CN103078322A

CN103078322A - 风电场储能系统谐波控制器及其参数整定方法

Info

Publication number: CN103078322A
Application number: CN2013100310662A
Authority: CN
Inventors: 王冰; 王亮; 袁越; 黄存荣
Original assignee: Hohai University HHU
Current assignee: Hohai University HHU
Priority date: 2013-01-28
Filing date: 2013-01-28
Publication date: 2013-05-01
Anticipated expiration: 2033-01-28
Also published as: CN103078322B

Abstract

本发明公开了一种风电场储能系统谐波控制器，包括储能系统、DC/DC变换器、电网、双向变流器和SPWM，还包括双闭环控制系统，所述双闭环控制系统包括外环电压PI控制器、内环电流PR控制器、第一比较器和第二比较器；本发明还设计了一种风电场储能系统谐波控制器的参数整定方法；本发明能够在控制储能系统电压和电流稳定的基础上，抑制储能系统向电网注入谐波。

Description

风电场储能系统谐波控制器及其参数整定方法

技术领域

本发明涉及一种在风电场输出母线上集中配置的储能系统中，用于双向变流器的谐波控制器及其参数整定方法，属于风力发电并网技术领域。

背景技术

风力发电由于资源丰富、节能环保、技术成熟等优点，成为新能源发电领域中发展的重点。伴随着风力发电穿透率的不断增加，风电系统对电网系统的影响也越来越大。由于风速的不确定性和间歇性，风电场输出功率波动很大，不能稳定、持续地输出电能。近年来，在风电场输出母线上集中配置储能系统的方法得到了广泛应用，可以稳定风电场的输出功率。由于集中配置的储能装置是加在交流电网侧，需要单独为储能装置配备变流器，而变流器作为非线性负载会在电力系统中产生大量谐波。同时变流器现在都大量使用脉宽调制技术（PWM），PWM控制电路可以使电压、电流非常接近正弦波，但是由于使用载波调制正弦信号，也产生了和载波有关的谐波分量。

因此，针对风电场输出母线上集中配置的储能系统，需要提出一种谐波控制器，既要能对储能系统输入输出的电压、电流量进行控制，又要能抑制储能系统注入电网系统的谐波分量，提高输出电能的质量。同时，为了合理整定谐波控制器中的参数，仅凭试凑法和经验法不光过程复杂，而且控制效果往往不尽如人意，这就需要提出相应的参数整定方法，对设计的谐波控制器进行参数整定。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种能够在控制储能系统电压和电流稳定的基础上，抑制储能系统向电网注入谐波的风电场储能系统谐波控制器，以及一种能够对风电场储能系统谐波控制器的参数进行有效整定的参数整定方法.

本发明采用如下技术方案解决上述技术问题：本发明设计了一种风电场储能系统谐波控制器，包括储能系统、DC/DC变换器、电网、双向变流器和SPWM，还包括双闭环控制系统，所述双闭环控制系统包括外环电压PI控制器、内环电流PR控制器、第一比较器和第二比较器，其中：

所述储能系统通过DC/DC变换器与双向变流器的直流侧连接，所述双向变流器的另一侧与电网连接；

所述第一比较器在双向变流器的直流侧提取电压信号U_d与输入的直流电压参考值U_ref进行比较，并将产生的差值ev送入外环电压PI控制器；

所述外环电压PI控制器输出电流参考值i_ref，并传输至第二比较器，所述第二比较器提取双向变流器网侧的电流信号i_abc与电流参考值i_ref进行比较，并将产生的差值ei输入内环电流PR控制器，内环电流PR控制器产生驱动信号u_cαβ，并传输至SPWM；

所述SPWM对驱动信号u_cαβ进行脉宽调试，对双向变流器直流侧电压信号U_d和网侧电流信号i_abc进行反馈调节，从而实现双闭环控制。

作为本发明的一种优化结构：所述内环电流PR控制器采用叠加谐波补偿的比例谐振控制器，所述叠加谐波补偿的比例谐振控制器传递函数为

其中，k_a定义为PR控制器的比例系数，k_b定义为PR控制器的谐振系数，w₀定义为谐振频率，G_PR定义为比例谐振控制器传递函数，s定义为传递函数中的复变量。

本发明还设计了一种基于权利要求1所述的风电场储能系统谐波控制器的参数整定方法，所述参数整定方法以劳斯判据为基础，并满足不等式组

\{\begin{matrix} k_{a} > \frac{{Lk}_{c}}{{Ck}_{pwm}} \\ \frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{{LCk}_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} < k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm} \\ k_{d} < \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1}{L} \\ d_{2} - \frac{c_{13} c_{16}}{c_{14}} > 0 \end{matrix}

