TR2的连接程度。可以增加内部产生的电压种类的数目，以允许选择性输出四种或更多种电压。

(2)固态图像捕捉设备的操作的第一示例

(2-1)当普通光入射时的CDS操作

接下来将描述以上描述的固态图像捕捉设备100的操作。将首先参照图4和图5A至5D来描述当普通光入射时的固态图像捕捉设备100的操作的第一示例。图4示出当普通光入射时从像素读取的期间的一系列信号线，且图5A至5D示出图4所示的定时处的像素的电位。

下文中，将具有出现黑色太阳效应时的程度的光称为“强光”，将具有不出现黑色太阳效应时的程度的光称为“正常光”，并且将具有强光与正常光之间的中间程度的光称为“中间光”。

在图4和以下描述的随后电位图中，PD表示根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷电位，FD表示积累在浮动扩散FD中的电荷电位，TR2表示重置晶体管TR2在浮动扩散FD与恒定电压源VDD之间形成的位垒，TR3表示放大晶体管TR3在恒定电压源VDD与选择晶体管TR4之间形成的位垒，TR4表示选择晶体管TR4在放大晶体管TR3与垂直信号线VSL之间形成的位垒，VSL表示对应于垂直信号线VSL的电压的电位，并且LM表示由恒定电压源72形成的电位。

<重置周期>

在像素读取操作中，积累在浮动扩散FD中的电荷首先被清扫。下文中将扫除电荷的周期称为“重置周期”。在图4中，t0至t1的时间段对应于重置周期。

更具体来说，在重置周期中，对应于上述重置接通电压的重置脉冲被施加到将被处理的像素。因此，如图5A所示，重置晶体管TR2被接通，以借此去除重置晶体管TR2在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成的位垒。因此，浮动扩散FD电连接到恒定电压源VDD，并且被重置到预定电平。

在重置周期中，选择脉冲(选择接通信号)也被施加到将被处理的像素。作为响应，放大晶体管TR3和选择晶体管TR4也被接通，从而使得放大晶体管TR3和选择晶体管TR4在恒定电压源VDD与垂直信号线VSL之间形成的位垒被去除，如图5A所示。因此，垂直信号线VSL电连接到恒定电压源VDD，并且被重置为预定电平。

在本实施例中，在重置周期中也执行在以下描述的AZ周期中执行的AZ操作。因此，在重置周期中，垂直信号线VSL的电压与参考信号VREF之间的电位差也得以去除，所述电压和参考信号VREF是输入到比较器73。也就是说，可以进一步增强在重置周期之后执行的AZ周期中执行的AZ操作的优点。

在重置周期中，转移脉冲(转移接通信号)不被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被断开，从而使得转移晶体管TR1在光电二极管PD与浮动扩散FD之间形成位垒，如图5A所示。也就是说，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷不会流入浮动扩散FD。

垂直信号线VSL的电压(所述电压被如上所述重置)与具有可以由垂直信号线VSL呈现的下限的电压之间的差对应于可以由垂直信号线VSL的电呈现的电压范围。下文中将垂直信号线VSL的电压称为“VSL电压”。

<AZ周期>

当重置周期完成时，用于消除比较器73的两个输入端子之间的电位差的AZ操作被执行。在本实施例中，由于如上所述在重置周期中也执行AZ操作，所以在重置周期之后将AZ操作执行预定时间量(T1至T2)。

由于AZ操作，使得像素信号VSL与输入到比较器73的参考信号VREF之间的电位差被消除，从而可以精确地执行随后的信号比较处理。下文中将执行AZ操作的预定时间量(t1至t2)称为“AZ周期”。

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到将被处理的像素。因此，重置晶体管TR2进入上述半接通状态，从而使得在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成上述第二电平位垒，如图5B所示。

因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第二电平位垒界定。也就是说，当所述电荷处于不超过位垒的电平时，电荷被积累在浮动扩散FD中，并且当积累在浮动扩散FD中的电荷达到超过位垒的电平时，电荷流出浮动扩散FD。

因此，浮动扩散FD的电压被钳位使得其不会降低到低于对应于上述第二电平位垒的电压的电压。这是因为，在本实施例中，负电荷(即，电子)积累在浮动扩散FD中。下文中将如上所述被钳位的电压称为“VSL钳位电压”。

在AZ周期中，在重置周期之后，选择脉冲(选择接通信号)被施加到将被处理的像素。因此，放大晶体管TR3和选择晶体管TR4处于接通状态，并且如图5B所示，垂直信号线VSL呈现通过放大浮动扩散FD的电压获得的电压，所述放大是由放大晶体管TR3执行。下文中将当浮动扩散FD具有VSL钳位电压时垂直信号线VSL的电压称为“限幅电压”。

在AZ周期中，在重置周期之后，转移脉冲(转移接通信号)未被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被断开，从而使得如图5B所示维持了转移晶体管TR1在光电晶体管PD与浮动扩散FD之间形成位垒的状态。

因此，在AZ周期中，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷不会流入浮动扩散FD。然而，如图4所示，即使在普通光入射时，也会出现弱的模糊(blooming)，从而使得在AZ周期中，少量电荷积累在浮动扩散FD中，且VSL电压稍有下降。

在本实施例中，通过由普通光引起的模糊噪声导致流入浮动扩散FD中并且具有能由CDS去除的电平的电荷可以被存储在浮动扩散FD中。

更具体来说，界定VSL钳位电压的FD钳位电压是考虑到通过由普通光引起的模糊噪声导致流入浮动扩散FD中的电荷来凭经验确定。FD钳位电压被设定在覆盖浮动扩散FD的电压可以通过模糊噪声被改变的范围的电平。

也就是说，由普通光产生的噪声不会导致在浮动扩散FD中产生具有超出上述第二电平位垒的电平的电荷，并且在这种情况下，浮动扩散FD的电压不会达到VSL钳位电压或更低。

<P相位周期>

当AZ周期完成时，测量被重置的像素的电压。下文中将测量被重置的像素的电压的周期称为“P相位周期”。广义上讲，P相位周期是在由光电二极管PD产生的电荷被转移到浮动扩散FD之前的周期，并且对应于图4中的周期t2至t3。然而，在狭义上讲，P相位周期可以被设定为通过从周期t2至t3中排除用于DAC稳定化的裕度周期(margin period)来获得的周期。

在P相位周期中，由于重置脉冲未被施加到将被处理的像素，所以重置晶体管TR2处于断开状态。也就是说，如图5C所示，上述第一电平位垒被形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间，并且积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由所述第一电平位垒界定。

第一电平位垒适于具有不会被积累在浮动扩散FD中的电荷超出的电平。因此，没有电荷会在重置晶体管TR2之后从浮动扩散FD流到恒定电压源VDD。

在P相位周期中，在重置周期之后，转移脉冲(转移接通信号)未被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被断开，从而使得如图5C所示维持了转移晶体管TR1在光电二极管PD与浮动扩散FD之间形成位垒的状态。因此，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷不会流入浮动扩散FD。

在P相位周期中，由于在重置周期之后，选择脉冲(选择接通信号)被施加到将被处理的像素，所以选择晶体管TR4处于接通状态。也就是说，VSL电压变成通过放大浮动扩散FD的电压获得的电压，所述放大是通过放大晶体管TR3执行。

在图5C中，由于几乎没有电荷积累在浮动扩散FD中，所以VSL电压也大体上为“0”。此外，当普通光入射于固态图像捕捉设备100上时，由除日斑以外的因素引起的噪声导致电荷流入浮动扩散FD中，但是黑色太阳效应不会出现。因此，VSL电压不会超出VSL钳位电压。

在P相位周期中测量像素电压期间使用的参考电压被设定使得参考电压变化的范围包括VSL电压通过噪声改变的范围。因此，除了在可以导致黑色太阳效应出现的强光入射时之外，都可以适当地执行相关双采样的第一阶段。

