CN103081425A - 用于载波频率偏移估计和载波频率偏移校正的方法和设备 - Google Patents

Abstract

提供了用于使无线接收机与发射机同步的方法和设备，包括用于计算估计的分数载波频率偏移（FCFO）的方法和装置。该无线接收机接收包括正交频分复用（OFDM）/正交频分多址（OFDMA）符号的信号，该符号与根据恒幅零自相关（CAZAC）序列编码或调制的主要同步信道（P-SCH）相对应。该无线接收机通过计算接收到的时域OFDM/OFDMA符号的前一半与接收到的时域OFDM/OFDMA符号的后一半之间的交叉相关的差分相位来生成估计的FCFO值。

Description

用于载波频率偏移估计和载波频率偏移校正的方法和设备

技术领域

本发明一般地涉及无线通信，并且更具体地涉及用于在诸如基站的设备处实现的发射机与在诸如毫微微小区或用户设备（UE）的另一设备处实现的接收机之间的载波频率同步的方法和设备。

背景技术

正交频分复用（OFDM）是将可用带宽划分成大量紧密间隔的（或窄波带）正交子载波的数字调制技术。使用常规数字调制方案（诸如正交幅度调制（QAM）或正交相移键控（QPSK））以低符号速率（即，其中与信道时间特性相比符号是相对长的）对每个子载波单独进行调制。因为每个OFDM符号的持续时间长，所以称作循环前缀（CP）的保护间隔能够被插入在OFDM符号之间。然后，调制的比特流可以作为OFDM/OFDMA符号的序列通过通信信道在各个正交子载波上进行传送，并且CP允许由多路径（multipath）传播引起的符号间干扰被减少或消除。OFDM在任何给定时间在信道（即，均匀间隔的子载波的组）上仅支持一个用户。为了容纳多个用户，OFDM能够与使用用户的时间、频率或编码分离的多址相结合以提供多用户信道接入。在正交频分多址（OFDMA）中，频分多址通过将不同的OFDM子信道指派给不同的用户来实现。由于高的频谱效率以及在频率选择性信道条件中的鲁棒性能而导致在各种现有的和即将到来的通信标准中使用OFDM/OFDMA，通信标准包括IEEE802.11n、IEEE802.16d、3GPP长期演进(LTE)移动通信标准以及DVB-T/H。

公知的是，OFDM系统对时间和频率同步误差是敏感的。任何基于OFDM的通信系统都需要在接收机（例如，在用户设备处）与发射机（例如，在基站或接入点处）之间的非常准确的时间和频率的同步。

时间同步

为了促进免符号间干扰（ISI）的检测，需要准确的定时信息（关于OFDM/OFDMA符号边界位于何处），使得能够针对FFT来对接收到的OFDM/OFDMA符号的无损坏（uncorrupted）部分进行采样。因此，时间同步的一个目的是估计OFDM/OFDMA符号在何处开始。已经开发了允许接收机确定OFDM/OFDMA符号边界并且由此确定OFDM/OFDMA符号定时的许多帧检测方法。

载波频率同步

在OFDM中，正交性假设了发射机和接收机以完全相同的频率基准进行操作。在发射机与接收机之间的任何载波频率差异都导致载波频率偏移（CFO）。因为组成OFDM信号的子载波被紧密地间隔，CFO在多载波OFDM通信系统中是特别有问题，并且即使是在发射机与接收机之间的小的CFO也能够造成OFDM子载波失去正交性。这引起了载波间干扰（ICI）（即，子载波之间的串扰），这能够在接收机处导致所恢复的数据的误比特率（BER）显著增加。

因此，为了支持免ICI检测，期望尽可能多地减少载波频率偏移（CFO），以帮助确保维持子载波正交性并且减少子载波“泄漏”，使得接收到的OFDM信号的OFDM/OFDMA符号能够被适当地解调。这样，在接收机处实现用于载波频率同步的技术，以估计在接收机与发射机之间的CFO。CFO估计然后可以用于校正在接收机处的基准振荡器的频率，以补偿在发射机与接收机之间的CFO。

有时通过单独地估计分数部分和整数部分来估计在接收机处的总的CFO是有用的。换句话说，一个估计对CFO的整数部分进行估计，被称作整数CFO（ICFO）。另一估计对CFO的分数部分进行估计，被称作分数CFO（FCFO）。然后，接收机使用估计的ICFO和估计的FCFO二者来计算总的估计的CFO。然后，总的估计的CFO可以用于调整接收机的振荡器，以促进接收机与发射机的频率同步。

已经针对估计ICFO和FCFO开发了许多技术。用于估计FCFO的常规技术具有明显缺点，因为它们是耗时的、处理密集的和/或不准确的。因此，存在对于用于估计FCFO的改进技术的持续需要。

因此，从处理角度来看，期望在OFDM接收机处提供更加有效的用于与OFDM发射机的频率同步的改进的方法和系统。还期望提供用于估计并且校正在OFDM接收机与OFDM发射机之间的分数载波频率偏移（FCFO）的方法和系统。还期望提供在大范围内是准确有效的并且对衰落信道定时选择性和多路径延迟不敏感的用于估计FCFO的方法和系统。此外，结合附图以及前述技术领域和背景技术进行，本发明的其他期望的特征和特性将从后续的详细描述和附图中变得明显。

附图说明

当结合以下附图考虑时可以通过参考具体描述和权利要求来得到对本发明的更全面的理解，在附图中，相同的附图标记在全部图中指代类似的元件。

图1是可以实现一些公开的实施例的示例性通信网络的框图；

图2A图示了针对频分双工（FDD）实施方式的无线电帧结构类型1；

图2B描绘了在正常CP模式中的下行链路时隙及其子载波和OFDM/OFDMA符号的相应时间频率资源网格的示例；

图3是示意性地图示根据一些公开的实施例使用的示例性Zadoff-Chu序列（ZCS）到频域中的可用子载波的映射的示图；

图4是图示当假定不存在干扰或衰落时在图3中生成的P-SCH信号的周期性自相关性质的图；

图5是根据公开的实施例的一个示例性实施方式的无线接收机的一部分的框图；

图6是图示接收到的OFDM/OFDMA符号的多个多路径影响的版本的时序图；

图7是图示根据一些公开的实施例的用于估计FCFO的分数载波频率偏移（FCFO）估计器的框图；

图8是图示了根据一些公开的实施例的用于估计ICFO的整数载波频率偏移（ICFO）估计器的框图；以及

图9是图示在通过多路径衰落信道的传输之后在图3中生成的P-SCH信号的周期性自相关性质的模拟图。

具体实施方式

如在本文中所使用的，词语“示例性”指“用作示例、实例或图示”。以下具体描述事实上仅是示例性的，并且不意在限制本发明或本发明的应用和用途。在本文中被描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为优于其它实施例或比其它实施例有利。本具体实施方式中所描述的所有的实施例是被提供为使得本领域的技术人员能够做出或者使用本发明并且不限制由权利要求所定义的本发明的范围的示例性实施例。此外，不存在受到在前述技术领域、背景技术、发明内容或以下具体实施方式中呈现的任何表达或暗示的理论的约束。

在详细描述根据本发明的实施例之前，应当观察到，实施例主要在于用于使无线接收机与发射机同步的方法和设备。在一个实施例中，无线接收机能够在用户设备或毫微微小区中实现，而发射机能够在毫微微小区或基站中实现。在所公开的实施例的一个实施方式中，提供了用于使无线接收机与基站频率同步的方法。

为了实现在无线接收机与发射机之间的频率同步，提供了用于基于OFDM/OFDMA符号来计算估计的分数载波频率偏移（FCFO）的方法和装置，该OFDM/OFDMA符号与根据恒幅零自相关（CAZAC）序列编码或调制的主要同步信道（P-SCH）相对应。无线接收机接收包括OFDM/OFDMA符号的信号。OFDM/OFDMA符号包括基于恒幅零自相关（CAZAC）序列生成的主要同步信道（P-SCH）序列。在一个实施例中，基于映射到子载波的频域Zadoff-Chu序列来生成原始发射的时域P-SCH序列。

发射的OFDM/OFDMA符号的原始发射的时域P-SCH序列具有前一半和后一半。同样地，接收到的时域OFDM/OFDMA符号具有有前一半和后一半的接收到的时域P-SCH序列。估计的FCFO值提供了在无线接收机与发射机之间的FCFO的估计。无线接收机通过计算接收到的时域OFDM/OFDMA符号的前一半和接收到的时域OFDM/OFDMA符号的后一半之间的交叉相关的差分相位来生成估计的FCFO值。使用该方法，估计的FCFO值能够被估计为在+/-一个子载波间隔内。

