CN101795253A - 频率驻留差分调频键控调制通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的是一种频率驻留差分调频键控调制通信方法。根据系统要求的频带利用率η，计算调频系数α；根据已调信号的中心频率f₀、信息传输速率f_s和调频系数α，计算已调波形样本的上限频率(f₀+αf_s)和下限频率(f₀-αf_s)，并生成四个已调信号波形样本；计算四个已调信号波形样本在一个码元间隔内的相位变化量；根据双极性二进制数据，差分选取已调信号波形样本，并算s_iT(t)的初始相位φ_iT，生成第i码元的已调信号为s_iT(t)；经DA转换器生成模拟的已调信号。本发明提供了一种相位连续、频率平滑过度的数字调制通信方法，是一种新的带通型超窄带通信方法，该方案中已调信号能量主要集中在载波附近，频带利用率较高，在极窄的带宽内实现高速数据传输。

Description

频率驻留差分调频键控调制通信方法

技术领域

本发明是一种数字通信的调制解调方法，是一种新型带通型超窄带调制技术，属于数字通信领域。

背景技术

在无线数字通信领域，随着对通信需求的日益提高，通信速率和电磁频谱资源间的矛盾越发严重，因此出现了一系列高效通信理论及其实现技术，因此正交频分复用(OFDM)技术、高效数字调制技术、多天线(MIMO)技术、空时编码技术、超宽带(UWB)技术等可提高系统通信容量的新理论和新技术不断涌现。

1997年，H R Walker博士提出的甚小移键控(Very Minimum Shift Keying，VMSK)调制具有较高频带利用率，从而开启了超窄带(Ultra Narrow Bandwidth，UNB)调制技术的研究领域。

目前，UNB调制技术可分为基带型UNB调制和带通型UNB调制两大类，我国在带通型UNB调制技术领域的研究水平居于领先地位，其中以吴乐南提出的扩展二元相移键控(Expanded BPSK，EBPSK)调制和甚小波形差键控(Very MinimumWaveform Difference Keying，VWDK)调制、郑国莘提出的甚小线性调频键控(VeryMinimum Chirp Keying，VMCK)为代表，这几种带通型调制方法的已调信号具有较高的频带利用率。

但这几种带通型UNB调制技术存在一定的技术缺陷，

1)EBPSK调制技术：已调信号相位不连续；

2)VWDK调制技术：已调信号波形样本的两个波瓣频率突变，波形过度不平滑；已调信号在符号跳变处频率突变，波形过度不平滑；

3)VMCK调制技术：虽然码元间隔内已调调制频率平滑过度，但在符号跳变处已调信号频率可能发生突变。

相位的不连续和频率的突变将使得已调信号频谱扩展，降低已调信号能量集中度，从而降低频带利用率。

为了进一步提高频带利用率，降低已调信号的带宽，需使得已调信号的频率变换平缓、相位连续。

发明内容

本发明的目的在于提供一种相位连续、频率平滑过度的频率驻留差分调频键控调制通信方法。

本发明的目的是这样实现的：根据系统要求的频带利用率η，计算调频系数α；根据已调信号的中心频率f₀、信息传输速率f_s和调频系数α，计算已调波形样本的上限频率(f₀+αf_s)和下限频率(f₀-αf_s)，并生成四个已调信号波形样本；计算四个已调信号波形样本在一个码元间隔内的相位变化量；根据双极性二进制数据，差分选取已调信号波形样本，并算s_iT(t)的初始相位φ_iT，生成第i码元的已调信号为s_iT(t)；经DA转换器生成模拟的已调信号。

本发明还可以包括：

1、所述根据系统要求的频带利用率η，计算调频系数α为

$\mathrm{\α}=\frac{1}{2\mathrm{\η}}.$

2、所述生成四个已调信号波形样本包括：

升频线性调频信号 $s_1\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)t+\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2];$

降频线性调频信号 $s_2\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)t-\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2];$

低频驻留的单频信号s₃(t)＝sin2π(f₀-αf_s)t；

高频驻留的单频信号s₄(t)＝sin2π(f₀+αf_s)t；

其中：f_s为码元速率，码元间隔T＝1/f_s，α为调频系数，f₀为已调信号中心频率。

3、所述计算四个已调信号波形样本在一个码元间隔内的相位变化量为：

升频线性调频信号s₁(t)码元间隔内相位变化量

${\mathrm{\ψ}}_1=\arg \left[s_1\left(T\right)\right]-\arg \left[s_1\left(0\right)\right]=2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)T+\mathrm{\α}{f}_s^2{T}^2]=2\mathrm{\π}{f}_{0}T;$

降频线性调频信号s₂(t)码元间隔内相位变化量

${\mathrm{\ψ}}_2=\arg \left[s_2\left(T\right)\right]-\arg \left[s_2\left(0\right)\right]=2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)T-\mathrm{\α}{f}_s^2{T}^2]=2\mathrm{\π}{f}_{0}T;$