图4所示的示例对应于当普通光入射于固态图像捕捉设备100上时的情况，并且在这种情况下，由除日斑以外的因素引起的噪声导致电荷流入浮动扩散FD中，但是黑色太阳效应不会出现。因此，在不会下降到限幅电压的情况下，在计数器74向下计数到“-100”时VSL电压与参考信号交叉。

<D相位周期>

当P相位周期完成时，测量对应于由光电二极管PD接收到的光量的电压。下文中，将测量对应于由光电二极管PD接收到的光量的电压的周期称为“D相位周期”。广义上讲，D相位周期由光电二极管PD所产生的电荷被转移到浮动扩散FD的周期和所述转移周期之后的周期构成，并且对应于图4中所示的周期t3至t4。然而，狭义上讲，D相位周期可以被设定为通过从周期t3至t4中排除用于DAC稳定化和数据转移的裕度周期来获得的周期。

在D相位周期中，由于重置脉冲未被施加到将被处理的像素，所以重置晶体管TR2处于断开状态，如同在P相位周期中。也就是说，如图5D所示，上述第一电平位垒形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间，并且积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由所述第一电平位垒界定。

因此，没有电荷会在重置晶体管TR2之后从浮动扩散FD流到恒定电压源VDD。

在D相位周期中，转移脉冲(转移接通信号)被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被接通，使得如图5D所示，在P相位周期中在光电二极管PD与浮动扩散FD之间形成的位垒消失。因此，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷流入浮动扩散FD。

在D相位周期中，由于在重置周期之后，选择脉冲(选择接通信号)被施加到将被处理的像素，所以选择晶体管TR4处于接通状态。也就是说，如图5D所示，VSL电压变成通过放大浮动扩散FD的电压获得的电压，所述放大是通过放大晶体管TR3执行。也就是说，垂直信号线VSL呈现对应于由光电二极管PD接收到的光量的电压。

在D相位周期中测量像素电压期间所使用的参考电压变化的范围被设定为充分大，如图4所示。下文中，将参考电压可以变化的范围的下限称为“系统中的饱和电平”。当普通光入射时，系统中的饱和电平不会下降到可以由垂直信号线VSL呈现的下限以下，从而使得可以适当地执行相关双采样的第二阶段。

由于如上所述控制像素PXL和ADC电路71，所以VSL电压不会减少到垂直信号线VSL的电压的下限，不会下降到系统中的饱和电平以下，并且在计数器74向上计数到“1000”时与参考信号交叉。

(2-2)当强光入射时的CDS操作

接下来，将参照图6和图7描述当强光入射时固态图像捕捉设备100的操作的第一示例。图6示出当强光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线，并且图7A至7D示出在图6所示的定时处的像素的电位。每个周期中像素和ADC电路71的操作基本上与普通光入射的上述情况中的操作相同，并且下文将不提供与普通光入射的上述情况中的操作相同的操作的详细描述。

<重置周期>

在重置周期中，重置晶体管TR2由重置接通电压重置，如同普通光入射的上述情况。在这种情况下，在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成第一电平位垒。在重置周期中，AZ操作也被执行(参见图6)。

<AZ周期>

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到重置晶体管TR2，从而使得重置晶体管TR2处于半接通状态。此时，形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间的位垒变为第二电平(参见图6和图7B)。

在这种情况下，由强光引起的模糊使得电荷积累在浮动扩散FD中，如图7B所示。放大晶体管TR3放大对应于积累的电荷的电压，并将放大的电压输出到垂直信号线VSL。因此，如图6所示，与重置周期中的电压相比，VSL电压大幅减少。

然而，如上所述，由重置晶体管TR2形成的位垒被调整为低于第一电平的第二电平，并且浮动扩散FD的电压被钳位为FD钳位电压或更低。因此，VSL电压也被钳位为限幅电压或更高。

在图6所示的示例中，由于由模糊导致流入浮动扩散FD中的总电荷量达到超出第二电平位垒的电平，所以VSL电压在AZ周期中被钳位为限幅电压。

<P相位周期>

在P相位周期中，重置晶体管TR2处于断开状态。归因于由强光引起的模糊的电荷积累在浮动扩散FD中，如图7C所示。然而，由重置晶体管TR2形成的位垒增加到比AZ周期中的第二电平高的电平，并且变为第一电平。

因此，如图6所示，当操作从AZ周期变为P相位周期时，VSL电压从限幅电压的初始值以对应于积累在浮动扩散FD中的VSL钳位电压的减少率以指数方式逐渐减少。

例如，当最大电平的电荷积累在浮动扩散FD中时，VSL电压如图6所示急剧减少。因此，参考信号和VSL电压不会彼此交叉，并且在相关双采样的第一阶段中，像素信号未被采样并且计数器74计数至满计数。

在这种情况下，相关双采样不工作。因此，当计数器74在P相位周期中计数至满计数时，执行用于强制确定像素具有白色信号的处理。这种布置使得可以适当处理黑色太阳效应。

<D相位周期>

在D相位周期中，重置晶体管TR2处于断开状态，如同P相位周期中的情况。由于转移脉冲(转移接通信号)被施加到转移晶体管TR1，所以转移晶体管TR1处于接通状态。因此，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷流入浮动扩散FD。

也就是说，归因于由强光引起的模糊的电荷和根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷积累在浮动扩散FD中，如图7D中所示。由重置晶体管TR2形成的位垒处于高于第二电平的第一电平。

例如，当最大电平的电荷积累在浮动扩散FD中时，VSL电压的减少率如图6所示为较高。因此，当操作从P相位周期变为D相位周期时，VSL电压达到可以由垂直信号线VSL呈现的下限。

因此，存在参考电压与VSL电压在计数器74的满计数附近彼此交叉的可能性，如图6所示。在这种情况下，尽管在满计数附近出现交叉，但是计数值不对应于接收到的光的实际量，因为积累在浮动扩散FD中的电荷实际上饱和而流出浮动扩散FD。

在这种情况下，执行用于在计数器74计数为上述P相位周期中的满计数时强制确定像素具有白色信号使得可以适当地处理黑色太阳效应。

此外，也存在参考信号和VSL电压取决于可以由垂直信号线VSL呈现的下限和系统中的饱和电平之间的关系而不会彼此交叉的情况。在这些情况下，像素信号在相关双采样的第二阶段中未被采样，从而使得计数器74计数为满计数。

在这些情况下，当然，相关双采样不工作。因此，当计数器74在D相位周期中计数为满计数时，执行用于强制确定像素具有白色信号的处理。这种布置使得可以适当地处理黑色太阳效应。如上所述，根据本实施例的使用具有三个值的重置电压的固态图像捕捉设备可以适当地避免归因于黑色太阳效应的不利效应。

(2-3)当中间光入射时的CDS操作

接下来，将参照图8和图9A至9D描述当中间光入射时固态图像捕捉设备100的操作的第一示例。图8示出当中间光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线，并且图9A至9D示出在图8所示的定时处的像素的电位。每个周期中像素和ADC电路71的操作基本上与普通光入射的上述情况中的操作相同，并且下文将不提供与普通光入射的上述情况中的操作相同的操作的详细描述。

<重置周期>

在重置周期中，重置晶体管TR2由重置接通电压重置，如同普通光入射的上述情况。在这种情况下，在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成第一电平位垒。在重置周期中，AZ操作也被执行(参见图9A)。

<AZ周期>

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到重置晶体管TR2，从而使得重置晶体管TR2处于上述半接通状态。此时，形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间的位垒变为第二电平。

此时，由于中间光所引起的模糊，少量电荷被积累在浮动扩散FD中，如图9B中所示。然而，由于中间光比强光弱，所以高达仅未达到由重置晶体管TR2形成的位垒的电平的电荷积累在浮动扩散FD中。