在一个实施例中，无线接收机计算在接收到的时域P-SCH序列的前一半与原始发射的时域P-SCH序列的前一半之间的第一交叉相关，确定第一交叉相关的复数共轭，并且计算在接收到的时域P-SCH序列的后一半与原始发射的时域P-SCH序列的后一半之间的第二交叉相关。例如，在一个实施方式中，无线接收机在样本范围n=0…(N/2)-1中基于（1）在定时偏移已经应用于接收到的时域P-SCH序列的前一半之后时移接收到的时域P-SCH序列的前一半的样本、与（2）原始发射的时域P-SCH序列的复数共轭的前一半的对应样本的乘积的总和来计算第一交叉相关。无线接收机在样本范围n=N/2…N-1内基于（1）在定时偏移已经被应用于所接收到的时域P-SCH序列的后一半之后时移接收到的时域P-SCH序列的后一半的样本、以及（2）所述原始发射的时域P-SCH序列的复数共轭的后一半的对应样本的乘积的总和来计算第二交叉相关。

无线接收机然后计算第一交叉相关的复数共轭和第二交叉相关的乘积以生成值，计算值的复数相位角，并且经由缩放因子来缩放复数相位角以生成估计的FCFO值。

在一个实施例中，无线接收机基于估计的FCFO值来生成补偿信号，并且将该补偿信号应用于接收到的时域OFDM/OFDMA符号以生成补偿接收到的时域OFDM/OFDMA符号。然后，可以将补偿的接收到的时域OFDM/OFDMA符号从时域变换到频域，以生成能够用于生成估计的整数载波频率偏移（ICFO）值的频域符号。估计的ICFO值将载波频率偏移的整数部分估计为在无线接收机的载波频率与发射机的载波频率偏移的整数子载波间隔内。在一个实施方式中，无线接收机通过确定在接收到的频域P-SCH序列与原始发射的频域P-SCH序列的频移版本的复数共轭之间的相关性的最大绝对值来计算估计的ICFO值。例如，无线接收机能够在ICFO的移位值改变时在ICFO值的可能范围上使接收到的频域P-SCH序列的样本与原始发射的频域P-SCH序列的频移版本的复数共轭的相应样本相关以生成相关值，并且然后确定相关值的最大绝对值以生成估计的ICFO值。

可以使估计的FCFO值和估计的ICFO相加，以生成总的估计CFO值，该总的估计的CFO值提供了在无线接收机与发射信号的发射机之间的CFO的估计。然后，总的估计的CFO值能够用于调整由振荡器生成的数字输出信号的基准频率。然后，数字基带信号能够乘以数字输出信号，以将数字基带信号的频率调整为基准频率，以针对在接收机与发射机之间的CFO进行校正。

如将在下面描述的，在公开的实施例中的一个实施方式中，通过Zadoff-Chu序列的映射生成的P-SCH信号的周期性自相关特征被采用来生成估计的FCFO。这些FCFO估计在大范围内是准确的，并且能够使用单个OFMD/OFDMA符号来进行估计。与用来估计FCFO的常规方法相比，这大大地提高了处理效率。此外，用于计算估计的FCFO的公开的方法和设备对衰落信道定时选择性和多路径延迟不敏感。

在参考图5-9描述所公开的实施例之前，将参考图1来描述操作环境的示例，并且参考图2A和图2B来描述无线电帧结构，并且参考图3和图4来描述在该无线电帧结构内实现的主要同步信道（P-SCH）。

图1是实现一些公开的实施例的示例性通信网络100的框图。在一个实施例中，通信网络100是OFDMA网络。OFDMA网络可以实现诸如演进的UTRA（E-UTRA）的无线电技术。UTRA和E-UTRA是通用移动电信系统（UMTS）的一部分。3GPP长期演进（LTE）和高级LTE（LTE-A）是使用E-UTRA的UMTS的新版本。UTRA、E-UTRA、UMTS、LTE、LTE-A在称为“第三代合作伙伴计划”（3GPP）的文献中进行了描述。另外，系统100可以利用基本上任何类型的双工技术来划分通信信道（例如，下行链路、上行链路、…），双工技术诸如频分双工（FDD）、频分复用（FDM）、时分复用（TDD）、时分复用（TDM）、码分复用（CDM）等。在FDD系统中，下行链路信号可以利用与由上行链路信号使用的频带不同的频带，而在TDD系统中，下行链路信号和上行链路信号能够在不同的时刻利用公共频带。如在本文中所使用的，频带是可以用于通信的频率范围，并且可以通过（i）中心频率和带宽或（ii）低频率和高频率来给出。频带还可以被称为带、频率信道等。本文所述的技术可以用于上述无线网络和无线电技术以及其它无线网络和无线电技术。为清楚起见，该技术的特定方面在下面使用LTE技术来描述；然而，本领域的技术人员将认识到，这样的描述是非限定性的并且仅用于说明实现所公开的实施例的一个示例性环境的目的。

系统100包括毫微微小区100（也称为接入点基站或家庭节点B（HNB））、用户设备（UE）120、诸如因特网的IP网络140、移动核心网络（MCN）150以及还称为家庭演进节点B（HeNB）的宏小区基站（BS）160。为清楚起见，图1描绘了一个毫微微小区110、一个UE120以及一个宏小区BS160。然而，应当理解，网络100能够包括多于一个的每一个。

宏小区BS160经由回程155通信地耦合到MCN150。MCN150可以包括被耦合到宏小区BS160（以及其它宏小区BS）的网络控制器（未图示），使得该网络控制器可以针对这些宏小区BS来提供协调和控制。如在本文中所使用的，术语“宏小区基站”可以指通过空中接口通过一个或多个扇区与UE并且通过回程网络通信与其它基站进行通信的接入网络中的装置。宏小区BS可以通过将接收到的空中接口帧转换为IP分组来用作在UE与接入网络的其余部分之间的路由器，接入网络可以包括IP网络。宏小区BS还协调对于空中接口的属性的管理。宏小区BS还可以被称为接入点（AP）、节点B、演进的节点B（e节点B）、演进的基站（eBS）、接入网络（AN）或本领域的技术人员所公知的其它技术。尽管没有图示，但是本领域的技术人员将理解，宏小区BS160包括天线、发射机链以及接收机链，其中的每一个都能够包括与信号发射和接收相关联的部件（例如，处理器、调制器、复用器、解调器、解复用器、天线等）。

毫微微小区110是共享分配给蜂窝服务提供商的得到许可的电磁频谱的低功率蜂窝基站或接入点，并且提供用于蜂窝服务的个人移动电话信号以促进提高在诸如建筑物或住房等室内站点处的接收信号强度（RSS）。因为毫微微小区110具有低的发射功率，所以可以涵盖相对于宏小区BS来说相对小的地理区域（例如，家庭130）。这样，毫微微小区能够提供更好的室内信号强度，并且提高覆盖范围或能力另外可能是有限的或不可用的室内环境内的覆盖范围和能力。毫微微小区110使用基于IP的回程115（例如，驻地DSL或电缆宽带连接）来将UE120连接到移动运营商的核心网络150。在图1中所示出的示例性布置中，毫微微小区110经由DSL路由器、电缆调制解调器、和/或其它适当的装置（未示出）耦合到诸如因特网的宽带IP网络140，以经由回程145向毫微微小区提供对MCN150的访问。毫微微小区的拥有者能够订阅移动服务（例如，通过移动运营商核心网络150提供的3G/4G移动服务），并且毫微微小区110可以允许具有与毫微微小区的相关性的UE的限制访问（例如，封闭订户组（CSG）中的UE、用于家庭中的用户的UE等）。在一个示例中，毫微微小区10能够被安装在用户住所130或其它小规模的网络环境中。

如在本文中所使用的，术语“用户设备”指设计为通过无线信道通过空中接口与基础设施装置进行通信的任何便携式计算机或其它硬件。用户设备是“便携式的”并且可能是移动的或“漫游的”意味着用户设备能够在物理上四处移动，但在任何给定时间可能是移动或固定的。用户设备可以是多种类型的移动计算设备中的任何一种，移动计算设备包括但不限于移动站（例如，蜂窝电话手持电话、移动无线电装置、移动计算机、手持或膝上型装置以及个人计算机、个人数字助理（PDA）等）、接入终端、订户站、无线计算装置或配置成经由无线通信进行通信的任何其它装置。

宏小区BS160可以提供用于相对大的地理区域（例如，在半径上若干千米）的通信覆盖范围，并且可以允许通过具有服务订阅的UE无限制访问。在这点上，宏小区BS150定义了小区或覆盖区域170并且能够在提供与特定服务位置相关的服务的其覆盖区域170内对诸如UE120的UE进行服务。小区170可以被划分成多个扇区，其中扇区指小区170内的物理覆盖区域。在3GPP中，根据使用术语的上下文，术语“小区”能够指为服务覆盖区域的宏小区BS160和/或宏小区BS160的子系统的覆盖区域。

