CN103001903A - 基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法 - Google Patents
基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103001903A CN103001903A CN2013100061091A CN201310006109A CN103001903A CN 103001903 A CN103001903 A CN 103001903A CN 2013100061091 A CN2013100061091 A CN 2013100061091A CN 201310006109 A CN201310006109 A CN 201310006109A CN 103001903 A CN103001903 A CN 103001903A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- road
- modulation
- cos
- demodulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,涉及一种信号调制与解调方法,它是为了解决现有的正交相移键控信号调制与解调方法效率低的问题。本发明利用了chirp信号和正弦余弦信号波形协同的方式进行调制解调,是一种新的调制解调方式,在原来QPSK信号调制的I路和Q路上分别增加一路chirp信号作为载波调制一路基带信号,可以使原来的两路调制增加到四路调制,并且在解调端,利用频域模版和分数域模版组合匹配滤波,并且设计了八个积分器,最后将滤波结果组合判决信息比特。本发明适用于无线通信领域。
Description
技术领域
本发明涉及一种信号调制与解调方法,具体涉及一种基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同的调制与解调方法。
背景技术
普通的正交相移键控(QPSK)信号调制过程中,基带信号经过串/并转换后,分为I路和Q路两路信号,每一路分别加上正交的载波信号,一般用正弦信号和余弦信号作为载波信号分别调制一路基带信号,合成之后发射出去。
分数傅里叶变换的正交基函数,也可以称作线性调频信号(chirp信号),可以表示为在实际中,经常采用实部cos(wt+kt2)表示,其中w是角频率,k称作调频率。该信号的频率是基于余弦的频率不断增长的信号,频率增长的快慢由调频率k确定。这种信号和传统的正弦余弦信号的相关性,可以通过调节调频率k变化。
但是目前,正交相移键控(QPSK)信号调制与解调方法的效率较低。
发明内容
本发明是为了解决现有的正交相移键控(QPSK)信号调制与解调方法效率低的问题,从而提供一种基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法。
基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征是:它的信号调制方法由以下步骤实现:
步骤一、将基带信号进行串/并转换变成四路并行的码元,即:第a路码元、第b路码元、第c路码元和第d路码元;
步骤二、将第a路码元进行余弦载波调制,获得调制后的第a路信号;将第b路码元进行chirp信号调制,获得调制后的第b路信号;将调制后的第a路信号和调制后的第b路信号进行合成,获得第一路合成信号;
将第c路码元进行正弦载波调制,获得调制后的第c路信号;将第d路码元进行chirp信号调制,获得调制后的第d路信号;将调制后的第c路信号和调制后的第d路信号进行合成,获得第二路合成信号;
步骤三、将步骤二获得的第一路合成信号与第一路相干载波进行混频处理,获得第一路混频信号;将步骤二获得的第二路合成信号与第二路相干载波进行混频处理,获得第二路混频信号;将所述第一路混频信号和第二路混频信号进行合成,获得基带信号的调制信号,完成基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制;
它的信号解调方法由以下步骤实现:
步骤四、将步骤三中基带信号的调制信号同时采用第三路相干载波和第四路相干载波进行解调,获得第一路解调后信号和第二路解调后信号;所述第三路相干载波与步骤三中的第一路相干载波为一段相同的信号;第四路相干载波与步骤三中的第二路相干载波为一段相同的信号;
步骤五、将步骤四中的第一路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得四路积分结果;并采用比较器对四路积分结果进行比较,获得四路积分结果中的最大值;并用该最大值进行判决,获得第一路判决结果;
将步骤四中的第二路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得四路积分结果;并采用比较器对四路积分结果进行比较,获得四路积分结果中的最大值;并用该最大值进行判决,获得第二路判决结果;
步骤六、将步骤五中获得的第一路判决结果和第二路判决结果进行并/串转换,获得基带信号的解调结果,完成基带信号的调制信号,完成基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号解调。