因此，如图8所示，尽管VSL电压在AZ周期中以指数方式减少，所以其不会在AZ周期中下降到限幅电压，而是在整个随后的P相位周期逐渐减少。

<P相位周期>

在P相位周期中，重置晶体管TR2处于断开状态。归因于由中间光引起的模糊的电荷逐渐积累在浮动扩散FD中，如图9C所示。

在这种情况下，在P相位周期中，重置晶体管TR2的位垒处于高于上述AZ周期中的第二电平的第一电平，从而使得由模糊积累的电荷的电位即使在超出第二电平之后也继续逐渐增加。

在这种情况下，如果VSL电压和参考电压不彼此交叉，那么可以通过用于强光入射的上述情况的CDS操作来处理黑色太阳效应。然而，如图8所示，取决于VSL电压下降的情况，VSL电压和参考电压被视为在计数器74的满计数附近彼此交叉。

在这种情况下，当相关双采样工作并且VSL电压和参考电压在D相位周期中彼此交叉时，如以下所述，黑色太阳效应未能被适当地处理。

<D相位周期>

在D相位周期中，重置晶体管TR2如同P相位周期中处于断开状态，而转移晶体管TR1处于接通状态。因此，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷流入浮动扩散FD。

也就是说，归因于由强光引起的模糊的电荷和根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷积累在浮动扩散FD中，在电荷不会超出第一电平位垒的范围内，如图9D中所示。

当中间光入射时，与强光入射的情况相比，归因于模糊的电荷量很小，并且光电二极管PD根据借此接收到的光量产生的电荷量也很小。因此，积累在浮动扩散FD中的电荷不会达到超出第一电平位垒的电平，并且VSL电压的减少率如图8所示较低。

在这种情况下，系统中的饱和电平非常可能下降到低于可以由垂直信号线VSL呈现的下限，如图8所示，从而使得VSL电压与VSL电压被钳位为其下限的状态下的参考信号相比。

也就是说，如图8所示，存在参考电压与VSL电压在计数器74的满计数附近彼此交叉的可能性。在这种情况下，尽管在满计数附近出现交叉，但是此计数值不对应于接收到的光的实际量，因为VSL电压实际上饱和。

由于当中间光入射时计数器74在P相位周期和D相位周期中都执行计数，所以存在相关双采样工作的可能性。因此，即使在像素实际上为白色像素时，其也可以被辨认为灰色像素。

在图8的示例中，由于计数器74在P相位周期中计数到“-200”，所以D相位周期中的计数为“700”，该计数是显著小于指示白色像素的“1023”的计数值。在这种情况下，由于黑色太阳效应没有被根据第一示例的CDS操作处理，所以优选地使用根据以下所述第二示例的CDS操作。

(3)固态图像捕捉设备的操作的第二示例

(3-1)当普通光入射时的CDS操作

接下来，将参照图10和图11A至图11D来描述当普通光入射时固态图像捕捉设备100的操作的第二示例。图10示出当普通光入射时从像素读取的期间的一系列信号线，并且图11A至11D示出在图10所示的定时处的像素的电位。第二示例中的像素PXL和ADC电路71的基本控制与上述第一示例中的操作相同，下文将不提供其详细描述。

<重置周期>

在重置周期中，重置晶体管TR2由重置接通电压重置，如上述第一示例中。此时，在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成第一电平位垒。在重置周期中，AZ操作也被执行(参见图11A)。

<AZ周期>

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到重置晶体管TR2，从而使得重置晶体管TR2处于半接通状态。此时，形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间的位垒变为第二电平(参见图11B)。

<P相位周期>

在P相位周期中，重置晶体管TR2处于断开状态。在这种情况下，由于普通光入射，所以不产生模糊噪声，因此几乎没有电荷积累在浮动扩散FD中，如图11C所示。

然而，在第二示例中，由于施加FD钳位电压的周期比上述第一示例中的相应周期长，所以不仅考虑具有在出现黑色太阳效应时将通过CDS去除的电平的模糊噪声而且考虑VSL电压通过晶体管参数的变化而改变的范围来设定FD钳位电压。

术语“晶体管参数”是指浮动扩散的电容、负载MOS和放大晶体管的栅极的阈值电压、从恒定电流源供应到晶体管的漏极-源极电流等。

因此，根据经验，考虑到模糊噪声(具有当不出现黑色太阳效应时要通过CDS去除的电平)和晶体管参数的变化，界定VSL钳位电压的FD钳位电压被设定于这样的电平：在该电平下，浮动扩散FD的电压由于这些因素而可能发生改变的范围被覆盖。

图10所示的示例对应于当普通光入射于固态图像捕捉设备100上时的情况，并且在这种情况下，由除日斑以外的因素引起的噪声导致电荷流入浮动扩散FD中，但是黑色太阳效应不会出现。因此，在不会下降到限幅电压的情况下，在计数器74向下计数到“-100”时VSL电压与参考信号交叉。

<D相位周期>

在D相位周期中，重置晶体管TR2如P相位周期中处于断开状态中，选择晶体管TR4处于接通状态，并且转移晶体管TR1处于接通状态。

因此，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷流入浮动扩散FD。VSL电压也变成通过放大浮动扩散FD的电压获得的电压，所述放大是通过放大晶体管TR3来执行。也就是说，垂直信号线VSL呈现出对应于由光电二极管PD接收到的光量的电压。

由于图10示出的示例对应于普通光入射于计费系统100上并且没有黑色太阳效应出现的情况，所以VSL电压不会减少到垂直信号线VSL的电压的下限，不会下降到系统中的饱和电平以下，并且在计数器74向上计数到“1000”时与参考信号交叉。

(3-2)当强光入射时的CDS操作

接下来，将参照图12和图13A至13D描述当强光入射时固态图像捕捉设备100的操作的第二示例。图12示出当强光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线，并且图13A至13D示出在图12所示的定时处的像素的电位。每个周期中像素和ADC电路71的操作基本上与普通光入射的上述情况中的操作相同，并且下文将不提供与普通光入射的情况中的操作相同的操作的详细描述。

<重置周期>

在重置周期中，重置晶体管TR2由重置接通电压重置，如同普通光入射的上述情况中。此时，在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成第一电平位垒。在重置周期中，AZ操作也被执行。

<AZ周期>

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到重置晶体管TR2，从而使得重置晶体管TR2处于半接通状态。此时，形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间的位垒变为第二电平。

在这种情况下，由强光引起的模糊使得电荷积累在浮动扩散FD中，如图13B所示。放大晶体管TR3放大对应于积累的电荷的电压，并将放大的电压输出到垂直信号线VSL。因此，如图12所示，与重置周期中的电压相比，垂直信号线VSL的电压大幅减少。

然而，如上所述，由重置晶体管TR2形成的位垒被调整为低于第一电平的第二电平，并且浮动扩散FD的电压被钳位为FD钳位电压或更低。因此，VSL电压也被钳位为限幅电压或更高。

在图12所示的示例中，由于由模糊导致流入浮动扩散FD中的总电荷量达到超出第二电平位垒的电平，所以VSL电压在AZ周期中被钳位为限幅电压。

<P相位周期>

在P相位周期中，重置晶体管TR2处于半接通状态。因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第二电平位垒界定。

在图12和图13A至13D所示的示例中，出现归因于强光的模糊，并且在AZ周期中的阶段中，浮动扩散FD的电压已经被钳位到FD钳位电压或更低，并且VSL电压也被钳位到限幅电压或更高。

因此，在P相位周期中，即使归因于强光的模糊进一步使电荷流入浮动扩散FD中，浮动扩散FD的电压也被持续钳位到FD钳位电压，并且VSL电压也被持续钳位到限幅电压或更高。也就是说，如图12所示，即使在根据第二示例的CDS操作期间强光入射时，VSL在最低程度也减少到仅P相位周期中的限幅电压。