在图1中图示的示例中，宏小区BS160能够与UE120（和其它UE）进行通信。用于从宏小区BS160向UE120的传输的通信链路可以被称为下行链路（DL），并且用于从UE120向宏小区BS160的传输的通信链路可以被称为上行链路（UL）。可替换地，下行链路可以被称为前向链路或前向信道，并且上行链路可以被称为反向链路或反向信道。宏小区BS160可以在下行链路上将数据和信令/控制信息发射到UE120，并且可以在上行链路上从UE120接收数据和信令/控制信息。在一个非限制性实施方式中，可以根据OFDM/OFDMA技术来在宏小区基站260与UE120之间发送和接收信号。

毫微微小区110能够使用与宏小区BS160的技术类似的技术（例如，调制和编码方案）来与UE120进行通信。根据实施方式，毫微微小区110能够布置在单个频率上或在多个频率上，该多个频率可能与相应的宏小区频率重叠。毫微微小区110可以具有比宏小区BS160（例如，20瓦特）更低的发射功率水平（例如，1瓦特）、不同的覆盖区域，以及对系统100中的干扰的不同影响。

毫微微小区110和UE120的接收机理论上应该与宏小区BS160的发射机是时间和频率同步的。如将在下面参考图5-9所描述的，毫微微小区110和/或UE120能够采用频率偏移估计和消除技术来减少在宏小区BS160与毫微微小区110和/或UE120之间的载波频率偏移。在描述用于估计CFO并且使用估计的CFO来消除/减少CFO的一些公开的实施例之前，将参考图2A和图2B来提供LTE下行链路无线电帧结构的描述，并且将参考图3和图4来提供在该下行链路无线电帧结构中使用的主要同步信道（P-SCH）的描述。

LTE下行链路无线电帧结构

按照3GPP LTE规范，下行链路传输被组织成无线电帧。每个无线电帧是10ms的持续时间。LTE规范定义了两个无线电帧结构：使用频分双工（FDD）和时分双工（TDD）二者的帧结构类型1以及使用TDD的帧结构类型2。

图2A图示了用于频分双工（FDD）实施方式的无线电帧结构类型1200。如图示，无线电帧结构类型1用于下行链路并且被优化为与3.84Mcps UMTS地面无线电接入（UTRA）系统共存。在LTE帧结构类型1中，下行链路传输被分割成每一个都具有预定持续时间（例如，10毫秒（ms））的无线电帧200的单元。每个无线电帧200都被分割成10个子帧（1…10），并且每个子帧（1…10）都具有两个连续的0.5ms时隙。因此，每个下行链路无线电帧200都包括20个时隙。

时隙和符号结构

每个时隙都包括时域中的多个OFDM/OFDMA符号，并且该时隙中的每个OFDM/OFDMA符号都由循环前缀（CP）来引导。每个时隙中的OFDM/OFDMA符号的数目根据基站以“正常”还是“扩展”循环前缀（CP）模式进行操作而变化。如为本领域的技术人员公知的，CP是保护间隔，CP被加到作为符号的结束的重复的符号作为前缀。CP扩展该符号使得与相邻的符号分离。在CP内，前面的符号可能具有失真。然而，如果CP具有足够的持续时间（例如，所述持续时间大于最大信道延迟），则前面的符号将不溢出到当前符号，并且由多路径延迟引起的符号间干扰（ISI）能够被减少/消除。因此，为了行之有效，CP的长度必须至少等于多路径信道的预期的长度。

在LTE中，可以根据期望的多路径延迟来在不同的无线电环境中使用正常和扩展CP模式。设置的CP模式根据不同的覆盖范围区域、信道条件或影响变量的任何其它性能而变化。对于“可靠的”通信链路，LTE规范建议长的或扩展CP模式，并且对于不太可靠的通信链路，能够使用短的或正常CP模式。每个时隙中的OFDM/OFDMA的数目根据实现的CP模式而变化。在长的或扩展CP模式中，每个时隙都具有六（6）个OFDM/OFDMA符号，而每个时隙在短的或正常CP模式中具有七（7）个OFDM/OFDMA符号。例如，图2A图示了在帧结构类型1200中的分别在正常/扩展CP模式中能够用于下行链路信道的替代的时隙结构230/240。在正常CP模式期间，每个时隙230都包括七个符号（并且因此每个子帧/TTI由14个符号构成）。与此相比，在扩展CP模式中，每个时隙240都由6个符号构成（并且因此每个子帧/TTI都由12个符号构成）。不论模式如何，正交性都通过使符号长度等于子载波间隔（Δf）的倒数来实现，子载波间隔为15kHz，这意味着符号长度是66.7μs。

时间频率资源网格和资源元素

每个下行链路时隙都与时间频率资源网格相对应。图2B描绘了下行链路时隙230（在正常CP模式中）及其子载波和OFDM/OFDMA符号的相应时间频率资源网格的示例。要发射的数据被映射成称作资源元素的基本元素单元。每个资源元素都是调制符号，该调制符号通过发射天线、子载波位置以及无线电帧内的OFDM/OFDMA符号索引来唯一地标识。每个资源元素可以用于发送可以是实数值或复数值的一个调制符号。资源元素可以覆盖一个符号时段中的一个子载波，并且是用于下行链路传输的最小时间频率单元。如图2B中所图示，可用的时间频率资源可以被分割成资源块。资源块被定义为时域中的

个连续OFDM/OFDMA符号以及频域中的个连续子载波。因此，资源块由

个资源元素构成，与时域中的一个时隙和频域中的180kHz相对应。

在与实现正常CP的帧结构类型1相对应的图2B中图示的具体示例中，RB包括频率中的12个相邻子载波的组，并且一个时隙在时间上形成资源块（RB）（即，每个资源块可以覆盖一个时隙中的12个子载波）。换句话说，RB以15kHz的子载波间隔横跨12个连续子载波，并且7个连续符号在0.5ms的时隙持续时间上。（虽然在图2B中没有图示，但是CP作为保护间隔而被添加到每个符号）。因此，在该示例中，RB具有84个资源元素（12个子载波x7个符号），其对应于时域中的一个时隙和频域中的180kHz（12个子载波x15kHz间隔）。RB的大小对于所有带宽来说是相同的，因此，可用物理RB的数目取决于传输带宽。在频域中，可用RB的数目的范围能够从6（当传输带宽是1.4MHz时）到100（当传输带宽是20MHz时）。

LTE同步信道

在LTE网络中，设法接入小区的UE执行允许该UE识别不同类型的信息的小区搜索过程，该不同类型的信息包括：符号和无线电帧定时、频率、小区标识、总传输带宽、天线配置以及循环前缀长度。同步信号在小区搜索期间用于执行一系列同步阶段，该一系列同步阶段允许UE确定解调下行链路信号并且对用正确的定时发射上行链路信号所需要的时间和频率参数。

更具体地，在每个小区中发射的两个同步信号：主要同步信号（PSS）和次要同步信号（SSS）。PSS和SSS分别对应于主要同步信道（P-SCH）和次要同步信道（S-SCH）。

如图2A中所示，SSS210/212和PSS220/222是每无线电帧被发射或者广播两次的下行链路物理信号。具体地，使用第一子帧（子帧索引0）的第一时隙的最后两个OFDM/OFDMA符号并且在第六子帧（子帧索引5）的第一时隙的最后两个OFDM/OFDMA中每隔5ms周期性地发射SSS210/212和PSS220/222。在适用于FDD小区的一个实施方式中，SSS位于紧接在PSS前的符号中。

3GPP标准规定使用多个（三个）P-SCH信号来在UE处支持OFDM/OFDMA符号定时同步。该三个P-SCH信号被绑定到小区标识组内的小区标识。已经提供了基本DL无线电帧结构和P-SCH的描述，现在将提供用于生成P-SCH的编码序列的描述。