其中，k_a定义为PR控制器的比例系数，k_b定义为PR控制器的谐振系数，k_c定义为PI控制器的比例系数，k_d定义为PI控制器的积分系数，w₀定义为谐振频率，L定义为进线电感，C定义为直流滤波电容，k_pwm定义为脉宽调整环节的放大系数；

所述参数整定方法包括如下具体步骤：

步骤（1）：系统中L，C，k_pwm为已知值，在此基础上，根据k_c>0选定k_c值，结合不等式

计算出k_a的取值范围，并选择k_a值；

步骤（2）：将步骤（1）中的k_a和k_c值代入不等式

计算出k_d的取值范围，并选择k_d值；

步骤（3）：将步骤（1）中的选出的k_a，k_c值代入不等式

\frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{{LCk}_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} < k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm}

中，通过在步骤（2）中确定的取值范围内调整k_d取值，使不等式成立从而计算出k_b的取值范围，并选择k_b值；

步骤（4）：将步骤（1）至步骤（3）中选择的k_a，k_b，k_c，k_d值代入不等式

通过在步骤（3）中的确定的取值范围内调整k_b的取值，使不等式成立，从而获得一组能够使风电场储能系统稳定的外环电压PI控制器和内环电流PR控制器的参数值。

本发明与现有技术相比具有如下优点：

1.本发明利用PR控制对双闭环结构加以改进，既保留了双闭环控制系统的简单有效的优点，又发挥充分发挥了PR控制对谐波的抑制功能；

2.本发明修改PR控制的谐振频率可以实现对特定频率的无静差跟踪，很容易实现对各次谐波进行补偿。省去了现有控制方法中复杂的谐波提取环节，使谐波滤除过程变得简单；

3.本发明对所提出的双闭环控制结构，给出了一种有效的参数整定方法，相比于现有参数整定仅仅依靠试凑法和经验法，简化了参数整定过程。

附图说明

图1是风电场集中配置储能装置原理图；

图2是风电场集中配置储能系统拓扑结构图；

图3是本发明所设计的风电场储能系统谐波控制器的结构框图；

图4是基于比例谐振控制的储能系统的工作原理图；

图5是叠加谐波补偿的比例谐振控制器结构示意图；

图6是电流电压双闭环控制框图；

图7是本发明所设计的参数整定流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明：

如图1所示为风电场集中配置储能装置原理图，如图2所示为风电场集中配置储能系统拓扑结构图，随着风力发电穿透率的不断增加，风电系统对电网系统的影响也越来越大，由于风速的不确定性和间隙性，风电场输出功率波动很大，在风电场输出母线上集中配置储能系统可以有效平稳风电场输出功率。

所以，在本实例中给变流器加入如图3所示的基于比例谐振控制的储能控制系统，对储能系统中双向变流器采用双闭环控制，使储能系统调节电压、电流的同时，又能有效抑制输入电网系统的谐波分量，双闭环控制中的电压外环采用PI控制，控制输入储能装置直流电压的稳定；电流内环采用PR控制，在实现对储能装置输出电流的跟踪控制的同时，抑制可能输入电网的谐波分量。

如图3所示，本发明设计了一种风电场储能系统谐波控制器，包括储能系统、DC/DC变换器、电网、双向变流器和SPWM，还包括双闭环控制系统，所述双闭环控制系统包括PI控制器、PR控制器、第一比较器和第二比较器，其中：

所述第一比较器在双向变流器的直流侧提取电压信号U_d与输入的直流电压参考值U_ref进行比较，并将产生的差值ev送入PI控制器；

所述PI控制器输出电流参考值i_ref，并传输至第二比较器，所述第二比较器提取双向变流器网侧的电流信号i_abc与电流参考值i_ref进行比较，并将产生的差值ei输入PR控制器，PR控制器产生驱动信号u_cαβ，并传输至SPWM；

以6脉冲变流器为例，图3中内环PR控制器采用如图5所示的叠加谐波补偿的比例谐振控制器，比例谐振控制器的传递函数为

k_a定义为PR控制器的比例系数，k_b定义为PR控制器的谐振系数，w₀定义为谐振频率，G_PR定义为比例谐振控制器传递函数，s定义为传递函数中的复变量，它能对谐振频率处的交流信号实现无静差跟踪；通过修改比例谐振控制器的谐振频率为各次谐波频率，可以得到各次谐波的补偿项：