步骤一所述将基带信号进行串/并转换变成四路并行的码元中,每个码元的持续时间是基带信号中码元持续时间的4倍。
步骤二所述将第a路码元进行余弦载波调制中,采用的余弦载波为cosw1t,式中:w1是瞬时频率,t为时间。
步骤二所述将第b路码元进行chirp信号调制中,采用的chirp信号为cos[(w1-2π/T)t+k1t2],式中:w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1是调频率,t为时间。
步骤二所述将第c路码元进行正弦载波调制中,采用的正弦载波为sin w1t,式中:w1是瞬时频率,t为时间。
步骤二所述将第d路码元进行chirp信号调制中,采用的chirp信号为cos[(w1-2π/T)t+k2t2],式中:w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k2是调频率,t为时间。
步骤三中第一路相干载波为cosw0t;第二路相干载波为-sinw0t,式中:w0是瞬时频率,t为时间。
步骤四中获得第一路解调后信号为:d1 cosw1t+d2 cos[(w1-2π/T)t+k1t2];
第二路解调后信号为:d3 sin w1t+d4 cos[(w1-2π/T)t+k2t2];
式中:d1、d2、d3和d4均为信道增益系数,w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1和k2均为调频率,t为时间。
步骤五中将步骤四中的第一路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得的四路积分结果为:
输出值分别记为:v1,v2,v3和v4;
步骤五中将步骤四中的第二路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得的四路积分结果为:
输出值分别记为:u1,u2,u3和u4;
式中:d1、d2、d3和d4均为信道增益系数,w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1和k2均为调频率,t为时间。
步骤五中将步骤四中对第一路解调后信号的四路积分结果最大值进行判决的方法是:
当输出最大值是v1时,对应判决组合为(1,1);当最大值是v2时,对应判决组合为(1,-1);当输出最大值是v3时,对应判决组合为(-1,1),当输出最大值是v4时,对应判决组合为(-1,-1);
步骤五中将步骤四中对第二路解调后信号的四路积分结果最大值进行判决的方法是:当输出最大值是u1时,对应判决组合为(1,1),当最大值是u2时,对应判决组合为(1,-1),当输出最大值是u3时,对应判决组合为(-1,1),当输出最大值是u4时,对应判决组合为(-1,-1)。
本发明利用了chirp信号和正弦余弦信号波形协同的方式进行调制解调,是一种新的调制解调方式,在原来QPSK信号调制的I路和Q路上分别增加一路chirp信号作为载波调制一路基带信号,可以使原来的两路调制增加到四路调制,并且在解调端,利用频域模版和分数域模版组合匹配滤波,并且设计了八个积分器,最后将滤波结果组合判决信息比特。本发明相对于现有的正交相移键控(QPSK)信号调制与解调方法,其效率得以大幅度提高。
附图说明
图1是本发明的信号调制原理示意图;图2是输入基带信号的串行数据结构示意图;图3是输入基带信号进行串/并转换后获得的第a路信号的数据结构示意图;图4是输入基带信号进行串/并转换后获得的第b路信号的数据结构示意图;图5是输入基带信号进行串/并转换后获得的第c路信号的数据结构示意图;图6是输入基带信号进行串/并转换后获得的第d路信号的数据结构示意图;图7是本发明的信号解调原理示意图。
具体实施方式
具体实施方式一、结合图1至图7说明本具体实施方式,基于频域与分数傅立叶域正
交基函数的波形协同信号调制与解调方法,它的信号调制方法由以下步骤实现:
步骤一、将基带信号进行串/并转换变成四路并行的码元,即:第a路码元、第b路码元、第c路码元和第d路码元;
步骤二、将第a路码元进行余弦载波调制,获得调制后的第a路信号;将第b路码元进行chirp信号调制,获得调制后的第b路信号;将调制后的第a路信号和调制后的第b路信号进行合成,获得第一路合成信号;
将第c路码元进行正弦载波调制,获得调制后的第c路信号;将第d路码元进行chirp信号调制,获得调制后的第d路信号;将调制后的第c路信号和调制后的第d路信号进行合成,获得第二路合成信号;
步骤三、将步骤二获得的第一路合成信号与第一路相干载波进行混频处理,获得第一路混频信号;将步骤二获得的第二路合成信号与第二路相干载波进行混频处理,获得第二路混频信号;将所述第一路混频信号和第二路混频信号进行合成,获得基带信号的调制信号,完成基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制;
它的信号解调方法由以下步骤实现:
步骤四、将步骤三中基带信号的调制信号同时采用第三路相干载波和第四路相干载波进行解调,获得第一路解调后信号和第二路解调后信号;所述第三路相干载波与步骤三中的第一路相干载波为一段相同的信号;第四路相干载波与步骤三中的第二路相干载波为一段相同的信号;