恒幅零自相关（CAZAC）序列

恒幅零自相关（CAZAC）序列是具有模一和等于零的异相周期（循环）自相关的周期性复数值数学序列。CAZAC序列的公知示例包括：Chu序列、Frank-Zadoff序列、以及Zadoff-Chu（ZC）序列。Zadoff-Chu序列（ZCS）（也称为广义啁啾状（GCL）序列）是具有特殊性质的一种类型的CAZAC波形。ZCS是具有恒幅和平坦频域响应的复数值数学序列。此外，在两个ZCS之间的循环交叉相关在质数长度的恒幅情况下是低的。ZCS还展示了零或近零循环自相关，意味着具有其本身的循环移位版本的相关是差量函数（delta function）。交叉相关的平均值和峰值相对于自相关是低的，并且因此任何残余交叉相关信号能够被认为是具有低变化的白噪声。当接收到的信号与参考序列相关并且接收到的参考序列不对准时，该几乎理想的循环自相关性质是重要的。当每个循环移位（在信号的时域内考虑）大于该信号在发射机与接收机之间的多路径延迟扩展和组合的传播延迟时，ZCS的循环移位版本保持彼此正交。这样，当ZCS用于生成无线电信号时，当在接收机处恢复信号时，ZCS序列的循环移位版本彼此不交叉相关。ZCS还具有低频偏移灵敏度，该低频偏移灵敏度可以被定义为时域中的最大不期望的自相关峰值与在特定频率偏移计算的期望的相关峰值的比率。平坦频域自相关性质和低频偏移灵敏度支持在初始同步期间容易地检测到PSS（例如，采用多达±7.5kHz的频率偏移的PSS检测）。

在3GPP LTE标准中，ZCS用于定义如现在将参考图3所描述的PSS和P-SCH。

PSS序列

在3GPP LTE标准中，P-SCH信号是具有在DC子载波附近集中的多达72个有源子载波的OFDM信号。如现在将描述的，有源子载波用小区特定P-SCH序列的元素d_u(n)来调制，该d_u(n)是从具有根索引u=u1、u2和u3的三个不同的ZCS组。

图3是示意性地图示根据一些公开的实施例使用的将示例性Zadoff-Chu序列（ZCS）d_u(n)映射到频域中的可用子载波的示图300。该映射用于生成主要同步信号（PSS）序列，该主要同步信号序列根据ZCS来进行调制，并且最后在每个下行链路无线电帧中作为P-SCH被发射两次。

在该具体实施例中，P-SCH占用对称地位于在DC子载波（子载波索引为零）附近的62个中央子载波，DC子载波被保留不使用以避免在DC子载波上进行发射。在每个同步序列（-36,-35,-34,-33,-32,32,33,34,35,36）中的每个末端处的最后五个资源元素（未示出）未被使用，并且因此未在图3中图示。该结构使得UE能够使用大小64的FFT和比在使用中央资源块中的所有72个子载波时所需要的采样速率低的采样速率来检测PSS。

生成的还没有移位的ZCS被称为“根序列”。在LTE中在每个小区组内，生成了与ZCS序列的具体根序列索引（u）相对应的三个ZCS。Zadoff-Chu根序列索引（u）在表1中被指定，表1在第一列中示出了小区标识组（

），并且在第二列中示出了可以用于P-SCH信号的对应的Zadoff-Chu根序列索引（u）。

表1

用于ZC序列的该组根（u=29,34,25）被选择用于其良好的周期自相关和交叉相关性质。

根据描述了小区搜索的3GPP LTE标准部分，能够根据如下等式（1）来指定用于生成主要同步信道（P-SCH）信号的频域ZCS：

$d_u\left(n\right)\left\{\begin{array}{c}{e}^{-j\frac{\mathrm{\πun}(n+1)}{63}},n=\mathrm{0,1},...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\πu}(n+1)(n+2)}{63}},n=\mathrm{31,32},...,61\end{array}\right.$ 等式（1）

在表达式（1）中，ZCS的序列长度（N_ZC）是63，n是从0到61或（在0与N_ZC-1之间）的范围的索引，并且u是Zadoff-Chu根序列索引（u），其中，针对三个ZCS所选择的根是如上所述的u=25、29、34。生成的三个ZCS具有长度62并且是彼此正交的。

为了生成PSS序列，经由等式（1）生成的序列（d_u(0)…d_u(61)）的元素能够根据如下等式（2）而被映射成资源元素（a_k,l）：

a_k,l=d(n),

n=0,...,61,    等式（2）

$k=n-31+\frac{N_{\mathrm{symb}}^{\mathrm{DL}}{N}_{\mathrm{BW}}^{\mathrm{RB}}}{2}$

其中，a_k,l是资源元素（k,l），k是范围从-31到+31的与一个子载波（k）相对应的子载波索引，l是与一个特定OFDM/OFDMA符号周期（l）相对应的符号索引，n是范围从0到61的序列索引，是资源块中的连续时域OFDM/OFDMA符号的数目，并且

是资源块中的连续频域子载波的数目。序列索引n=-5,-4,-3,-2,-1,62,63,64,65,66被保留并且不用于P-SCH信号的生成。

三个得到的P-SCH信号被绑定到小区标识组内的小区标识（N_ID）0、1或2。BS选择与特定扇区或小区标识符相关联的三个主要同步序列（PSS）中的一个，并且能够在P-SCH中发射所选择的PSS。

P-SCH的周期性自相关特性

自相关是信号与其本身的交叉相关。通过图3中图示的映射生成的P-SCH信号展示了高度的自相关。例如，图4是图示当假定不存在干扰或衰落时在图3中生成的P-SCH信号的周期性自相关性质。在该特定示例中，示出了FFT大小（N）为1024的周期性自相关。在自相关图或“相关图”中，垂直轴表示使用FFT技术计算的自相关值（从零到一）。水平轴表示时间延迟索引，其范围在0与1023之间，并且表示在1024个值的相同序列的两份副本之间的1024个可能的唯一偏移。时间延迟索引是对于N等于1024的自相关所需要的延迟的采样数目（或首尾循环移位数目）。图4说明了用于生成P-SCH信号（例如，通过图3中图示的映射生成）的序列具有非常好的/强的周期性自相关性质，因为峰值自相关值位于0和1024的极端时间延迟索引附近。如将在下面描述的，当对FCFO进行估计由此提高FCFO估计的准确性时，这些强的周期性自相关性质帮助消除或者减少多路径干扰的影响。

图5是根据所公开的实施例的一个示例性实施方式的无线接收机500的框图。在一个实施方式中，无线接收机500能够在无线通信装置中实现，无线通信装置诸如与LTE系统中的宏小区基站进行通信的毫微微小区或用户设备，并且因此需要维护与宏小区基站的时间和频率同步。

无线接收机500包括天线502、模拟前端模块504、模数转换器（ADC）505、频率校正模块510、时间同步和载波频率偏移估计器模块580、快速傅里叶变换（FFT）模块590、信道估计和均衡化模块592、以及解调和前向纠错（FEC）模块596。本领域的技术人员将认识到，无线接收机500能够包括为简洁起见而没有图示的其它常规接收机模块。

无线接收机500经由天线502从发射机（未示出）接收具有调制的OFDM/OFDMA符号的RF信号503。

无线接收机500将RF信号503传送到模拟前端模块504。本领域的技术人员公知的，模拟前端模块504包括各种部件（例如，滤波器、低噪声放大器（LNA）、自动增益控制（AGC）电路、下转换混频器、以及用于驱动混频器的相关的本地振荡器等），以对调制的RF信号503进行处理以生成适用于输入到模数转换器（ADC）505中的模拟基带波形（具有下转换的OFDM/OFDMA符号）。

例如，在一个实施例中，在经由天线502接收到射频信号503之后，期望的信号被选择并且下转换到中间频率、滤波，并且然后用IQ解调器来下转换并且再次滤波以生成模拟基带（或比原始射频更低的频率的通带）信号。模拟前端504可选地可以包括自动增益控制（AGC）电路（未图示），以改变接收到的信号的增益，使得在AGC电路的输出处的所有信号可以具有相同的幅度。作为AGC电路的反馈和控制，模拟前端模块504可以包括功率测量电路以测量来自AGC电路的输出的增益控制信号的功率。在模拟前端模块504处执行以生成模拟基带信号的各种处理步骤根据具体的实施方式而变化，并且在本领域中是公知的。为了清楚起见，将不在本文中进一步对这些处理步骤进行描述。

模数转换器（ADC）505对模拟基带波形（具有经下转换的OFDM/OFDMA符号）执行模数到数字（A/D）转换，以生成包括数字化时域OFDM/OFDMA符号的数字基带信号506。

在一个实施例中，频率校正模块510包括至少乘法器512和数控振荡器（NCO）575。在乘法器512处，数字基带信号506与来自NCO575的数字输出信号582相乘，以在由NCO575控制的频率下生成频率补偿的基带信号514。如将在下面更详细地描述的，数字输出信号582处于基准频率，该基准频率校正在无线接收机500与发射调制的RF信号503的发射机之间的CFO。

时间同步和载波频率偏移（CFO）估计器模块580执行现在将在下面描述的各种定时和频率同步操作。在一个实施例中，时间同步和载波频率偏移（CFO）估计器模块580包括符号定时同步模块520、分数CFO（FCFO）估计模块530、补偿模块540、整数CFO（ICFO）估计模块560以及加法器模块570。