由于各次谐波补偿项只会在对应谐波频率处发生响应，在远离谐振点的信号响应增益几乎为0，所以，将各次谐波补偿项与基波比例谐振控制器直接并联，组成比例谐振控制系统，对基波信号偏差值和各次谐波进行处理，而无需提取各次谐波，简化了谐波抑制的过程。

如图4所示，本发明的工作原理为：设定电网额定电压为220V，额定频率50HZ，IGBT开关频率为10KHZ，进线电感L=0.001H，直流滤波电容为C=3000μF，储能系统采用超级电容器组，直流侧电压设定值为700V，被补偿的谐波为5、7、11、13次谐波，如图3所示，工作过程如下：

步骤一、采集变流器直流母线电容电压U_d.依据储能装置输入电压需要选择一期望直流母线电压得到外环控制偏差信号

经过PI控制器调节得到内环电流输入期望值

并设期望无功电流

步骤二、采集储能系统网侧端电压、电流信号u_a、u_b、u_c、i_a、i_b、i_c，利用锁相环得到电网电压相位角θ和基波角频率w₀，把两相旋转坐标系中的量

经过反park变换，得到两相静止坐标系中的量

作为电流内环输入期望值，同时将三相电压u_a、u_b、u_c和电流i_a、i_b、i_c经Clark变换，转换成两相固定坐标系中的量u_α、u_β、i_α、i_β；

步骤三、计算

作为电流内环的控制偏差量，经过比例谐振控制器，产生基波的输出控制电压信号

步骤四、电流内环的控制偏差量

含有电流基波分量的偏差值以及各次谐波分量（网侧电流中主要有5、7、11、13次谐波），参照各次谐波频率修改比例谐振控制器的谐振频率，就可以得到各次谐波的谐波补偿项，由于比例谐振控制器只会在谐振频率处信号发生响应，在远离谐振点的频段处信号响应增益几乎为0，因此可以在比例谐振控制器上叠加各次谐波的补偿项，即可实现对各次谐波的补偿，当电流内环的控制偏差量中谐波分量经叠加的各次谐波补偿项调节后，就可以得到各次谐波的输出控制电压信号

最后将基波和谐波的输出控制电压信号叠加，得到比例谐振控制系统输出控制电压信号：

\{\begin{matrix} u_{cα} = u_{α} - {Ri}_{α} - [k_{a 1} + \frac{{2 k}_{b 1} s}{s^{2} + w_{0}^{2}} + k_{a 5} + \frac{2 k_{b 5} s}{s^{2} + {({5 w}_{0})}^{2}} + k_{a 7} \\ + \frac{{2 k}_{b 7} s}{s^{2} + {({7 w}_{0})}^{2}} + k_{a 11} + \frac{2 k_{b 11} s}{s^{2} + {({11 w}_{0})}^{2}} + k_{a 13} + \frac{{2 k}_{b 13} s}{s^{2} + {({13 w}_{0})}^{2}}] (i_{α}^{*} - i_{α}) \\ u_{cβ} = u_{β} - {Ri}_{β} - [k_{a 1} + \frac{{2 k}_{b 1} s}{s^{2} + w_{0}^{2}} + k_{a 5} + \frac{2 k_{b 5} s}{s^{2} + {({5 w}_{0})}^{2}} + k_{a 7} \\ + \frac{2 k_{b 7} s}{s^{2} + {({7 w}_{0})}^{2}} + k_{a 11} + \frac{2 k_{b 11} s}{s^{2} + {({11 w}_{0})}^{2}} + k_{a 13} + \frac{2 k_{b 13} s}{s^{2} + {({13 w}_{0})}^{2}}] (i_{β}^{*} - i_{β}) \end{matrix}

其中，R为电感L的串联等效电阻，k_ak、k_bk为比例谐振控制器的比例系数和谐振系数，输出控制电压信号经过SPWM调制，产生储能系统双向变流器三相桥臂的可控开关管的开通与关断信号，可以在保留所需基波的同时，达到抑制高次谐波的目的。