步骤五、将步骤四中的第一路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得四路积分结果;并采用比较器对四路积分结果进行比较,获得四路积分结果中的最大值;并用该最大值进行判决,获得第一路判决结果;
将步骤四中的第二路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得四路积分结果;并采用比较器对四路积分结果进行比较,获得四路积分结果中的最大值;并用该最大值进行判决,获得第二路判决结果;
步骤六、将步骤五中获得的第一路判决结果和第二路判决结果进行并/串转换,获得基带信号的解调结果,完成基带信号的调制信号,完成基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号解调。
步骤一所述将基带信号进行串/并转换变成四路并行的码元中,每个码元的持续时间是基带信号中码元持续时间的4倍。
步骤二所述将第a路码元进行余弦载波调制中,采用的余弦载波为cosw1t,式中:w1是瞬时频率,t为时间。
步骤二所述将第b路码元进行chirp信号调制中,采用的chirp信号为cos[(w1-2π/T)t+k1t2],式中:w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1是调频率,t为时间。
步骤二所述将第c路码元进行正弦载波调制中,采用的正弦载波为sin w1t,式中:w1是瞬时频率,t为时间。
步骤二所述将第d路码元进行chirp信号调制中,采用的chirp信号为cos[(w1-2π/T)t+k2t2],式中:w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k2是调频率,t为时间。
步骤三中第一路相干载波为cos w0t;第二路相干载波为-sin w0t,式中:w0是瞬时频率,t为时间。
步骤四中获得第一路解调后信号为:d1 cos w1t+d2cos[(w1-2π/T)t+k1t2];
第二路解调后信号为:d3 sin w1t+d4 cos[(w1-2π/T)t+k2t2];
式中:d1、d2、d3和d4均为信道增益系数,w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1和k2均为调频率,t为时间。
步骤五中将步骤四中的第一路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得的四路积分结果为:
输出值分别记为:v1,v2,v3和v4;
步骤五中将步骤四中的第二路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得的四路积分结果为:
式中:d1、d2、d3和d4均为信道增益系数,w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1和k2均为调频率,t为时间。
输出值分别记为:u1,u2,u3和u4;
步骤五中将步骤四中对第一路解调后信号的四路积分结果最大值进行判决的方法是:
当输出最大值是v1时,对应判决组合为(1,1);当最大值是v2时,对应判决组合为(1,-1);当输出最大值是v3时,对应判决组合为(-1,1),当输出最大值是v4时,对应判决组合为(-1,-1);
步骤五中将步骤四中对第二路解调后信号的四路积分结果最大值进行判决的方法是:当输出最大值是u1时,对应判决组合为(1,1),当最大值是u2时,对应判决组合为(1,-1),当输出最大值是u3时,对应判决组合为(-1,1),当输出最大值是u4时,对应判决组合为(-1,-1)。
本发明利用了chirp信号和正弦余弦信号波形协同的方式进行调制解调,是一种新的调制解调方式,在原来QPSK信号调制的I路和Q路上分别增加一路chirp信号作为载波调制一路基带信号,可以使原来的两路调制增加到四路调制,并且在解调端,利用频域模版和分数域模版组合匹配滤波,并且设计了八个积分器,最后将滤波结果组合判决信息比特。
它的信号调制方法:在原来QPSK调制的I路和Q路上分别增加一路chirp信号作为载波调制一路信息序列,合成后的信号采用IQ两路分别混频的方式发射出去如图1所示。具体实施:对于基带信号首先进行串/并转换变成四路并行码元a,b,c,d。其中每个码元的持续时间是输入码元持续时间的4倍如图2所示。然后,我们将a路码元和b路码元分别进行余弦载波和chirp信号的调制,调制后合成为一路。这里我们用cos w1t作为余弦载波,cos[(w1-2π/T)t+k1t2]作为chirp信号,w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1是调频率。同理,将c,d路码元分别进行正弦载波和chirp信号的调制,调制后合成为另一路,这里采用sin w1t作为正弦载波,瞬时频率和余弦载波相同,保证了两路正交。cos[(w1-2π/T)t+k2t2]作为这一路的chirp信号,这里的chirp信号的调频率k2。将两路信号分别混频到载波合成后作为调制信号发射,这里设载波是cos w0t和-sin w0t,w0是瞬时频率。