因此，在图12所示的示例中，在相关双采样的第一阶段中，当计数器74向下计数到“-100”时，VSL电压与参考电压交叉。

<D相位周期>

在D相位周期中，由于重置脉冲未被施加到重置晶体管TR2，所以重置晶体管TR2处于断开状态。因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第一电平位垒界定。也就是说，在D相位周期中，由重置晶体管TR2形成的位垒较高，并且可以积累在浮动扩散FD中的电荷的最大值与P相位周期相比来说增加。

在图12和图13A至13D中所示的示例中，出现归因于强光的模糊，并且在操作从P相位周期变为D相位周期时(即，当重置电压从FD钳位电压变为重置断开电压时)，由模糊产生的电荷开始再次积累在浮动扩散FD中。

因此，浮动扩散FD的电压从FD钳位电压逐渐减少，并且相应地，垂直信号线VSL的电压也从限幅电压以指数方式逐渐减少。

然而，限幅电压也被确定为使得在P相位周期中的VSL电压与D相位周期中的VSL电压之间确保了系统中的饱和电平。

因此，如图12所示，即使在VSL电压达到D相位周期中的下限电平时，计数器74可以可靠地计数到满计数“1023”。因此，当强光入射时，白色信号可以通过相关双采样来可靠地输出。

(3-3)当中间光入射时的CDS操作

接下来，将参照图14和图15A至15D来描述当中间光入射时固态图像捕捉设备100的操作的第二示例。图14示出当中间光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线，并且图15A至15D示出在图14所示的定时处的像素的电位。每个周期中像素和ADC电路71的操作基本上与普通光入射的上述情况中的操作相同，并且下文将不提供与普通光入射的情况中的操作相同的操作的详细描述。

<重置周期>

在重置周期中，重置晶体管TR2由重置接通电压重置，如同普通光入射的上述情况中。此时，在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成第一电平位垒。在重置周期中，AZ操作也被执行。

<AZ周期>

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到重置晶体管TR2，从而使得重置晶体管TR2处于上述半接通状态。此时，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第二电平位垒界定。

在图14和图15A至15D所示的示例中，出现归因于中间光的模糊，借此使得电荷积累在浮动扩散FD中。放大晶体管TR3放大对应于积累的电荷的电压，并且将放大的电压输出到垂直信号线VSL，从而使得垂直信号线VSL的电压逐渐减少。

因此，高达仅未达到由重置晶体管TR2形成的位垒的电平的电荷被积累在浮动扩散FD中，从而使得VSL电压不会减少到AZ周期中的限幅电压。

<P相位周期>

在P相位周期中，重置晶体管TR2处于半接通状态，如同AZ周期中。因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第二电平位垒界定。

在图14和图15A至15D所示的示例中，出现归因于中间光的模糊，并且在AZ周期中的阶段，归因于模糊的电荷逐渐积累在浮动扩散FD中，并且VSL电压也逐渐减少。

另外，在P阶段周期中，归因于中间光的模糊使得电荷流入浮动扩散FD中，并且随着积累的电荷量增加，VSL电压逐渐向限幅电压减少。以下，在图14所示的示例中，在P相位周期的后一半，浮动扩散FD的电压达到FD钳位电压，并且VSL电压被钳位到限幅电压。

也就是说，如图14所示，即使在根据第二示例的CDS操作期间中间光入射时，VSL电压最低限度也减少到仅P相位周期中的限幅电压。因此，在相关双采样的第一阶段中，在计数器74向下计数到“-255”时，VSL电压与参考电压交叉。

<D相位周期>

在D相位周期中，由于重置脉冲未施加到重置晶体管TR2，所以重置晶体管TR2处于断开状态。因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第一电平位垒界定。

在图14和图15A至15D所示的示例中，出现归因于中间光的模糊，并且在操作从P相位周期变为D相位周期时(即，当重置电压从FD钳位电压变为重置断开电压时)，由模糊产生的电荷开始再次积累在浮动扩散FD中。

因此，浮动扩散FD的电压从FD钳位电压逐渐减少，并且相应地，垂直信号线VSL的电压也从限幅电压以指数方式逐渐减少。

然而，限幅电压也被确定为使得在P相位周期中的VSL电压与D相位周期中的VSL电压之间确保了系统中的饱和电平。

因此，即使在VSL电压达到D相位周期中的下限电平时，计数器74可以可靠地计数到满计数“1023”，并且在图14所示的示例中，在计数器74向上计数到“1000”时，VSL电压与参考信号交叉。也就是说，即使在中间光入射时，白色信号也可以通过相关双采样可靠地输出。

(4)固态图像捕捉设备的配置的修改

在根据上述第二示例的CDS操作中，浮动扩散FD的电位电平受归因于像素(具体来说，浮动扩散FD)中存在的寄生电容的变化的耦合现象和归因于重置晶体管TR2的栅极与浮动扩散FD之间存在的电容的电荷注入现象影响。因此，存在黑色电平偏移的问题。在相关技术的CDS操作中，浮动扩散FD的电位电平不受所述现象影响。

图16A和16B示出耦合现象，并且图16C示出电荷注入现象。更具体来说，图16A示出当操作处于重置接通状态时的耦合现象，并且图16B示出当操作处于重置断开状态时的耦合现象。在图16A和16B中，CRST表示形成于重置晶体管的栅极与浮动扩散之间的电容，并且C′FD表示浮动扩散的寄生电容。

如图16A所示在，在重置接通状态下，由于重置晶体管TR2的栅极与浮动扩散FD彼此电连接，所以没有电荷积累在电容CRST(0V)中，但是电荷积累在寄生电容C′FD中。

如图16B所示，当操作进入重置断开状态时，在重置晶体管TR2的栅极与浮动扩散FD之间形成位垒，因此电路积累在电容CRST和C′FD中。因此，存在连接到浮动扩散FD的电容变化并且浮动扩散FD的电位变化的可能性。这种现象为上述耦合现象。

当重置晶体管TR2从接通状态变为断开状态时，形成位垒，因此栅极之下的电荷随机地分布到恒定电压源VDD或浮动扩散FD并朝向其上升，如图16C所示。也就是说，当栅极之下的电荷朝向浮动扩散FD上升时，存在浮动扩散FD的电位变化的可能性。这些现象为上述电荷注入现象。

在根据上述第二示例的CDS操作中，由重置晶体管TR2形成的位垒的电平在P相位周期完成时改变，并且操作变到D相位周期，从而使得归因于耦合现象和电荷注入现象的偏移叠加在浮动扩散FD上。因此，归因于电容中的内部像素变化的固定图案噪声叠加在最终获得的数字信号上。

在第三示例中，使用其中用于日斑确定的电路被添加到列处理器和像素的电路配置的电路配置以避免所述现象的影响。图17为示出根据第三示例的列处理器和像素的电路配置的主要部分的电路图。图17所示的像素的电路配置和列处理器的主要部分的配置与图2所示的配置相同或相似，并且与图2所示的元件相同或相似的元件由与图2中相同的参考数字表示，并且下文将不提供其描述。

在图17中，除了以上所述和图2所示的电路配置之外，ADC电路71包括比较器76、太阳开关77、电容器79和OR电路79。以上所述和图2所示的AZ开关75适合于根据OR电路79的输出来开关，而不受定时控制器60控制。

除了用于驱动像素的转移信号、重置信号和选择信号以及用于指示AZ操作的AZ信号之外，定时控制器60也适合于输出用于控制太阳开关77的接通/断开的太阳开关信号和用于控制比较器76的操作的接通/断开的太阳比较(日斑比较)信号。

太阳开关77提供比较器76的两个输入端子之间的连接。太阳开关77也被控制成使得其根据由定时控制器60输出的太阳开关信号来接通或断开。当太阳开关77被接通时，比较器76的两个输入端子被短路以呈现相同的电压，并且当太阳开关77被断开时，彼此不同的电压可以输入到比较器76的两个输入端子。