根据劳斯判据可知，系统稳定的充分必要条件是：劳斯表中的第一列各值为正，按照劳斯表生成原理，不难得到第一列各项多项式，并使它们大于0，得到以下不等式组：

\{\begin{matrix} a_{0} = LC > 0 \\ a_{1} = {Ck}_{pwm} k_{a} > 0 \\ c_{13} = k_{pwm} k_{b} C + k_{pwm} k_{a} k_{c} + 1 - \frac{{Lk}_{b} k_{c}}{k_{a}} - {Lk}_{d} > 0 \\ c_{14} = ({Ck}_{a} h^{2} w_{0}^{2} + k_{b} k_{c} + k_{a} k_{d}) k_{pwm} - d_{1} > 0 \\ c_{15} = k_{a} k_{c} k_{pwm} h^{2} w_{0}^{2} + k_{pwm} k_{b} k_{d} + h^{2} w_{0}^{2} - L k_{d} h^{2} w_{0}^{2} - \frac{c_{13} c_{16}}{c_{14}} > 0 \\ c_{16} = k_{a} k_{d} h^{2} w_{0}^{2} k_{pwm} > 0 \end{matrix}

其中

d_{1} = \frac{k_{a}^{2} k_{c} C k_{pwm}^{2} h^{2} w_{0}^{2} + k_{a} k_{b} k_{d} {Ck}_{pwm}^{2} + k_{a} {Ck}_{pwm} h^{2} w_{0}^{2} - k_{a} k_{d} LC h^{2} w_{0}^{2} k_{pwm}}{k_{pwm} k_{b} C + k_{pwm} k_{a} k_{c} + 1 - \frac{L k_{b} k_{c}}{k_{a}} - L k_{d}};

1.为保证a₁>0，c₁₆>0，不难得出k_a>0，k_d>0，根据一般的PI、PR控制器参数整定规律，在下面参数整定中不妨令k_b>0，k_c>0；

2.为保证c₁₅>0，由于

所以有：

d_{2} = k_{a} k_{c} k_{pwm} h^{2} w_{0}^{2} + k_{pwm} k_{b} k_{d} + h^{2} w_{0}^{2} - L k_{d} h^{2} w_{0}^{2} > 0

且为保证充分性，可以令k_ak_ck_pwm+1-Lk_d>0，所以保证c₁₅>0的充分条件为：

\{\begin{matrix} k_{d} < \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1}{L} \\ d_{2} - \frac{c_{13} c_{16}}{c_{14}} > 0 \end{matrix} - - - (1)

3.为保证c₁₄>0，令a=c₁₃，则有：

({Ck}_{a} h^{2} w_{0}^{2} + k_{b} k_{c} + k_{a} k_{d}) k_{pwm} - \frac{k_{a}^{2} k_{c} C k_{pwm}^{2} h^{2} w_{0}^{2} + k_{a} k_{b} k_{d} C k_{pwm}^{2} + k_{a} C k_{pwm} h^{2} w_{0}^{2} - k_{a} k_{d} LC h^{2} w_{0}^{2} k_{pwm}}{a} > 0

即

k_{pwm} k_{a} C h^{2} w_{0}^{2} (1 - \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1 - k_{d} L}{a}) + (k_{b} k_{c} + k_{a} k_{d} - \frac{k_{a} k_{b} k_{d} C k_{pwm}}{a}) k_{pwm} > 0,

该不等式成立的充分条件为：

\{\begin{matrix} 1 - \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1 - k_{d} L}{a} > 0 \\ k_{b} k_{c} + k_{a} k_{d} - \frac{k_{a} k_{b} k_{d} C k_{pwm}}{a} > 0 \end{matrix} - - - (2)

结合式（1）不难得到：

\{\begin{matrix} k_{d} > \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1 - a}{L} \\ k_{a} < \frac{1}{k_{pwm}} \sqrt{\frac{aL}{C}} \\ k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm} \end{matrix} - - - (3)

将

a = c_{13} = k_{pwm} k_{b} C + k_{pwm} k_{a} k_{c} + 1 - \frac{{Lk}_{b} k_{c}}{k_{a}} - {Lk}_{d}

代入式(3)不等式

k_{d} > \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1 - a}{L}

中，则不等式可以简化为：

k_{a} > \frac{{Lk}_{c}}{{Ck}_{pwm}} .