基带信号514被发送到符号定时同步模块520和分数CFO（FCFO）估计模块530二者。

由于多路径衰落，基带信号514将包括由于不同的发射/接收路径而导致的多个传输流。图6是图示接收到的OFDM/OFDMA符号600的多个多路径影响的版本的时序图。特定OFDM/OFDMA符号600中的每一个多路径影响的版本都包括循环前缀（CP）610和FFT部分620（即，FFT窗口625内的部分）。在该实施例中，FFT部分620与上述P-SCH符号相对应。图6中所示出的P-SCH符号的一个性质是因为它使用CAZAC序列来生成，所以它具有截然不同的图案。P-SCH符号620能够被划分成展示了时域对称性的第一部分630和第二部分640。如将在下面进一步描述的，该PSS序列的图案允许使用仅单个P-SCH符号来在宽的估计范围上准确地估计分数载波频率偏移（FCFO）。

这样，无线接收机500必须对OFDM/OFDMA符号边界进行时间对准。为了这样做，符号定时同步模块520包括时间同步（TS）模块522，该时间同步（TS）模块522接收OFDM/OFDMA符号的多个多路径副本，检测OFDM/OFDMA符号的多个多路径副本中的每一个中的OFDM/OFDMA符号边界以确定OFDM/OFDMA符号的正确起始位置，识别快速傅里叶变换（FFT）窗口大小和循环前缀（CP）长度，并且在FFT处理发生之前使OFDM/OFDMA符号的起始位置的定时与FFT窗口同步。TS模块522可以采用任何已知的定时同步方法来检测OFDM/OFDMA符号边界并且确定每个符号的正确起始位置。在一个实施例中，TS模块522使进入的OFDM/OFDMA符号与已知序列相关，以检测OFDM/OFDMA符号边界并且确定每个符号的正确起始位置。

当OFDM/OFDMA符号被时间同步时，TS模块522将OFDM/OFDMA符号发送到CP移除（CPR）模块525。CPR模块525移除先于（或者添加到开始处的）每个时间同步的OFDM/OFDMA符号的CP，并且输出具有其各自的CP被移除的OFDM/OFDMA符号的时域信号526。TS模块522还将关于OFDM/OFDMA符号边界的位置的定时偏移信息524发送到FCFO估计模块530，并且发送到串行至并行（S/P）转换器模块527。当S/P转换器模块527从CPR模块525接收到时域OFDM/OFDMA符号的符号流时，S/P转换器模块527使用定时偏移信息524来生成时域OFDM/OFDMA符号的N个并行流，其中，每个流都与N个正交子载波中的一个相对应。该N个并行时域OFDM/OFDMA符号流最后被发送到FFT模块590。

分数载波频率偏移（FCFO）估计

FCFO估计模块530使用单个OFDM/OFDMA符号基于独立OFDM/OFDMA符号来执行时域分数CFO估计。FCFO估计模块530使用定时信息524来确定每个时域OFDM/OFDMA符号的边界，并且然后基于特定的时域OFDM/OFDMA符号来计算估计的FCFO值（

）534，该估计的FCFO值（

）534提供了在无线接收机500和发射机之间的FCFO的估计。估计的FCFO值（）534将载波频率偏移的分数部分估计为在+/-一个子载波间隔（在3GPP LTE网络中为+/-15kHz）内。

在现在将参考图7描述的一个实施例中，估计的FCFO值（

）534能够通过基于如下表达式（3）确定P-SCH的前一半与后一半之间的交叉相关的差分相位来计算：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{1}{\mathrm{\π}}\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}\left(\mathrm{\Δf}\right)$ 等式（3）

其中，n是范围从0到N-1的样本索引，其中N是FFT窗口的样本大小，?f是子载波间隔（例如，15jHz），θ_Time是与从符号定时同步模块520提供的FFT窗口的开始的符号定时点相对应的定时偏移（θ_Time）信息，r(n)是表示接收到的时域P-SCH序列（在通过多路径衰落信道的传输之后）的离散函数，r(θ_Time+n)是表示在定时偏移（θ_Time）信息已经应用于r(n)之后所接收到的时域P-SCH序列的时移版本的离散函数，x(n)是表示原始发射的时域P-SCH序列的离散函数，并且x*(n)是表示原始发射的时域P-SCH序列的复数共轭的离散函数。

样本索引（n）可以根据FFT窗口的样本大小（N）而变化。例如，当FFT窗口是512个样本（即，N=512）时，索引将范围从0到511，P-SCH的前一半包括样本0到255，而P-SCH的后一半包括样本256到511。与此相比，当FFT窗口是1024个样本（即，N=1024）时，索引将范围从0到1023，P-SCH的前一半包括样本0到511，而P-SCH的后一半包括样本512到1023。表达式（3）的估计的范围在±子载波间隔(±Δf)之间。

图7是图示根据一些公开的实施例的用于估计FCFO的分数载波频率偏移（FCFO）估计器的框图。

基于例如上述Zadoff-Chu序列所生成的P-SCH序列（x(n)）的一个特性是发射的OFDM/OFDMA符号的原始发射的时域P-SCH序列（x(n)），并且接收到的时域P-SCH序列（r(n)）都能够被划分成前一半630和后一半640。在框710处，接收到的时域P-SCH序列（r(n)）（在通过多路径衰落信道的传输之后）的样本被分成两个部分，这两个部分在本文中将被称为与样本范围n=0…(N/2)-1相对应的前一半以及与样本范围n=(N/2)…N-1相对应的后一半。同样地，在框715处，原始发射的时域P-SCH序列（x(n)（在通过多路径衰落信道的传输之前）的样本被分成两个部分，这两个部分在本文中被称为与样本范围n=0…(N/2)-1相对应的前一半以及与样本范围n=(N/2)…N-1相对应的后一半。因此，r(n)和x(n)的前一半与样本范围n=0…(N/2)-1相对应，而r(n)和x(n)的后一半与样本范围n=(N/2)…N-1相对应。在两种情况下，样本索引（n）根据由时间同步模块所定义的FFT窗口的样本大小（N）而变化。

在框720处，FCFO估计器模块530针对样本0到(N/2)-1计算在所接收到的时域P-SCH序列（r(n)）的前一半与原始发射的时域P-SCH序列（x(n)）的前一半之间的第一交叉相关，并且确定第一交叉相关的复数共轭（*）。框720能够用如下表达式（3A）表示：

${\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}$ 表达式（3A）

在框720处，FCFO估计器模块530包括交叉相关器模块722，该交叉相关器模块722在样本范围n=0…(N/2)-1内基于（1）时移接收到的时域P-SCH序列（r(θ_Time+n)）的前一半（即，所接收到的时域P-SCH序列（在已经应用定时偏移（θ_Time）之后的（r(n)）的前一半）的样本、以及（2）原始发射的时域P-SCH序列的复数共轭（x*(n)）的前一半的相应样本的乘积的总和来计算第一交叉相关。框720还包括复数共轭计算模块724，该复数共轭计算模块724对交叉相关器模块722的输出进行操作以计算第一交叉相关的复数共轭。

类似地，在框730处，FCFO估计器模块530包括另一交叉相关器模块，该另一交叉相关器模块针对样本N/2到N-1计算所接收到的时域P-SCH序列（r(n)）的后一半与原始发射的时域P-SCH序列（x(n)）的后一半之间的第二交叉相关。在框730处执行的处理能够用如下表达式（3B）表示：

$\left[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]$ 表达式（3B）

在框730处，FCFO估计器模块530基于（1）时移接收到的时域P-SCH序列（r(θ_Time+n)）在样本范围n=N/2…N-1内的后一半的样本、以及（2）原始发射的时域P-SCH序列的复数共轭（x*(n)）的后一半的相应样本的乘积的总和来计算第二交叉相关。表达式（3B）提供了作为应用于接收到的时域P-SCH序列（r(n)）的后一半的时滞（θ_Time）的函数的两个离散函数（x(n)、r(n)）的相似性的测量。

在框740处，FCFO估计器模块530计算（1）第一交叉相关的复数共轭（即，框724的输出）、以及（2）第二交叉相关（即，框730的输出）的乘积以生成值。在框740处执行的处理能够用如下表达式（3C）表示：

$\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}$ 表达式（3C）

因为表达式3A将具有与表达式3B相比所比较的恒定相位偏移，所以表达式3C中的计算从所接收到的时域P-SCH序列（r(n)）中提取相位偏移。为了进一步地说明，如果FCFO是f，则信道抽头响应是h，原始发射的时域P-SCH序列是x(n)0≤n≤N-1，采样间隔是Δt，并且AWGN被忽略，那么所接收到的时域P-SCH序列（r(n)）能够用如下等式4来表示：