低频驻留单频信号s₃(t)码元间隔内相位变化量

ψ₃＝arg[s₃(T)]-arg[s₃(0)]＝2π(f₀-αf_s)T＝2π(fT-α)；

高频驻留单频信号s₄(t)码元间隔内相位变化量

ψ₄＝arg[s₄(T)]-arg[s₄(0)]＝2π(f₀+αf_s)T＝2π(fT+α)。

所述算s_iT(t)的初始相位φ_iT，生成第i码元的已调信号为s_iT(t)为：

φ_iT＝φ_(i-1)T+ψ_m

其中：ψ_m是波形样本s_m(t)码元间隔内相位变化量，m＝1，2，3，4；

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}={\mathrm{\ψ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{mj}}$

其中：ψ₀为已调信号的初始相位，ψ_mj为第j个码元选取波形s_m(t)(m＝1，2，3，4)时波形样本s_m(t)码元间隔内相位变化量。

4、所述根据二进制双极性数据a_i选取已调波形样本的第i个数据码元a_i对应的已调信号s_iT(t)为：

当a_i-a_i-1＝2时，选取升频的线性调频信号s₁(t)，即

$s_{\mathrm{iT}}\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)t+\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}]$

当a_i-a_i-1＝-2时，选取降频的线性调频信号s₂(t)，即

$s_{\mathrm{iT}}\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)t-\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}]$

当a_i-a_i-1＝0且a_i+a_i-1＝2时，选取低频驻留的单频信号s₃(t)，即

s_iT(t)＝sin[2π(f₀-αf_s)t+φ_iT]

当a_i-a_i-1＝0且a_i+a_i-1＝-2时，选取低频驻留的单频信号s₄(t)，即

s_iT(t)＝sin[2π(f₀+αf_s)t+φ_iT]

其中：a_i＝±1；φ_iT为第i个码元已调波形波形的初始相位。

本发明提供了一种相位连续、频率平滑过度的数字调制通信方法，是一种新的带通型超窄带通信方法，该方案中已调信号能量主要集中在载波附近，频带利用率较高，在极窄的带宽内实现高速数据传输。

本发明的构想是：利用线性调频信号的频率平滑过渡特征，采用升频线性调频信号、降频线性调频信号、低频驻留单频信号、高频驻留单频信号作为已调信号的波形样本；通过二进制双极性数据差分运算，确定已调信号频率驻留或线性调频，从四个已调信号波形样本中选取一个载荷信息，确保在码元间隔内和码元间已调信号频率的平滑变化；并控制已调信号波形样本的初始相位，确保在码元间已调信号的相位连续。最终提出频率驻留差分调频键控(Frequency Dwell andDifference Chirp Keying，FDDCK)调制通信方法。

本发明与现有技术相比较，具有如下的技术特点：

频带利用率高。已调信号相位连续，其频率变换在码元内和码元间均连续，如图2所示；FDDCK已调信号能量集中度高，带宽极窄，如图3所示。

信道适应能力强。已调信号信道采用单频和线性调频的复合形式，当频带利用率η＝10、信噪比E_b/N₀＝27dB时，系统误码率可达到P_e＝10^-4。

图7给出了SFCCM通信系统的误码率曲线(高斯白噪声信道)

附图说明

图1是FDDCK已调信号频率变换的示意图。

图2是FDDCK已调信号波形示意图。

图3是FDDCK已调信号功率密度谱曲线。

图4是全数字化FDDCK调制流程。

图5是全数字化FDDCK解调流程。

图6是基于DDS的全数字化FDDCK调制解调器原理框图，其中：6(a)为发端，图6(b)为收端。

图7是FDDCK通信系统的误码率曲线(高斯白噪声信道)。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

图1是FDDCK已调信号频率变换的示意图。由图1可见，FDDCK已调信号的频率规律为：当数据状态不变时，已调信号频率保持不变，即频率驻留；当数据状态发生变化时，已调信号频率线性升高或线性降低。

图2是FDDCK已调信号波形示意图。由图2可见，FDDCK已调信号相位连续、频率过度平滑，使得已调信号平滑度较高。

图3是FDDCK已调信号功率密度谱曲线。由图3可见，FDDCK已调信号的能量主要集中在载频附近，且能量集中度极高；因此FDDCK已调信号带宽极窄，FDDCK调制方式的频带利用率极高。

上述的通信方法，采用的通信电路中，采用全数字化频率合成器作为调制电路，采用循环移位匹配滤波器构成解调电路。

图4是全数字化FDDCK调制流程。调制流程如下：根据系统要求的频带利用率η，已调信号的中心频率f₀、信息传输速率f_s，计算调频系数α、已调波形样本的上限频率(f₀+αf_s)和下限频率(f₀-αf_s)。对于生成四个已调信号波形样本；根据双极性二进制数据，差分选取已调信号波形样本，并算s_iT(t)的初始相位φ_iT，生成第i码元的已调信号为s_iT(t)；经DA转换器生成模拟的已调信号。