同理，将a值代入并结合式（1）可以化简为：

k_{b} > \frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{LC k_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}},

所以，保证c₁₄>0的充分条件为：

\{\begin{matrix} k_{a} > \frac{{Lk}_{c}}{C k_{pwm}} \\ k_{b} > \frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{LC k_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} \\ k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm} \end{matrix}- - - - (4)

4.为保证c₁₃>0，结合式（1），

k_{pwm} k_{b} C + k_{pwm} k_{a} k_{c} + 1 - \frac{{Lk}_{b} k_{c}}{k_{a}} - {Lk}_{d} > 0

可以简化成

k_{pwm} k_{b} C - \frac{{Lk}_{b} k_{c}}{k_{a}} > 0,

即有：

k_{a} > \frac{{Lk}_{c}}{{Ck}_{pwm}} - - - (5)

综上所述，联列式（1），（4），（5），得到储能系统双闭环控制系统稳定的充分条件为：

\{\begin{matrix} k_{a} > \frac{{Lk}_{c}}{C k_{pwm}} \\ \frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{LC k_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} < k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm} \\ k_{d} < \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1}{L} \\ d_{2} - \frac{c_{13} c_{16}}{c_{14}} > 0 \end{matrix} - - - (6)

为了使双闭环控制系统的控制效果达到最优，需要对控制器参数加以整定，如图6电流电压双闭环控制框图所示：

电流内环采用比例谐振控制器：电压外环采用PI控制器：

则整个系统传递函数为：

G (s) = \frac{u_{out}}{u_{ref}} = \frac{G_{V} (s) G_{I} (s) k_{pwm}}{{LCs}^{2} + C G_{I} (s) k_{pwm} s + G_{V} (s) G_{I} (s) k_{pwm} + 1};

如图7所示，本发明还设计了一种基于权利要求1所述的风电场储能系统谐波控制器的参数整定方法，所述参数整定方法以劳斯判据为基础，并满足不等式组

\{\begin{matrix} k_{a} > \frac{{Lk}_{c}}{C k_{pwm}} \\ \frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{LC k_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} < k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm} \\ k_{d} < \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1}{L} \\ d_{2} - \frac{c_{13} c_{16}}{c_{14}} > 0 \end{matrix},

包括如下具体步骤：

计算出k_a的取值范围，并选择k_a值；

步骤（2）：将步骤（1）中的k_a和k_c值代入不等式

计算出k_d的取值范围，并选择k_d值；

步骤（3）：将步骤（1）中的选出的k_a，k_c值代入不等式

\frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{LC k_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} < k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm}

步骤（4）：将步骤（1）至步骤（3）中选择的k_a，k_b，k_c，k_d值代入不等式通过在步骤（3）中的确定的取值范围内调整k_b的取值，使不等式成立，从而获得一组能够使风电场储能系统稳定的外环电压PI控制器和内环电流PR控制器的参数值。

Claims

1.一种风电场储能系统谐波控制器，包括储能系统、DC/DC变换器、电网、双向变流器和SPWM，其特征在于，还包括双闭环控制系统，所述双闭环控制系统包括外环电压PI控制器、内环电流PR控制器、第一比较器和第二比较器，其中：

2.根据权利要求1所述的风电场储能系统谐波控制器，其特征在于，所述内环电流PR控制器采用叠加谐波补偿的比例谐振控制器，所述叠加谐波补偿的比例谐振控制器传递函数为其中，k_a定义为PR控制器的比例系数，k_b定义为PR控制器的谐振系数，w₀定义为谐振频率，G_PR定义为比例谐振控制器传递函数，s定义为传递函数中的复变量。

3.一种基于权利要求1所述的风电场储能系统谐波控制器的参数整定方法，其特征在于，所述参数整定方法以劳斯判据为基础，并满足不等式组

\{\begin{matrix} k_{a} > \frac{{Lk}_{c}}{C k_{pwm}} \\ \frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{LC k_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} < k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm} \\ k_{d} < \frac{k_{a} k_{c} k_{pwm} + 1}{L} \\ d_{2} - \frac{c_{13} c_{16}}{c_{14}} > 0 \end{matrix}

所述参数整定方法包括如下具体步骤：

计算出k_a的取值范围，并选择k_a值，其中，L定义为电缆电抗，C定义为直流母线电容；

步骤（2）：将步骤（1）中的k_a和k_c值代入不等式计算出k_d的取值范围，并选择k_d值；

步骤（3）：将步骤（1）中的选出的k_a，k_c值代入不等式

\frac{{Ck}_{pwm}^{2} k_{a}^{3} + L^{2} k_{a} k_{d} - L (k_{pwm} k_{a}^{2} k_{c} + k_{a})}{LC k_{pwm} k_{a} - L^{2} k_{c}} < k_{b} < k_{a}^{2} k_{d} k_{pwm}