={h*ej?0*[x(0),x(1)*ej2πf*Δt,x(2)*ej2πf*2Δt,L,x(N/2-1)*ej2πf*(N/2-1)Δt]

等式(4)

具有前一半和后一半的交叉相关能够用如下等式（5）表示：

等式（5）

P-SCH是频域中的CAZAC序列。在时域中，P-SCH仍然具有恒定幅度。如果恒定振度平方是C，则等式（5）能够被重新书写为如下表达式（6）：

等式（6）

当接收到的P-SCH信号的初始相位（

）等于2πx FCFO(f)x定时偏移(θ_Time)的乘积时（即，当

时），表达式3C能够在等式（7）中等同于如下的πx FCFO(f)x样本的数目(N)x采样间隔(Δt)的乘积：

$2\mathrm{\πf}*(N/2)\mathrm{\Δt}=\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}$

即等式（7）

$\mathrm{\πf}*\mathrm{N\Δt}=\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}$

FCFO(f)能够被定义为因子（δ_f）和子载波间隔（Δf）的乘积，所述子载波间隔（Δf）对于LTE来说是15kHz，然后等式（7）能够被重新书写为：

$\mathrm{\π}{\mathrm{\δ}}_f*\mathrm{\Δf}*\mathrm{N\Δt}=\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}$ 等式（8）

此外，在OFDM系统中，子载波间隔（Δf）与样本的数目（N）和采样间隔（Δf）的乘积成反比（即，Δf=1/(NΔt)），这允许等式（8）用等式（9）重写如下：

$\mathrm{\π}{\mathrm{\δ}}_f=\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}$ 等式（9）

这样，因子（δ_f）能够被重新书写为如下等式（10）：

${\⇒\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}/\mathrm{\π}\left(\mathrm{\Δf}\right)$ 等式（10）

在框750处，FCFO估计器模块530计算了在框740处生成的值的复数相位角。在等式（3）中，复数相位角用如下表达式（3D）表示：

$\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}$ 表达式（3D）

在框760处，FCFO估计器模块530基于缩放因子来缩放复数相位角，以生成所估计的FCFO值（

）534。在一个非限制性实施例中，缩放因子是子载波间隔与圆周率（pi）的比率（

）。

返回到图5，估计的FCFO值534然后可以被发送到加法器模块570和补偿模块540。

估计的FCFO值534然后可以是用于校正的分数CFO估计，并且对于一些实施例，可以被存储直到计算了对应的整数CFO估计。

在一些实施例中，补偿模块540基于估计的FCFO值534来输出补偿信号536。补偿信号536被应用于时域OFDM/OFDMA符号529以补偿所估计的FCFO。结果，在减少的误差情况下（即，因为已经基于所估计的FCFO值534进行了补偿）生成了补偿的时域OFDM/OFDMA符号538。

然后可以执行时域到频域的变换。在该实施例中，快速傅里叶变换（FFT）模块590将N个并行（补偿的）时域OFDM/OFDMA符号流538从时域变换到频域，并且输出N个并行频域符号流591。

如现在将描述的，根据一些公开的实施例，在FCFO在时域中已经被消除并且补偿之后，Zadoff-Chu序列在频域中的自相关特征可以用于计算估计的ICFO值（

）562。

整数载波频率偏移（ICFO）估计

整数CFO（ICFO）估计模块560基于频域OFDM/OFDMA符号590来生成估计的ICFO值562。估计的ICFO值562将CFO的整数部分（

）估计为在其子载波频率与发射机的子载波频率偏移的子载波间隔n(Δf)（例如，15kHz）的整数内。在一个实施例中，估计的ICFO值（

）562通过确定在接收到的频域P-SCH序列（Z_j）与原始频域P-SCH序列（）的频移版本的复数共轭之间的相关的最大绝对值来计算，如现在将在下面参考图8所描述的。

图8是图示根据一些公开的实施例的用于估计ICFO的整数载波频率偏移（ICFO）估计器的框图。在以下描述中，d是原始频域P-SCH序列，并且Z是接收到的频域P-SCH序列。

在框810处，在ICFO值的可能范围（

）中，接收到的频域P-SCH序列（Z）的样本（Z_j）与具有移位值g的原始频域P-SCH序列（d）的频移版本的相关样本（

）相关以生成相关值（Φ(g)）。每个第j个相关值都在（1）接收到的频域P-SCH序列的第j个样本（Z_j）与（2）具有移位值g的原始频域P-SCH序列的频移版本的复数共轭的第j个样本（）之间进行计算。在该实施例中，计算的相关值（Φ(g)）能够用如下等式（11）表示：

等式（11）

其中，

是具有移位值g的原始频域P-SCH序列的频移版本的复数共轭的第j个样本，Z_j是在第j个采样点处接收到的频域P-SCH序列的第j个样本，并且其中，

是ICFO值的可能范围。每个移位值（g）都是ICFO的具体可能的值。

在框820处，估计的ICFO值（

）562被确定为是在ICFO的移位值（g）在ICFO值的可能范围（

）内变化时所观察到的最大的计算相关值（Φ(g)）。这个能够用如下等式（12）来表示：

等式（12）

CFO校正

加法器模块570然后使估计的FCFO值（）534和估计的ICFO值（

）562相加以生成总的估计CFO值572，该总的估计CFO值572提供了在无线接收机500与发射机之间的CFO的估计。总的估计CFO值572然后被向前馈送到NCO575以调节其数字输出信号582的基准频率。数字输出信号582的基准频率用于调节基带信号506，以针对接收机500与发射机之间的CFO进行校正。乘法器512将基带信号514与数字输出信号582相乘以生成频率补偿的基带信号514（即，基带信号506转换为由来自NCO575的数字输出信号582控制并且具有降低的CFO的频率）。

同时，信道估计和均衡化模块592接收由FFT模块590输出的CFO补偿的（频域）OFDM/OFDMA符号591。例如，在一个实施方式中，由FFT框590输出的频域OFDM/OFDMA符号591可以被发送到信道估计（CE）模块592，该信道估计（CE）模块592可以估计用于对应的子载波和符号的信道。CE模块的输出和FFT模块590的输出然后能够被传递到均衡化模块592，以便于从接收到的信号中移除信道的影响。均衡化模块592处理这些输入以生成均衡化信号输出594。均衡化信号输出594能够被传递到解调和前向纠错（FEC）模块596。FEC解码模块596能够根据已知技术对频域OFDM/OFDMA符号进行解码，并且输出基于解码的符号生成的数字数据流。本领域的技术人员将了解，能够对由前向纠错（FEC）模块596所生成的输出信号执行各种附加的处理步骤（例如，比特级去交织、内部解码、符号级去交织、外部解码以及其它更高级处理等）。在这点上，在框592、596处执行的处理是常规的并且对于本领域的技术人员而言是公知的。因此，为了简洁起见，将不在本文中对它进行更详细的描述。

图9是图示在通过多路径衰落信道的传输之后在图3中生成的P-SCH信号的周期性自相关性质的模拟图。在该特定示例中，示出了针对FFT大小（N）为1024的周期性自相关。如图3中，自相关图的垂直轴表示自相关值（从零到一），并且水平轴表示时间延迟索引，该时间延迟索引范围在0与1023之间，并且表示在1024个值的相同序列的两个副本之间的1024个可能的唯一偏移。时间延迟索引是对N等于1024的自相关所需要的延迟的采样数目（或首尾循环移位数目）。在3GPP LTE系统中，最大多路径延迟小于循环前缀（CP）的长度，其不超过FFT大小的1/8。模拟结果示出了与在多路径延迟范围期间的最大相关值相比，原始P-SCH与原始P-SCH序列的多路径延迟版本之间的自相关值是小的。P-SCH信号（例如，通过图3中图示的映射生成）仍然展示了相对强的周期性自相关性质，因为峰值自相关值位于0和1024的极端时间延迟索引附近。尽管自相关示图包括其它峰值（例如，位于200、400、600、800的时间延迟索引附近），但是当对FCFO进行估计时，P-SCH的这些周期型自相关性质保持适用于帮助消除或者减少多路径干扰的影响。P-SCH序列的多路径延迟版本对所提出的FCFO估计技术的性能几乎没有影响。

此外，因为P-SCH信号在一个帧中被发射两次，所以所估计的FCFO能够在两个P-SCH信号上被平均，由此提供估计中的时间分集的测量。

结束

总之，本公开的实施例已经提出了包括基站发射机、用户设备接收机以及使基站发射机和用户设备接收机同步的方法。

虽然已经参考以特定次序执行的特定步骤描述并且示出了本文所公开的方法和设备，但是应当理解的是，在不背离本公开的教导的情况下，这些步骤可以被组合、细分或者重新排序以形成等效方法。因此，除非在本文中具体地指示，否则步骤的次序或分组不是对本公开的限制。