图5是全数字化FDDCK解调流程。解调流程如下：对接收的已调信号进行带通滤波和AD变换，生成已调信号的数字化序列；将输入信号输入四个循环移位匹配滤波器中，与接收端本地已调波形样本进行循环移位匹配检测，输出四个相关值；对相关值进行比较判决，输出最大相关值，经过差分译码器恢复数据信息。

上述的通信方法，在无线电通信电路中，采用DDS、DSP和DAC来实现调制，采用DSP、DDS和ADC构成解调电路。

图6是基于DDS的全数字化FDDCK调制解调器原理框图。

发端：如图6(a)所示，DSP计算参数、生成频率控制字，将频率控制字输入DDS，并利用Chirp控制模式控制DDS生成频率可变相位连续的FDDCK已调信号，经DAC后输出模拟形式的频率控制字已调信号。

收端：如图6(b)所示，带通滤波器(BFP)滤除带外噪声，由ADC将接收信号数字化；数字化的已调信号输入DSP中的循环移位匹配滤波器中，与DDS生成的本地已调信号波形样本进行匹配滤波，生成相关值；利用DSP中的检测判决模块比较各路相关值，输出最大的一路作为检测结果；检测结果输入差分译码器中恢复数据信息。

本发明的具体实现步骤为：

1.根据系统要求的频带利用率η，计算调频系数α，即

$\mathrm{\α}=\frac{1}{2\mathrm{\η}}.$

2.根据已调信号的中心频率f₀、信息传输速率f_s和调频系数α，计算已调波形样本的上限频率(f₀+αf_s)和下限频率(f₀-αf_s)，并生成四个已调信号波形样本，即

升频线性调频信号是

$s_1\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)t+\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2]$

降频线性调频信号是

$s_2\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)t-\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2]$

低频驻留的单频信号是

s₃(t)＝sin2π(f₀-αf_s)t

高频驻留的单频信号是

s₄(t)＝sin2π(f₀+αf_s)t

式中：f_s为码元速率，码元间隔T＝1/f_s，α为调频系数，f₀为已调信号中心频率。

3.计算四个已调信号波形样本在一个码元间隔内的相位变化量，即升频线性调频信号s₁(t)码元间隔内相位变化量

${\mathrm{\ψ}}_1=\arg \left[s_1\left(T\right)\right]-\arg \left[s_1\left(0\right)\right]=2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)T+\mathrm{\α}{f}_s^2{T}^2]=2\mathrm{\π}{f}_{0}T$

降频线性调频信号s₂(t)码元间隔内相位变化量

${\mathrm{\ψ}}_2=\arg \left[s_2\left(T\right)\right]-\arg \left[s_2\left(0\right)\right]=2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)T-\mathrm{\α}{f}_s^2{T}^2]=2\mathrm{\π}{f}_{0}T$

低频驻留单频信号s₃(t)码元间隔内相位变化量

ψ₃＝arg[s₃(T)]-arg[s₃(0)]＝2π(f₀-αf_s)T＝2π(fT-α)

高频驻留单频信号s₄(t)码元间隔内相位变化量

ψ₄＝arg[s₄(T)]-arg[s₄(0)]＝2π(f₀+αf_s)T＝2π(fT+α)。

4.计算第i个数据码元的已调信号的初始相位φ_iT，为了确保已调信号相位连续，第i个数据码元的已调信号的初始相位φ_iT等于第i-1个数据码元已调信号初始相位φ_(i-1)T和第i-1个数据码元已调信号相位变化量的和，即

φ_iT＝φ_(i-1)T+ψ_m

式中：ψ_m是波形样本s_m(t)码元间隔内相位变化量，m＝1，2，3，4。

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}={\mathrm{\ψ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{mj}}$

式中：ψ₀为已调信号的初始相位，ψ_mj为第j个码元选取波形s_m(t)(m＝1，2，3，4)时波形样本s_m(t)码元间隔内相位变化量。

5.根据二进制双极性数据a_i选取已调波形样本，第i个数据码元a_i对应的已调信号s_iT(t)为：

当a_i-a_i-1＝2时，选取升频的线性调频信号s₁(t)，即

$s_{\mathrm{iT}}\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)t+\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}]$

当a_i-a_i-1＝-2时，选取降频的线性调频信号s₂(t)，即

$s_{\mathrm{iT}}\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)t-\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}]$

当a_i-a_i-1＝0且a_i+a_i-1＝2时，选取低频驻留的单频信号s₃(t)，即

s_iT(t)＝sin[2π(f₀-αf_s)t+φ_iT]