它的解调方法:利用了频域和分数傅里叶域的模版合成进行滤波,并且设计了八个积分器进行组合判决信息比特如图3所示。具体实施:对于接收段接收到的信号,首先利用两路相干载波cos w0t和-sin w0t进行解调,分离出两路信号,这两路信号分别是d1 cos w1t+d2 cos[(w1-2π/T)t+k1t2]和d3 sin w1t+d4 cos[(w1-2π/T)t+k2t2],其中di,i=1,2,3,4是信道增益系数。然后分别设计四路积分器进行积分:
输出的值分别是vi,i=1,2,3,4和ui,i=1,2,3,4如图3所示,分别利用一个比较器,进行最大值比较并且输出最大值,当输出最大值是v1时,对应判决组合应是(1,1),当最大值是v2时,对应判决组合应是(1,-1),当输出最大值是v3时,对应判决组合应是(-1,1),当输出最大值是v4时,对应判决组合应是(-1,-1)。同理当输出最大值是u1时,对应判决组合应是(1,1),当最大值是u2时,对应判决组合应是(1,-1),当输出最大值是u3时,对应判决组合应是(-1,1),当输出最大值是u4时,对应判决组合应是(-1,-1);最后在进行并/串转换后输出。
Claims (10)
1.基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征是:
它的信号调制方法由以下步骤实现:
步骤一、将基带信号进行串/并转换变成四路并行的码元,即:第a路码元、第b路码元、第c路码元和第d路码元;
步骤二、将第a路码元进行余弦载波调制,获得调制后的第a路信号;将第b路码元进行chirp信号调制,获得调制后的第b路信号;将调制后的第a路信号和调制后的第b路信号进行合成,获得第一路合成信号;
将第c路码元进行正弦载波调制,获得调制后的第c路信号;将第d路码元进行chirp信号调制,获得调制后的第d路信号;将调制后的第c路信号和调制后的第d路信号进行合成,获得第二路合成信号;
步骤三、将步骤二获得的第一路合成信号与第一路相干载波进行混频处理,获得第一路混频信号;将步骤二获得的第二路合成信号与第二路相干载波进行混频处理,获得第二路混频信号;将所述第一路混频信号和第二路混频信号进行合成,获得基带信号的调制信号,完成基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制;
它的信号解调方法由以下步骤实现:
步骤四、将步骤三中基带信号的调制信号同时采用第三路相干载波和第四路相干载波进行解调,获得第一路解调后信号和第二路解调后信号;所述第三路相干载波与步骤三中的第一路相干载波为一段相同的信号;第四路相干载波与步骤三中的第二路相干载波为一段相同的信号;
步骤五、将步骤四中的第一路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得四路积分结果;并采用比较器对四路积分结果进行比较,获得四路积分结果中的最大值;并用该最大值进行判决,获得第一路判决结果;
将步骤四中的第二路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得四路积分结果;并采用比较器对四路积分结果进行比较,获得四路积分结果中的最大值;并用该最大值进行判决,获得第二路判决结果;
步骤六、将步骤五中获得的第一路判决结果和第二路判决结果进行并/串转换,获得基带信号的解调结果,完成基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号解调。
2.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤一所述将基带信号进行串/并转换变成四路并行的码元中,每个码元的持续时间是基带信号中码元持续时间的4倍。
3.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤二所述将第a路码元进行余弦载波调制中,采用的余弦载波为cosw1t,式中:w1是瞬时频率,t为时间。
4.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤二所述将第b路码元进行chirp信号调制中,采用的chirp信号为cos[(w1-2π/T)t+k1t2],式中:w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1是调频率,t为时间。
5.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤二所述将第c路码元进行正弦载波调制中,采用的正弦载波为sin w1t,式中:w1是瞬时频率,t为时间。
6.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤二所述将第d路码元进行chirp信号调制中,采用的chirp信号为cos[(w1-2π/T)t+k2t2],式中:w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k2是调频率,t为时间。
7.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤三中第一路相干载波为cosw0t;第二路相干载波为-sinw0t,式中:w0是瞬时频率,t为时间。