应该理解的是，参考图5-9所描述的示例性实施例是非限制性的并且存在其它变化。还应该理解的是，可以在不背离如在所附权利要求及其法定等同物中所阐述的本发明的范围的情况下进行各种改变。例如，尽管图1描述了其中期望使毫微微小区110或UE120与宏小区BS160时间和频率同步的环境，但是本领域的技术人员将了解，所公开的实施例能够用于使微微小区、中继节点或任何其它的无线通信装置与宏小区BS160时间和频率同步。

尽管已经描述了其中主要同步序列是基于频域Zadoff-Chu序列的本公开的实施例中的一些，但是本领域的技术人员将了解，所公开的实施例同样地适用于时域或频域中的其它类型的CAZAC序列或近似CAZAC序列。唯一要求是CAZAC序列具有时域中的恒定幅度和良好的自相关性质。

技术人员将了解，与本文所公开的实施例相结合地描述的各种说明性逻辑块、模块、电路以及步骤可以被实现为电子硬件、计算机软件或两者的组合。在上文在功能和/或逻辑块部件（或模块）和各种处理步骤方面描述了一些实施例和实施方式。然而，应该了解的是，这样的块部件（或模块）可以通过配置成执行规定的功能的任何数目的硬件、软件和/或固件部件来实现。如在本文中所使用的，术语“模块”指用于执行任务的装置、电路、电部件和/或基于软件的部件。为了清楚地图示硬件和软件的该互换性，已经在上文一般地在它们的功能性方面描述了各种说明性部件、块、模块、电路以及步骤。无论这样的功能性被实现为硬件或软件都取决于强加于整个系统的特定应用和设计约束。技术人员可以针对每个特定应用以不同的方式实现所描述的功能性，但这样的实施方式决定应该不被解释为导致背离本发明的范围。例如，系统或部件的实施例可以采用各种集成电路部件，例如，存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查找表或类似物，所述各种集成电路部件可以在一个或多个微处理器或其它控制装置的控制之下执行各种各样的功能。此外，本领域的技术人员将了解，本文所述的实施例仅仅是示例性实施方式。

与本文所公开的实施例相结合地描述的各种说明性逻辑块、模块以及电路可以用设计来执行本文所述的功能的通用处理器、数字信号处理器（DSP）、专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列（FPGA）或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件部件或其任何组合来实现或者执行。通用处理器可以是微处理器，但在替代方案中，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以被实现为计算装置的组合，例如，DSP和微处理器、多个微处理器、与DSP核心结合的一个或多个微处理器、或任何其它这样的配置的组合。

与本文所公开的实施例相结合地描述的方法或算法的步骤可以直接地用硬件、用由处理器执行的软件模块、或者用所述两个的组合来体现。软件模块可以驻留在RAM存储器、闪速存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移除盘、CD-ROM或本领域内已知的任何形式的存储介质中。示例性存储介质耦合到处理器，使得处理器能够从存储介质读取信息，并且将信息写入到存储介质。在替代方案中，存储介质对于处理器而言可以是集成的。处理器和存储介质可以驻留在ASIC中。ASIC可以驻留在用户终端中。在替代方案中，处理器和存储介质可以作为分立部件驻留在用户终端中。

此外，包含在本文中的各种图中所示出的连接线或箭头旨在表示各种元件直接的示例性功能关系和/或耦合。许多可替换的或附加的功能关系或耦合可以存在于特定实施例中。

而且在本文中，诸如第一和第二等的相关术语可以仅用来区分一个实体或动作与另一实体或动作，而不必要求或暗示在这样的实体或动作之间的任何实际的这种关系或次序。除非通过权力要求语言具体地定义了，否则诸如“第一”、“第二”、“第三”等的数值序数简单地表示多个中的不同个体，并且不暗示任何次序或顺序。权力要求中的任何一个中的文本的顺序不暗示处理步骤必须以根据这样的顺序的时间或逻辑次序来执行，除非它由权力要求的语言具体地定义了。可以在不背离本发明的范围的情况下以其它次序互换处理步骤，只要这样的互换不与权力要求语言矛盾并且不是逻辑上无意义的。

此外，根据上下文，诸如在描述不同元件之间的关系中所使用的“连接”或“耦合”的词不暗示必须在这些元件之间进行直接物理连接。例如，两个元件可以通过一个或附加的元件在物理上、电子地、在逻辑上或者以任何其它方式彼此连接。

虽然已经在前述具体描述中提出了至少一个示例性实施例，但应该了解存在很多变化。还应该了解的是，示例性实施例或这些示例性实施例仅仅是示例性的，并且不旨在以任何方式限制本发明的范围、适用性或配置。相反地，前述具体描述将给本领域的技术人员提供用于实现示例性实施例或这些示例性实施例的方便的路线图。应该理解的是，能够在不背离如在所附权利要求及其法定等同物中所阐述的本发明的范围的情况下进行各种改变。

Claims (20)

1.一种用于使无线接收机（500）与发射机同步的方法，所述方法包括：

接收具有主要同步信道（P-SCH）序列(x(n))的正交频分复用（OFDM）/正交频分多址（OFDMA）符号，所述主要同步信道（P-SCH）序列（x(n)）基于恒幅零自相关（CAZAC）序列来生成；

计算在所述OFDM/OFDMA符号的第一部分（630）与所述OFDM/OFDMA符号的第二部分（640）之间的交叉相关的差分相位，以生成在所述无线接收机（500）与所述发射机之间的分数载波频率偏移（FCFO）的估计的FCFO值（）（534）。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述OFDM/OFDMA符号的发射的时域P-SCH序列（x(n)）包括前一半和后一半，并且其中，所接收到的OFDM/OFDMA符号包括具有前一半和后一半的接收到的P-SCH序列（r(n)），并且其中所述计算步骤包括：

计算在所述接收到的P-SCH序列（r(n)）的所述前一半与所述发射的P-SCH序列（x(n)）的所述前一半之间的第一交叉相关；

确定所述第一交叉相关的复数共轭；

计算在所述接收到的P-SCH序列(r(n))的所述后一半与所述发射的P-SCH序列(x(n))的所述后一半之间的第二交叉相关；

计算所述第一交叉相关的复数共轭和所述第二交叉相关的乘积以生成值；以及

计算所述值的复数相位角；以及

经由缩放因子来缩放所述复数相位角，以生成所述估计的FCFO值（

）（534）。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，计算第一交叉相关的步骤包括：

在样本范围n=0…(N/2)-1中基于（1）在定时偏移（θ_Time）已经被应用于所述接收到的P-SCH序列（r(n)）的所述前一半之后时移接收到的时域P-SCH序列（r(θ_Time+n)）的前一半的样本和（2）所述发射的P-SCH序列的复数共轭（x*(n)）的前一半的相应样本的乘积的总和来计算所述第一交叉相关。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，计算第二交叉相关的步骤包括：

在样本范围n=N/2…N-1中基于（1）在定时偏移（θ_Time）已经被应用于所述接收到的P-SCH序列（r(n)）的所述后一半之后时移接收的P-SCH序列（r(θ_Time+n)）的后一半的样本和（2）所述发射的时域P-SCH序列的复数共轭（x*(n)）的后一半的相应样本的乘积的总和来计算所述第二交叉相关。

5.根据权利要求2所述的方法，其中，所述发射的时域P-SCH序列（x(n)）基于映射到子载波的频域Zadoff-Chu序列来生成。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括：

接收所述接收到的OFDM/OFDMA符号的多个多路径副本；

检测所述接收到的OFDM/OFDMA符号的所述多个多路径副本中的每一个中的符号边界，以确定所述接收到的OFDM/OFDMA符号的起始位置；

识别快速傅里叶变换（FFT）窗口大小和循环前缀（CP）长度；

使所述接收到的OFDM/OFDMA符号的起始位置的定时与所述FFT窗口同步；以及

生成定时偏移（θ_Time）信息。

7.根据权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述估计的FCFO值（534）来生成补偿信号（536）；

对所述接收到的OFDM/OFDMA符号（529）应用所述补偿信号（536），以生成补偿的接收到的OFDM/OFDMA符号（538）；以及

将所述补偿的接收到的OFDM/OFDMA符号（538）从所述时域变换到所述频域，以生成频域OFDM/OFDMA符号（591）。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括：

基于所述频域OFDM/OFDMA符号（591）来生成估计的整数载波频率偏移（ICFO）值（

）（562），所述估计的整数载波频率偏移（ICFO）值（）（562）将载波频率偏移（CFO）的整数部分估计到在所述无线接收机（500）的载波频率从所述发射机的载波频率偏移的整数子载波间隔n(Δf)内。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，生成估计的整数载波频率偏移（ICFO）值（