比较器76的输入端子中的一个通过电容器79连接到地面，并且另一个输入端子连接到垂直信号线VSL。也就是说，当太阳开关77被接通并且随后在预定时间量之后被断开时，电容器78此时将垂直信号线VSL的电压存储于其中。

OR电路79的一个输入端子连接到比较器76的一个输出端子，并且OR电路79的另一个输入端子连接到用于传送由定时控制器60输出的AZ信号的线路。也就是说，当比较器76的输出和AZ信号中的一个为接通时，OR电路79适合于输出接通信号，并且当比较器76的输出和AZ信号中没有一个为接通时，OR电路79适合于输出断开信号。

如上所述，根据OR电路79的输出，AZ开关75被控制以使当OR电路79的输出为接通时被接通并且当OR电路79的输出为断开时被断开。

添加用于日斑确定的上述电路(比较器76、太阳开关77、电容器78和OR电路79)可以被提供给每个ADC电路71，并且可以被提供给整个列处理器70。毫无疑问，ADC电路71可以根据群组的任意数目来分类，从而使得ADC电路71可以提供给各自的群组。

当添加用于日斑确定的电路被提供给每个ADC电路71时，可以对每个像素进行确定相关双采样的启用/停用。当所述电路被提供给整个列处理器70或每个群组时，可以对仅每个行或对仅每个群组进行确定相关双采样的启用/停用，但是可以减少列处理器70占据的面积和成本。

提供如图17所示的固态图像捕捉设备的CDS操作(操作的第三示例)的以下描述。

(5)固态图像捕捉设备的第三示例

(5-1)当普通光入射时的CDS操作

图18示出当普通光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线，并且图19A至19E示出在图18所示的定时处的像素的电位。

<重置周期>

在像素读取操作中，重置晶体管TR2首先被接通预定时间量(图18中的t0至t1)，以借此扫除积累在浮动扩散FD中的电荷。下文中将扫除电荷的这个周期称为“重置周期”。

更具体来说，在重置周期中，对应于上述重置接通电压的重置脉冲被施加到将被处理的像素。作为响应，重置晶体管TR2被接通，从而使得重置晶体管TR2在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成的位垒消失。因此，浮动扩散FD电连接到恒定电压源VDD并且被重置为预定电平。

在重置周期中，选择脉冲(选择接通信号)也被施加到将被处理的像素。作为响应，放大晶体管TR3和选择晶体管TR4被接通，借此去除放大晶体管TR3和选择晶体管TR4在恒定电压源VDD与垂直信号线VSL之间形成的位垒。因此，垂直信号线VSL电连接到恒定电压源VDD，并且被重置为预定电平。

在重置周期中，AZ信号也被接通，并且太阳开关信号被断开。此时，由于OR电力79输出接通信号，所以AZ开关75被接通。也就是说，在重置周期中，AZ操作也被执行，并且消除了像素信号VSL与输入到比较器73的参考信号VREF之间的电位差。

在重置周期中，转移脉冲(转移接通信号)未被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被断开，从而使得转移晶体管TR1在光电晶体管PD与浮动扩散FD之间形成位垒。也就是说，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷不会流入浮动扩散FD中。

然而，当重置晶体管TR2被接通时，出现耦合现象和电荷注入现象，并且浮动扩散FD的电压增加。因此，垂直信号线VSL的电压也增加。也就是说，当重置晶体管TR2的状态从断开状态变为接通状态时，垂直信号线VSL的电压也变化。

垂直信号线VSL的电压(所述电压如上所述重置)与具有可以由重置信号线VSL呈现的下限的电压之间的差对应于可以由垂直信号线VSL呈现的电压的范围。

<AZ周期>

当重置周期完成时，执行用于消除比较器73的两个输入端子之间的电位差的AZ操作。在本实施例中，由于如上所述在重置周期中也执行AZ操作，所以在重置周期之后将AZ操作执行预定时间量(图18中的t1至t2)。

由于AZ操作，使得消除了像素信号VSL与输入到比较器73的参考信号VREF之间的电位差，从而使得可以精确地执行随后的信号比较。下文中将执行AZ操作的预定时间量(t1至t2)称为“AZ周期”。

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到将被处理的像素。因此，重置晶体管TR2进入上述半接通状态，从而使得在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成第二电平位垒，如图19B所示。

因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第二电平位垒界定。也就是说，不会超出所述位垒的电荷被积累在浮动扩散FD中，而超出所述位垒的电荷流出浮动扩散FD。

因此，浮动扩散FD的电压被钳位成高于或等于对应于上述第二电平位垒的电压的电压。下文中将所述钳位的电压称为“VSL钳位电压”。

在AZ周期中，在重置周期之后，选择脉冲(选择接通信号)被施加到将被处理的像素。因此，选择晶体管TR4处于接通状态，并且垂直信号线VSL为通过放大浮动扩散FD的电压获得的电压，所述放大是由放大晶体管TR3执行。下文中将当浮动扩散FD具有VSL钳位电压时垂直信号线VSL处出现的电压称为“限幅电压”。

在AZ相位周期中，在重置周期之后，转移脉冲(转移接通信号)未被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被断开，借此维持了转移晶体管TR1在光电晶体管PD与浮动扩散FD之间形成位垒的状态。

因此，在AZ周期中，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷不会流入浮动扩散FD。然而，重要的是，像素电路被配置成使得通过具有将当黑色太阳效应不会出现时由CDS去除的电平的模糊噪声导致流入浮动扩散FD中的电荷可以被积累。

因此，界定VSL钳位电压的FD钳位电压是考虑到具有将在黑色太阳现象不会出现时由CDS去除的电平的浮动噪声导致流入浮动扩散FD的电荷来凭经验确定。FD钳位电压被设定在覆盖浮动扩散FD的电压可以通过模糊噪声改变的范围的电平。

也就是说，由噪声在浮动扩散FD中产生的电荷不会达到超出上述第二电平位垒的电平，并且当普通光入射时，浮动扩散FD的电压不会达到低于或等于浮动扩散FD的VSL钳位电压的电压。

<P相位周期>

当AZ周期完成时，测量被重置的像素的电压。下文中将测量被重置的像素的电压的周期称为“P相位周期”。广义上讲，P相位周期是在由光电二极管PD产生的电荷被转移到浮动扩散FD之前的周期，并且对应于图18中的周期t2至t4。

然而，在狭义上讲，P相位周期可以被设定为通过从周期t2至t4中排除用于DAC稳定化和日斑确定周期t3至t4的裕度周期来获得的周期。提供排除周期t3至t4(为以下描述的太阳限幅周期)的周期为P相位周期的情况的以下描述。

在P相位周期中，在AZ周期之后，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到将被处理的像素。因此，重置晶体管TR2进入上述半接通状态，从而使得在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间形成第二电平位垒。

因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第二电平位垒界定。也就是说，不会超出所述位垒的电荷被积累在浮动扩散FD中，而超出所述位垒的电荷流出浮动扩散FD。

因此，在除了上述AZ周期之外的P相位周期中，浮动扩散FD的电压也被钳位到高于或等于对应于上述第二电平位垒的电压的电压。也就是说，VSL电压被保持在高于或等于限幅电压的电压。

因此，即使VSL电压被限幅到限幅电压，在P相位周期期间也继续此限幅状态，因此可以检测到P相位周期中的VSL电压与以下描述的D相位周期中的VSL电压之间的差(即，由光电二极管PD接收到的光量)。

在P相位周期中，在重置周期之后，转移脉冲(转移接通信号)未被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被断开，借此维持了转移晶体管TR1在光电晶体管PD与浮动扩散FD之间形成位垒的状态。因此，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷不会流入浮动扩散FD中。