当a_i-a_i-1＝0且a_i+a_i-1＝-2时，选取低频驻留的单频信号s₄(t)，即

s_iT(t)＝sin[2π(f₀+αf_s)t+φ_iT]

式中：a_i＝±1；φ_iT为第i个码元已调波形波形的初始相位。

6.据根计算的第i码元的已调信号的初始相位φ_Ti和选取的波形样本，生成FDDCK已调信号。

Claims (5)

1.一种频率驻留差分调频键控调制通信方法，其特征是：根据系统要求的频带利用率η，计算调频系数α；根据已调信号的中心频率f₀、信息传输速率f_s和调频系数α，计算已调波形样本的上限频率(f₀+αf_s)和下限频率(f₀-αf_s)，并生成四个已调信号波形样本；计算四个已调信号波形样本在一个码元间隔内的相位变化量；根据双极性二进制数据，差分选取已调信号波形样本，并算s_iT(t)的初始相位φ_iT，生成第i码元的已调信号为s_iT(t)；经DA转换器生成模拟的已调信号。

2.根据权利要求1所述的频率驻留差分调频键控调制通信方法，其特征是所述根据系统要求的频带利用率η，计算调频系数α为

$\mathrm{\α}=\frac{1}{2\mathrm{\η}}.$

3.根据权利要求2所述的频率驻留差分调频键控调制通信方法，其特征是所述生成四个已调信号波形样本包括：

升频线性调频信号 $s_1\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)t+\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2];$

降频线性调频信号 $s_2\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)t+\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2];$

低频驻留的单频信号s₃(t)＝sin2π(f₀-αf_s)t；

高频驻留的单频信号s₄(t)＝sin2π(f₀+αf_s)t；

其中：f_s为码元速率，码元间隔T＝1/f_s，α为调频系数，f₀为已调信号中心频率。

4.根据权利要求3所述的频率驻留差分调频键控调制通信方法，其特征是所述计算四个已调信号波形样本在一个码元间隔内的相位变化量为：

升频线性调频信号s₁(t)码元间隔内相位变化量

${\mathrm{\ψ}}_1=\arg \left[s_1\left(T\right)\right]-\arg \left[s_1\left(0\right)\right]=2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)T+\mathrm{\α}{f}_s^2{T}^2]=2\mathrm{\π}{f}_{0}T;$

降频线性调频信号s₂(t)码元间隔内相位变化量

${\mathrm{\ψ}}_2=\arg \left[s_2\left(T\right)\right]-\arg \left[s_2\left(0\right)\right]=2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)T-\mathrm{\α}{f}_s^2{T}^2]=2\mathrm{\π}{f}_{0}T;$

低频驻留单频信号s₃(t)码元间隔内相位变化量

ψ₃＝arg[s₃(T)]-arg[s₃(0)]＝2π(f₀-αf_s)T＝2π(fT-α)；

高频驻留单频信号s₄(t)码元间隔内相位变化量

ψ₄＝arg[s₄(T)]-arg[s₄(0)]＝2π(f₀+αf_s)T＝2π(fT+α)。

所述算s_iT(t)的初始相位φ_iT，生成第i码元的已调信号为s_iT(t)为：φ_iT＝φ_(i-1)T+ψ_m

其中：ψ_m是波形样本s_m(t)码元间隔内相位变化量，m＝1，2，3，4；

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}={\mathrm{\ψ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{mj}}$

其中：ψ₀为已调信号的初始相位，ψ_mj为第j个码元选取波形s_m(t)(m＝1，2，3，4)时波形样本s_m(t)码元间隔内相位变化量。

5.根据权利要求4所述的频率驻留差分调频键控调制通信方法，其特征是所述根据二进制双极性数据a_i选取已调波形样本的第i个数据码元a_i对应的已调信号s_iT(t)为：

当a_i-a_i-1＝2时，选取升频的线性调频信号s₁(t)，即

$s_{\mathrm{iT}}\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0-\mathrm{\α}{f}_s)t+\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}]$

当a_i-a_i-1＝-2时，选取降频的线性调频信号s₂(t)，即

$s_{\mathrm{iT}}\left(t\right)=\sin 2\mathrm{\π}[(f_0+\mathrm{\α}{f}_s)t-\mathrm{\α}{f}_s^2{t}^2+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iT}}]$

当a_i-a_i-1＝0且a_i+a_i-1＝2时，选取低频驻留的单频信号s₃(t)，即

s_iT(t)＝sin[2π(f₀-αf_s)t+φ_iT]

当a_i-a_i-1＝0且a_i+a_i-1＝-2时，选取低频驻留的单频信号s₄(t)，即

s_iT(t)＝sin[2π(f₀+αf_s)t+φ_iT]

其中：a_i＝±1；φ_iT为第i个码元已调波形波形的初始相位。

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