）（562）的步骤包括：

确定在接收到的频域P-SCH序列（Z_j）与所述发射的频域P-SCH序列的频移版本的复数共轭（

）之间的相关的最大绝对值，以计算所述估计的ICFO值（）（562）。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，确定相关的最大绝对值的步骤包括：

在当所述ICFO的移位值（g）在ICFO的可能范围（）内变化时的ICFO值的可能范围（

）内，使所接收到的频域P-SCH序列（Z）的样本（Z_j）与原始发射的频域P-SCH序列（d）的频移版本的复数共轭的相应样本（）相关以生成相关值（Φ(g)）；以及

确定所述相关值（Φ(g)）的最大绝对值以生成所述估计的ICFO值（

）（562）。

11.根据权利要求10所述的方法，还包括：

使所述估计的FCFO值（

）（534）和所述估计的ICFO值（

）（562）相加以生成总的估计CFO值（572），所述总的估计CFO值（572）提供在所述无线接收机（500）与所述发射机之间的所述CFO的估计；

基于所述总的估计CFO值（572）来调整基准频率；以及

以所述基准频率生成数字输出信号（582）；

使数字基带信号（506）乘以所述数字输出信号（582），以基于所述基准频率来调节所述数字基带信号（506）的频率。

12.一种被配置用于与发射机进行通信的无线接收机（500），所述无线接收机（500）包括：

同步模块（580），所述同步模块（580）被设计为接收由所述发射机发射的正交频分复用（OFDM）/正交频分多址（OFDMA）符号，其中，所述OFDM/OFDMA符号具有基于恒幅零自相关（CAZAC）序列生成的发射的时域主要同步信道（P-SCH）序列（x(n)），其中，所述同步模块（580）包括：

分数载波频率偏移（FCFO）估计器模块（530），所述分数载波频率偏移（FCFO）估计器模块（530）计算在所述接收到的OFDM/OFDMA符号的第一部分（630）与所述接收到的OFDM/OFDMA符号的第二部分（640）之间的交叉相关的差分相位，以生成在所述无线接收机（500）与所述发射机之间的所述FCFO的估计的FCFO值（

）（534）。

13.根据权利要求12所述的无线接收机（500），其中，所述发射的OFDM/OFDMA符号包括具有前一半和后一半的发射的P-SCH序列（x(n)），并且其中，所述接收到的OFDM/OFDMA符号包括接收到的P-SCH序列（r(n)），所述接收到的P-SCH序列（r(n)）包括前一半和后一半，并且其中，所述FCFO估计器模块（530）包括：

第一交叉相关器模块（722），所述第一交叉相关器模块（722）计算在所述接收到的P-SCH序列（r(n)）的所述前一半与所述发射的P-SCH序列（x(n)）的所述前一半之间的第一交叉相关；以及然后确定所述第一交叉相关的复数共轭的复数共轭计算模块（724）；

第二交叉相关器模块（730），所述第二交叉相关器模块（730）计算所述接收到的P-SCH序列（r(n)）的所述后一半与所述发射的P-SCH序列（x(n)）的所述后一半之间的第二交叉相关；

乘积计算模块（740），所述乘积计算模块（740）计算所述第一交叉相关的复数共轭和所述第二交叉相关的乘积以生成值；以及

复数相位角计算模块（750），所述复数相位角计算模块（750）计算所述值的复数相位角，并且经由缩放因子来缩放所述复数相位角以生成所述估计的FCFO值（

）（534）。

14.根据权利要求13所述的无线接收机（500），其中，所述FCFO估计器模块（530）在所述样本范围n=0…(N/2)-1中基于（1）在定时偏移（θ_Time）已经被应用于所述接收到的P-SCH序列（r(n)）的前一半之后时移接收到的P-SCH序列（r(θ_Time+n)）的前一半的样本和（2）所述发射的P-SCH序列的复数共轭（x*(n)）的前一半的相应样本的乘积的总和来计算所述第一交叉相关。

15.根据权利要求13所述的无线接收机（500），其中，所述FCFO估计器模块（530）在所述样本范围n=N/2…N-1中基于（1）在定时偏移（θ_Time）已经被应用于所述接收到的P-SCH序列（r(n)）的后一半之后时移接收到的P-SCH序列（r(θ_Time+n)）的后一半的样本和（2）所述发射的P-SCH序列的复数共轭（x*(n)）的后一半的相应样本的乘积的总和来计算第二交叉相关。

16.根据权利要求12所述的无线接收机（500），其中，所述FCFO估计器模块（530）计算如下的等式：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{1}{\mathrm{\π}}\mathrm{angle}\{{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\right]}^{*}\·[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Time}}+n)x^{*}\left(n\right)\left]\right\}\left(\mathrm{\Δf}\right)$

以生成所述估计的FCFO值（

）（534），其中，n是范围从0到N-1的样本索引，其中N是FFT窗口的样本大小，Δf是所述子载波间隔，θ_Time是与所述FFT窗口的开始的所述符号定时点相对应的所述定时偏移（θ_Time）信息，r(n)是表示所述接收到的P-SCH序列的离散函数，r(θ_Time+n)是表示在所述定时偏移（θ_Time）信息已经被应用之后所述接收到的P-SCH序列的离散函数，x(n)是表示所述发射的P-SCH序列的离散函数，并且x*(n)是表示所述发射的P-SCH序列的复数共轭的离散函数。

17.根据权利要求12所述的无线接收机（500），其中，所述同步模块（580）还包括：

时间同步模块（522），所述时间同步模块（522）接收所述接收到的OFDM/OFDMA符号的多个多路径副本，检测所述接收到的OFDM/OFDMA符号的所述多个多路径副本中的每一个中的符号边界以确定所述接收到的OFDM/OFDMA符号的起始位置，识别快速傅里叶变换（FFT）窗口大小和循环前缀（CP）长度，使所述接收到的OFDM/OFDMA符号的起始位置的定时与所述FFT窗口同步；并且生成定时偏移（θ_Time）信息；以及

补偿模块（540），所述补偿模块（540）基于所述估计的FCFO值（534）来生成补偿信号（536），其中，所述补偿信号（536）被应用于所述接收到的OFDM/OFDMA符号（529），以生成已经基于所述估计的FCFO值（534）进行了补偿的补偿的接收到的OFDM/OFDMA符号（538）。

18.根据权利要求17所述的无线接收机（500），还包括：

快速傅里叶变换（FFT）模块（590），所述快速傅里叶变换（FFT）模块（590）将所述补偿的接收到的OFDM/OFDMA符号（538）从所述时域变换到所述频域以生成频域符号（591），

其中，所述同步模块（580）还包括：

整数载波频率偏移（ICFO）估计器模块（560），所述整数载波频率偏移（ICFO）估计器模块（560）基于所述频域OFDM/OFDMA符号（591）来生成估计的ICFO值（

）（562），其中，所述估计的ICFO值（

）（562）将载波频率偏移（CFO）的整数部分估计为在所述无线接收机（500）的载波频率从所述发射机的载波频率偏移的整数子载波间隔n(Δf)内。

19.根据权利要求18所述的无线接收机（500），其中，所述ICFO估计器模块（560）：

相关器模块（810），在当所述ICFO的移位值（g）在ICFO值的可能范围（

）内变化时的ICFO值的可能范围（

）内，所述相关器模块（810）使所述接收到的频域P-SCH序列（Z）的样本（Z_j）与所述原始发射的频域P-SCH序列（d）的频移版本的复数共轭的相应样本（）相关以生成相关值（Φ(g)）；以及

选择器模块（820），所述选择器模块（820）通过确定所述相关值（Φ(g)）的最大绝对值来生成所述估计的ICFO值（

）（562）。

20.根据权利要求18所述的无线接收机（500），还包括：

加法器模块（570），所述加法器模块（570）被设计为使所述估计的FCFO值（

）（534）与所述估计的ICFO值（

）（562）相加来生成总的估计CFO值（572），所述总的估计CFO值（572）提供在所述无线接收机（500）与所述发射机之间的所述（CFO）的估计；

频率校正模块（510），所述频率校正模块（510）通信地耦合到所述加法器模块（470），所述频率校正模块（510）包括：

数字控制振荡器（NCO）（575），所述数字控制振荡器（NCO）（575）基于所述总的估计CFO值（572）来调节基准频率，并且以所述基准频率生成数字输出信号（582），所述基准频率被设计为调节数字基带信号（506）以针对所述无线接收机（500）与所述发射机之间的CFO进行校正；以及

乘法器（512），所述乘法器（512）将所述数字基带信号（506）与所述数字输出信号（582）相乘，以在由所述NCO（575）控制的所述基准频率下生成频率补偿的基带信号（514）。

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