在P相位周期中，由于选择脉冲(选择接通信号)被施加到将被处理的像素，所以选择晶体管TR4处于接通状态。也就是说，VSL电压变成通过放大浮动扩散FD的电压获得的电压，所述放大是由放大晶体管TR3执行。

在测量P相位周期中的像素电压期间使用的参考信号被设定成使得参考电压变化的范围包括VSL电压由噪声改变的范围。因此，除了在可以导致黑色太阳效应的强光入射时之外，可以适当地执行相关双采样的第一阶段。

在图18所示的示例中，尽管由除日斑之外的因素引起的噪声导致电荷流入浮动扩散FD中，但是黑色太阳效应不会出现。因此，并不下降到限幅电压，当计数器74向下计数到“-100”时，VSL电压与参考信号交叉。

<日斑确定周期>

在P相位周期中，当完成参考电压与参考电压VSL的比较时，进行确定在图18所示的周期t3至t4中是否出现日斑。下文中将进行确定的周期称为“日斑确定周期”。

在第三示例中，在P相位周期与D相位周期之间提供日斑确定周期。然而，可以在D相位周期之前并且读取相同像素的像素信号的任何时间周期执行日斑确定周期。

在日斑确定周期中，首先，将完成P相位周期时的VSL电压存储在电容器78中。更具体来说，当太阳开关信号被接通并且随后过去预定周期，太阳开关信号被断开。预定周期为对于对应于的VSL电压的电荷被积累在电容器78中来说足够的时间量。

接下来，重置晶体管TR2将形成对应于可以在强光不入射的正常状态下产生的噪声等级的位垒的重置脉冲施加到重置晶体管TR2的栅极。在这种情况下形成的位垒可以被设定为具有不会由通过模糊噪声导致出现在VSL电压中的变化或者晶体管参数的变化超出的电压，例如具有对应于上述FD钳位电压的电压。

在位垒通过以上描述的方式由重置晶体管TR2形成时，比较器76被操作。也就是说，输入到比较器76的太阳比较信号被接通。

此时，当重置断开电压被施加到重置晶体管TR2的栅极时的VSL电压被施加到比较器76的端子中的一个，并且当FD钳位电压被施加到重置晶体管TR2的栅极时的VSL电压被施加到比较器76的另一个端子。也就是说，比较器76比较当彼此不同的重置电压被输入到重置晶体管TR2时的VSL电压。

当两个输入端子之间的电位差不在允许范围内时，比较器76确定接收到强光并执行AZ操作。当两个输入端子之间的电位差在允许范围内时，比较器76确定未接收到强光并且不执行AZ操作。

例如，可以由具有滞后现象的比较器通过使用对应于允许范围的预定阈值范围作为死区来实施比较器76。在这种情况下，当两个输入端子之间的电位差不在允许范围内时，比较器76将接通信号输出到OR电路79以接通AZ开关75。当两个输入端子之间的电位差在允许范围内时，比较器76将断开信号输出到OR电路79以断开AZ开关75。在图18所示的示例中，由于未接收到强光，所以在日斑确定周期中不执行AZ操作。

此外，定时控制器60监控比较器76的比较的结果，并且当确定结果示出两个输入端子之间的电位差不在允许范围内时，定时控制器60控制计数器74以清除在P相位周期中计数的计数值。另一方面，当确定结果示出两个输入端子之间的电位差在允许范围内时，定时控制器60使计数器74维持计数值并执行相关双采样。在图18所示的示例中，由于未接收到强光，所以不清除计数器74的计数值。

<D相位周期>

当P相位周期完成时，测量对应于由光电二极管PD接收到的光量的电压。下文中，将测量对应于由光电二极管PD接收到的光量的电压的周期称为“D相位周期”。广义上讲，D相位周期由光电二极管PD所产生的电荷被转移到浮动扩散FD的周期和所述转移周期之后的周期构成，并且对应于图18中所示的周期t4至t5。然而，狭义上讲，D相位周期可以被设定为通过从周期t4至t5中排除用于DAC稳定化和数据转移的裕度周期来获得的周期。

在D相位周期中，由于重置脉冲未被施加到将被处理的像素，所以重置晶体管TR2处于断开状态，如同P相位周期中。也就是说，上述第一电平位垒形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间，并且积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由所述第一电平位垒界定。

因此，没有电荷会在重置晶体管TR2之后从浮动扩散FD流到恒定电压源VDD。

在D相位周期中，转移脉冲(转移接通信号)被施加到将被处理的像素。因此，转移晶体管TR1被接通，从而使得直到P相位周期在光电二极管PD与浮动扩散FD之间形成的位垒消失。因此，根据由光电二极管PD接收到的光量产生的电荷流入浮动扩散FD。

在D相位周期中，由于在重置周期之后，选择脉冲(选择接通信号)被施加到将被处理的像素，所以选择晶体管TR4处于接通状态。也就是说，VSL电压变成通过放大浮动扩散FD的电压获得的电压，所述放大是通过放大晶体管TR3执行。也就是说，垂直信号线VSL呈现对应于由光电二极管PD接收到的光量的电压。

在D相位周期中测量像素电压期间所使用的参考电压变化的范围被设定为充分大。下文中，将参考电压可以变化的范围的下限称为“系统中的饱和电平”。当普通光入射时，系统中的饱和电平不会下降到可以由垂直信号线VSL呈现的下限以下，从而使得可以适当地执行相关双采样的第二阶段。

由于如上所述控制像素PXL和ADC电路71，所以VSL电压不会减少到垂直信号线VSL的电压的下限，不会下降到系统中的饱和电平以下，并且在计数器74向上计数到“800”时与参考信号交叉。

在第三示例中，如果由光电二极管PD接收到的光量过量，那么停用相关双采样，借此使得可以有效避免模糊的影响。在第三示例中，由于由P相位周期中重置晶体管TR2形成的位垒与由D相位周期中重置晶体管TR2形成的位垒处于相同的第一电平，所以可以避免上述耦合现象和电荷注入现象的影响。

(5-2)当强光入射时的CDS操作

接下来，将参照图20和图21A至21E描述当强光入射时固态图像捕捉设备100的操作的第三示例。图20示出当强光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线，并且图21A至21E示出在图20所示的定时处的像素的电位。每个周期中像素和ADC电路71的操作基本上与普通光入射的上述情况中的操作相同，并且下文将不提供与普通光入射的情况中的操作相同的操作的详细描述。

<重置周期>

在重置周期中，重置晶体管TR2由重置接通电压重置，如同普通光入射的上述情况中。此时，当重置晶体管TR2被接通时，出现耦合现象和电荷注入现象，浮动扩散FD的电压如图21A所示增加，并且VSL电压如图20所示也增加。在重置周期中，AZ操作也被执行。

<AZ周期>

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到重置晶体管TR2，从而使得重置晶体管TR2处于半接通状态。

此时，由于强光引起的模糊，使得电荷积累在浮动扩散FD中，如图21B所示。放大晶体管TR3放大对应于积累的电荷的电压，并将放大的电压输出到垂直信号线VSL，从而使得与重置周期中的电压相比，垂直信号线VSL的电压大幅减少。

然而，如上所述，由重置晶体管TR2形成的位垒被调整为低于第一电平的第二电平，从而使得浮动扩散FD的电压被钳位为FD钳位电压或更低，并且VSL电压也被限幅为限幅电压或更高。

<P相位周期>

在P相位周期中，由于重置脉冲未被施加到重置晶体管TR2，所以重置晶体管TR2处于断开状态。积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由第一电平位垒界定。

在P相位周期中，由强光引起的模糊导致电荷积累在浮动扩散FD中，如图21C中所示。在这种情况下，在P相位周期中，由于重置晶体管TR2的位垒高于上述AZ周期中的位垒，所以由模糊积累的电荷的电位即使在超出第二电平之后也继续增加。