8.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于
步骤四中获得第一路解调后信号为:d1 cos w1t+d2 cos[(w1-2π/T)t+k1t2];
第二路解调后信号为:d3 sin w1t+d4 cos[(w1-2π/T)t+k2t2];
式中:d1、d2、d3和d4均为信道增益系数,w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1和k2均为调频率,t为时间。
9.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤五中将步骤四中的第一路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得的四路积分结果为:
输出值分别记为:v1,v2,v3和v4;
步骤五中将步骤四中的第二路解调后信号同时采用四路积为器进行积分,获得的四路积分结果为:
输出值分别记为:u1,u2,u3和u4;
式中:d1、d2、d3和d4均为信道增益系数,w1是瞬时频率,T是码元持续时间,k1和k2均为调频率,t为时间。
10.根据权利要求1所述的基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法,其特征在于步骤五中将步骤四中对第一路解调后信号的四路积分结果最大值进行判决的方法是:
当输出最大值是v1时,对应判决组合为(1,1);当最大值是v2时,对应判决组合为(1,-1);当输出最大值是v3时,对应判决组合为(-1,1),当输出最大值是v4时,对应判决组合为(-1,-1);
步骤五中将步骤四中对第二路解调后信号的四路积分结果最大值进行判决的方法是:当输出最大值是u1时,对应判决组合为(1,1),当最大值是u2时,对应判决组合为(1,-1),当输出最大值是u3时,对应判决组合为(-1,1),当输出最大值是u4时,对应判决组合为(-1,-1)。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310006109.1A CN103001903B (zh) | 2013-01-08 | 2013-01-08 | 基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310006109.1A CN103001903B (zh) | 2013-01-08 | 2013-01-08 | 基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN103001903A true CN103001903A (zh) | 2013-03-27 |
CN103001903B CN103001903B (zh) | 2015-01-28 |
Family
ID=47930054
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201310006109.1A Active CN103001903B (zh) | 2013-01-08 | 2013-01-08 | 基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN103001903B (zh) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2514869A (en) * | 2013-06-06 | 2014-12-10 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Chirp modulation |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101588332A (zh) * | 2009-05-19 | 2009-11-25 | 哈尔滨工业大学 | 一种余弦与切普信号联合的信号调制和解调方法及基于所述方法的信号发射和接收方法 |
CN101795253A (zh) * | 2010-01-27 | 2010-08-04 | 哈尔滨工程大学 | 频率驻留差分调频键控调制通信方法 |
US7945609B2 (en) * | 2005-11-25 | 2011-05-17 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Method for composing lookup table and searching index thereof |
CN102340476A (zh) * | 2011-07-14 | 2012-02-01 | 哈尔滨工业大学 | 基于加权分数傅里叶变换扩展的ofdm通信系统 |
CN102710580A (zh) * | 2012-06-12 | 2012-10-03 | 哈尔滨工程大学 | 调相和对称升余弦调频的联合调制方法 |
-
2013