例如，当最大电平的电荷积累在浮动扩散FD中时，VSL电压的减少速率如图20所示高。因此，参考信号和VSL电压不会彼此交叉，并且在相关双采样的第一阶段中，像素信号未被采样并且计数器74计数至满计数。

在这些情况下，相关双采样不工作。因此，当计数器74在P相位周期中计数至满计数时，执行用于强制确定像素具有白色信号的处理，借此允许根据本实施例的固态图像捕捉设备适当处理黑色太阳效应。

<日斑确定周期>

由于在图20所示的示例中接收到强光，所以在日斑确定周期中执行AZ操作或丢弃计数器74的计数值。

更具体来说，比较器76执行比较操作并将所得接通信号输出到OR电路79。作为响应，OR电路79将接通信号输出到AZ开关75，以执行用于接通AZ开关75的AZ操作。在定时控制器60的控制下，计数器74的计数值也被重置。

如上所述，当丢弃了从相关双采样得到的信息时，计数器74在对应于D相位周期中的黑色电平的值恢复计数。因此，可以在不计数到D相位周期中的满计数的情况下输出像素信号作为白色信号。

<D相位周期>

在D相位周期中，由于重置脉冲未施加到重置晶体管TR2，所以重置晶体管TR2处于断开状态。因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第一电平位垒界定。也就是说，在D相位周期中，由重置晶体管TR2形成的位垒高，并且与日斑确定周期相比，可以积累在浮动扩散FD中的电荷的最大值增加。

在图20和图21A至21E所示的示例中，出现归因于强光的模糊，并且在操作从日斑确定周期变为D相位周期时(即，当重置电压从FD钳位电压变为重置断开电压时)，由模糊产生的电荷开始再次积累在浮动扩散FD中。

因此，浮动扩散FD的电压从FD钳位电压逐渐减少，并且相应地，垂直信号线VSL的电压也从限幅电压以指数方式逐渐减少。

然而，用于日斑确定周期中的AZ操作的限幅电压也被确定为使得在日斑确定周期中重置的VSL电压与D相位周期中的VSL电压之间确保了系统中的饱和电平。因此，当VSL电压在D相位周期开始时为限幅电压并且随后VSL电压减少到下限时，计数器74可靠地计算到满计数。

在图20所示的示例中，计数器74停止计数直到计数值达到对应于黑色电平的“0”，随后从“0”开始计数，并且计数直到满计数“1023”。因此，当强光入射时，相关双采样被断开，借此可以可靠地输出白色信号。

(5-3)当中间光入射时的CDS操作

接下来，将参照图22和图23A至23E描述当中间光入射时固态图像捕捉设备100的操作的第三示例。图22示出当中间光入射时在从像素读取的期间的一系列信号线，并且图23A至23E示出在图22所示的定时处的像素的电位。每个周期中像素和ADC电路71的操作基本上与普通光入射的上述情况中的操作相同，并且下文将不提供与普通光入射的情况中的操作相同的操作的详细描述。

<重置周期>

在重置周期中，重置晶体管TR2由重置接通电压重置，如同普通光入射的上述情况中。此时，当重置晶体管TR2被接通时，出现耦合现象和电荷注入现象，浮动扩散FD的电压如图23A所示增加，并且VSL电压如图22所示也增加。在重置周期中，AZ操作也被执行。

<AZ周期>

在AZ周期中，对应于上述FD钳位电压的重置脉冲被施加到重置晶体管TR2，从而使得重置晶体管TR2处于半接通状态。此时，形成在恒定电压源VDD与浮动扩散FD之间的位垒变为第二电平。

在图22和图23A至23E所示的示例中，出现归因于中间光的模糊，借此使得电荷积累在浮动扩散FD中。放大晶体管TR3放大对应于积累的电荷的电压，并将放大的电压输出到垂直信号线VSL，从而使得垂直信号线VSL的电压大幅减少。

因此，高达仅不会达到由重置晶体管TR2形成的位垒的电平的电荷积累在浮动扩散FD中，从而使得VSL电压不会减少到AZ周期中的限幅电压。

<P相位周期>

在P相位周期中，由于重置脉冲未被施加到重置晶体管TR2，所以重置晶体管TR2处于断开状态。积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由第一电平位垒界定。

在图22和图23A至23E所示的示例中，出现归因于中间光的模糊，并且在AZ周期中的阶段，归因于模糊的电荷逐渐积累在浮动扩散FD中，并且VSL电压也逐渐减少。

另外，在P相位周期中，归因于中间光的模糊使得电荷流入浮动扩散FD中，并且随着积累的电荷的量增加，VSL电压朝向限幅电压逐渐减少。

在这种情况下，当垂直信号线VSL与参考电压彼此不交叉时，黑色太阳效应可以通过在强光入射时执行的上述CDS处理来处理。然而，如图22所示，取决于VSL电压的下降状态，当计数器74计数到满计数“-200”附近时，垂直信号线VSL与参考电压可以彼此交叉。

<日斑确定周期>

因此，在图22所示的示例中，由于接收到中间光，所以存在中间光导致黑色太阳效应的可能性。因此，确定两个输入端子之间的上述电位差不在允许范围内，并且丢弃从AZ操作和相关双采样得到的信息。

更具体来说，比较器76执行比较操作并将所得接通信号输出到OR电路79。作为响应，OR电路79将接通信号输出到AZ开关75，以执行用于接通AZ开关75的AZ操作。在定时控制器60的控制下，计数器74的计数值也被重置。

如上所述，当丢弃了从相关双采样得到的信息时，计数器74在对应于D相位周期中的黑色电平的值恢复计数。因此，可以在不计数到D相位周期中的满计数的情况下输出像素信号作为白色信号。

<D相位周期>

在D相位周期中，由于重置脉冲未施加到重置晶体管TR2，所以重置晶体管TR2处于断开状态。因此，积累在浮动扩散FD中的电荷的上限由上述第一电平位垒界定。

在图22和图23A至23E所示的示例中，出现归因于中间光的模糊，并且在操作从日斑确定周期变为D相位周期时(即，当重置电压从FD钳位电压变为重置断开电压时)，由模糊产生的电荷开始再次积累在浮动扩散FD中。

在图22所示的示例中，计数器74停止计数直到计数值达到对应于黑色电平的“0”，随后从“0”开始计数，并且计数直到“900”。因此，当中间光入射时，当可能时使用相关双采样输出信号。当存在出现黑色太阳效应的可能性时，相关双采样被断开，以允许输出对应于由光电二极管PD接收到的光量的适当信号。

(6)总结

根据上述实施例，在重置周期与P相位周期之间的周期中，施加到连接至浮动扩散FD的重置晶体管TR2的重置信号的电平被设定为FD钳位电压，FD钳位电压在重置接通电压与重置断开电压之间。这种布置使得可以避免由流入浮动扩散FD的模糊导致的相关双采样失败，并且也允许ADC电路输出对应于像素信号的适当数字信号。

本技术可以采用以下配置。

(1)一种固态图像捕捉设备，包括：

像素，包括光电转换元件(被配置成将光转换为信号电荷)和第一至第四开关元件；

参考信号发生器，被配置成产生随时间改变的参考信号；和

模拟数字转换器，被配置成通过使用比较器来产生数字信号(对应于由像素输出的模拟信号)，所述比较器具有连接到像素的第一输入端子和连接到参考信号发生器的第二输入端子，

其中，光电转换元件通过第一开关元件连接到预定连接点，

预定连接点通过第二开关元件连接到预定恒定电压源，并且通过第三开关元件连接到第一输入端子，

第一输入端子和第二输入端子通过第四开关元件连接；

其中，在获得对应于由光电转换元件接收到的光量的数字信号过程中，

第二开关元件被接通以重置所述预定连接点的电压，

第四开关元件被接通同时第二开关元件的连接程度处于接通状态与断开状态之间的中间状态，以使第一输入端子和第二输入端子达到相同电位，

第二开关元件未被接通而第三开关元件被接通，以使模拟数字转换器将所述预定连接点的重置电压转换为数字信号，

第二开关元件未被接通而第一开关元件和第三开关元件被接通，以使模拟数字转换器将对应于由光电转换元件产生的信号电荷的电压转换为数字信号。

(2)根据(1)所述的固态图像捕捉设备，其中，当模拟数字转换器将所述预定连接点的电压(由接通第二开关元件而重置的)转换为数字信号时，第三开关元件被接通并且第二开关元件处于接通状态与断开状态之间的所述中间状态。

(3)根据(1)或(2)所述的固态图像捕捉设备，其中，当第一开关元件处于接通状态时和当第一开关元件处于断开状态时，模拟数字转换器都把由像素输出的模拟信号转换为数字信号，并执行相关双采样以产生对应于像素的模拟信号的数字信号，并且

当第二开关元件的连接程度变化并且从像素输入到第一输入端子的模拟信号变为具有预定阈值或更大时，

在模拟数字转换器将对应于由光电转换元件产生的信号电荷的电压转换为数字信号之前、模拟数字转换器将所述预定连接点的重置电压转换为数字信号之后，把第二开关元件的连接程度置于接通状态与断开状态之间的中间状态，把第一输入端子与第二输入端子设定为相同电位，并且在由模拟数字转换器执行的相关双采样中，基于在第一开关元件处于接通状态时由像素输出的模拟信号产生的数字信号被停用，并且基于在第一开关元件处于断开状态时由像素输出的模拟信号产生的数字信号被用作对应于像素的模拟信号的数字信号。

本技术并不限于上述实施例和修改，并且涵盖了上述实施例和修改中公开的元件彼此互换或者元件的组合发生改变所得的配置、相关技术以及上述实施例和修改中公开的元件彼此互换或者元件的组合发生改变所得的配置等。本技术的技术范围并不限于上述实施例，并且涵盖权利要求书和其等同物中陈述的内容。

本公开含有与2011年10月31日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2011-238792中公开的内容有关的主题，上述专利申请的全部内容以引用的方式结合于此。

Claims (5)

1.一种固态图像捕捉设备，包括：

像素，包括光电转换元件和第一至第四开关元件，所述光电转换元件被配置成将光转换为信号电荷；

参考信号发生器，被配置成产生随时间改变的参考信号；以及

模拟数字转换器，被配置成通过使用比较器来产生与由所述像素输出的模拟信号相对应的数字信号，所述比较器具有连接到所述像素的第一输入端子和连接到所述参考信号发生器的第二输入端子，

其中，所述光电转换元件经过所述第一开关元件连接到预定连接点，

所述预定连接点经过所述第二开关元件连接到预定恒定电压源，并且经过所述第三开关元件连接到所述第一输入端子，

所述第一输入端子和所述第二输入端子经过所述第四开关元件连接；

其中，在获得与由所述光电转换元件接收的光量相对应的数字信号的过程中，

所述第二开关元件被接通以重置所述预定连接点的电压，

所述第四开关元件被接通同时所述第二开关元件的连接程度处于接通状态与断开状态之间的中间状态，以使所述第一输入端子和所述第二输入端子达到相同电位，

所述第二开关元件不被接通而所述第三开关元件被接通，以使所述模拟数字转换器将所述预定连接点的重置电压转换为数字信号，以及

所述第二开关元件不被接通而所述第一开关元件和所述第三开关元件被接通，以使所述模拟数字转换器将与由所述光电转换元件产生的信号电荷相对应的电压转换为数字信号。

2.根据权利要求1所述的固态图像捕捉设备，其中，当所述模拟数字转换器将所述预定连接点的、通过接通所述第二开关元件而被重置的电压转换为数字信号时，所述第三开关元件被接通而所述第二开关元件处于所述接通状态与所述断开状态之间的所述中间状态。

3.根据权利要求1所述的固态图像捕捉设备，其中，当所述第一开关元件处于接通状态时以及当所述第一开关元件处于断开状态时，所述模拟数字转换器都将由所述像素输出的模拟信号转换为数字信号并执行相关双采样以产生与所述像素的模拟信号相对应的数字信号，

当所述第二开关元件的所述连接程度变化并且从所述像素输入到所述第一输入端子的所述模拟信号改变到具有预定阈值或更大值时，

在所述模拟数字转换器将与由所述光电转换元件产生的信号电荷相对应的电压转换为数字信号之前、所述模拟数字转换器将所述预定连接点的重置电压转换为数字信号之后，所述第二开关元件的连接程度被置于所述接通状态与所述断开状态之间的所述中间状态，所述第一输入端子与所述第二输入端子被设定为相同电位，并且在由所述模拟数字转换器执行的相关双采样中，基于在所述第一开关元件处于接通状态时由所述像素输出的模拟信号而产生的数字信号被停用，并且基于在所述第一开关元件处于断开状态时由所述像素输出的模拟信号而产生的数字信号被用作与所述像素的模拟信号相对应的数字信号。

4.一种用于固态图像捕捉设备的控制方法，所述固态图像捕捉设备包括：

像素，包括光电转换元件和第一至第四开关元件，所述光电转换元件被配置成将光转换为信号电荷，

参考信号发生器，被配置成产生随时间改变的参考信号，以及

模拟数字转换器，被配置成通过使用比较器来产生与由所述像素输出的模拟信号相对应的数字信号，所述比较器具有连接到所述像素的第一输入端子和连接到所述参考信号发生器的第二输入端子，

其中，所述光电转换元件经过所述第一开关元件连接到预定连接点，

所述预定连接点经过所述第二开关元件连接到预定恒定电压源，并且经过所述第三开关元件连接到所述第一输入端子，

所述第一输入端子和所述第二输入端子经所述第四开关元件连接，

所述控制方法包括：

通过接通所述第二开关元件，来重置所述预定连接点的电压；

通过接通所述第四开关元件同时把所述第二开关元件的连接程度置于接通状态与断开状态之间的中间状态，来使所述第一输入端子和所述第二输入端子达到相同电位；

通过接通所述第三开关元件而不接通所述第二开关元件，来使所述模拟数字转换器将所述预定连接点的重置电压转换为数字信号；以及

通过接通所述第一开关元件和所述第三开关元件而不接通所述第二开关元件，来使所述模拟数字转换器将与由所述光电转换元件产生的信号电荷相对应的电压转换为数字信号。

5.一种用于固态图像捕捉设备的控制程序，所述固态图像捕捉设备包括：

像素，包括光电转换元件和第一至第四开关元件，所述光电转换元件被配置成将光转换为信号电荷，

参考信号发生器，被配置成产生随时间改变的参考信号，以及

模拟数字转换器，被配置成通过使用比较器来产生与由所述像素输出的模拟信号相对应的数字信号，所述比较器具有连接到所述像素的第一输入端子和连接到所述参考信号发生器的第二输入端子，

其中，所述光电转换元件经过所述第一开关元件连接到预定连接点，

所述预定连接点经过所述第二开关元件连接到预定恒定电压源，并且经过所述第三开关元件连接到所述第一输入端子，并且

所述第一输入端子和所述第二输入端子经过所述第四开关元件连接，

所述控制程序使所述固态图像捕捉设备实施下述功能：

通过接通所述第二开关元件，来重置所述预定连接点的电压的功能；

通过接通所述第四开关元件同时把所述第二开关元件的连接程度置于接通状态与断开状态之间的中间状态，来使所述第一输入端子和所述第二输入端子达到相同电位的功能；

通过接通所述第三开关元件而不接通所述第二开关元件，来使所述模拟数字转换器将所述预定连接点的重置电压转换为数字信号的功能；以及

通过接通所述第一开关元件和所述第三开关元件而不接通所述第二开关元件，来使所述模拟数字转换器将与由所述光电转换元件产生的信号电荷相对应的电压转换为数字信号的功能。

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