- 2013-01-08 CN CN201310006109.1A patent/CN103001903B/zh active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7945609B2 (en) * | 2005-11-25 | 2011-05-17 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Method for composing lookup table and searching index thereof |
CN101588332A (zh) * | 2009-05-19 | 2009-11-25 | 哈尔滨工业大学 | 一种余弦与切普信号联合的信号调制和解调方法及基于所述方法的信号发射和接收方法 |
CN101795253A (zh) * | 2010-01-27 | 2010-08-04 | 哈尔滨工程大学 | 频率驻留差分调频键控调制通信方法 |
CN102340476A (zh) * | 2011-07-14 | 2012-02-01 | 哈尔滨工业大学 | 基于加权分数傅里叶变换扩展的ofdm通信系统 |
CN102710580A (zh) * | 2012-06-12 | 2012-10-03 | 哈尔滨工程大学 | 调相和对称升余弦调频的联合调制方法 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2514869A (en) * | 2013-06-06 | 2014-12-10 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Chirp modulation |
US8971379B2 (en) | 2013-06-06 | 2015-03-03 | Cambridge Silicon Radio Limited | Chirp modulation |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN103001903B (zh) | 2015-01-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN102710281B (zh) | 连续相位调制的直接序列扩频方法 | |
CN103023598B (zh) | 双频四分量扩频信号的恒包络复用方法、装置及接收方法 | |
EP3079264B1 (en) | Spread spectrum signal generating method, generating apparatus, receiving method and receiving apparatus | |
CN102238120B (zh) | 一种FM/Chirp复合频率调制方式及其实现方法 | |
CN106803818A (zh) | 一种TD‑AltBOC信号的接收方法和装置 | |
CN104735017A (zh) | 一种非正交多载波数字调制与解调方法及装置 | |
CN103281275A (zh) | 一种msk/gmsk直接序列扩频信号接收机 | |
CN103888404A (zh) | 一种基于频谱搬移的全频谱载波调制方法 | |
US8965290B2 (en) | Amplitude enhanced frequency modulation | |
CN102710580B (zh) | 调相和对称升余弦调频的联合调制方法 | |
CN101309092A (zh) | 分数傅立叶变换域超宽带脉冲信号调制与解调方法 | |
CN108983155A (zh) | 一种雷达通信一体化波形设计方法 | |
CN103001903B (zh) | 基于频域与分数傅立叶域正交基函数的波形协同信号调制与解调方法 | |
CN101267423B (zh) | 在超宽带系统中利用分数傅立叶域估计时钟频偏的方法 | |
CN101262249B (zh) | 分数傅立叶域和频域联合跳频信号的发射和接收方法及装置 | |
CN104714238A (zh) | 一种基于时域升余弦脉冲的二进制偏移载波调制方法 | |
CN105049169A (zh) | 基于oam同频复用的高码速率星地数据安全传输方法 | |
CN104022988A (zh) | 一种基于msk-boc的时分复用二进制偏移载波调制方法 | |
CN101026602A (zh) | 一种正交调制混沌通信方法 | |
CN103616699B (zh) | 基于最小频移键控脉冲的二进制编码符号优化调制方法 | |
CN105681239A (zh) | 短波单边带系统相干解调实现方法 | |
CN101997789A (zh) | 一种矢量信号的发生方法及发生器 | |
CN105915481B (zh) | 多路高速宽带信号模拟相位调制方法 | |
CN101729470A (zh) | 等幅等周期数字信号调制及解调方法 | |
CN103346857B (zh) | 基于二进制数据预处理的新型bpsk信号传输方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant |