CN104717170A - 可重构终端的信号调制与解调方法 - Google Patents

Abstract

可重构多模终端的信号调制与解调方法，涉及一种终端调制与解调方法。用于在满足传统多模终端功能的基础之上，提高了硬件资源利用率。该技术的实现策略是分层重构策略。具体为：将调制与解调系统分为4层：分类层，该层将优化选择机制提供的最佳接入方式映射为调制与解调系统各模块的类别。逻辑功能模块层，该层将分类层的每个分类结果进行建模，为每个分类结果设计相应的逻辑实现模型。电路结构与算法模型层，该层将对逻辑层重构模型中的每个逻辑功能模块进行建模并设计相应的电路结构模型。硬件编程写入方式层，实现层将分类层得到的电路或算法设计在可编程逻辑器件中进行实现，同时设计相应的控制方式以配合完成上述功能。

Description

可重构终端的信号调制与解调方法

技术领域

本发明涉及一种终端调制与解调方法。

背景技术

所谓多模终端指的是通信终端对于无线接入技术的支持不止一种，并能够通过这些无线接入技术获得相应的服务。常见几类多模终端分类情况如下：

1)手动变换多模单待终端

这种终端相当于几个单模终端的简单集成，需要用户手动来完成模式变换。新旧模式的转变过程中手机是无法向用户提供服务的。

2)自动变换多模单待终端

终端在一个时刻工作在某一模式下，但在工作条件下能够对其他模式进行相应的观测和侦听,同时上报目前所工作的模式。

3)双收单发或双收双发多模双待终端

双收单发终端能够同时接收多种模式的信号，但是某一时刻只能发送一种模式的信号，而双收双发模块支持多种模式同时接收与发送，各个模块之间也是相互独立的。

目前上述介绍的多模终端都是多种无线接入技术芯片的集成，当前的终端还可以支持多模或三模，但可以想象随着更多无线网络的出现和投入使用，当终端需要选择的无线接入网络较多时，无线接入技术的芯片会占用终端大量资源，传统的多模终端势必会遇到瓶颈。综上，传统的多模终端无法适应大规模异构无线网络融合和异构无线网络智能化的要求，因此迫切需要新的技术来解决这一问题。

发明内容

本发明是为了在实现传统多模终端能够接收多种制式信号的基础上，提高传统多模终端的硬件资源利用率，从而提出一种可重构终端的信号调制和解调方法。

可重构多模终端的信号调制方法，它由以下步骤实现：

步骤一、建立分类层：对多模终端各功能模块的调制方式进行分类，分类标准是工作方式之间核心部分逻辑功能的相似度；

步骤二、建立逻辑层：将步骤一所得到的每个分类模块的实现过程按步骤分解，并对每一步骤设计相应的逻辑功能模块，并以此为目标建立逻辑层重构模型；

步骤三、建立电路层：将逻辑层的逻辑功能模块进行分解，并给出每个逻辑模块的电路实现结构和算法，建立电路层重构模型；

步骤四、建立实现层：为步骤三所建立的电路层的电路功能和算法模块给出电路原件控制方式和基本程序单元，从而建立起实现层重构模型；

步骤五、将以上四个步骤所建立起的分层重构模型在合适的SDR硬件平台上利用硬件语言进行实现，实现可重构多模终端的信号调制。

步骤一中，建立分类层：对多模终端各功能模块的调制方式进行分类，分类标准是工作方式之间核心部分逻辑功能的相似度，具体方法为：

设传输信息对余弦载波进行调制；

对幅度、相位、频率三种特征进行调制后，信号形式见公式(1)，设信号的初始相位为0。

$s\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}A\left(t\right)\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π\Δf}\left(t\right)t+\mathrm{\φ}\left(t\right)]g[t-i{T}_S]---\left(1\right)$

其中：A(t)表示调制幅度，f_c表示载波信号的频率，△f(t)表示调制频率，φ(t)表示调制相位；

g[t-iT_S]表示第i个符号内的持续时间为T_S的矩形脉冲，在理想条件下，其表达式见公式(2)：

根据上述表达方法，M进制的ASK、FSK、QAM、PSK表示为如下形式，其中M＝2^k,k＝1,2,3…；

1)、MASK数学表达式公式(3)：

$s_{\mathrm{MASK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)g[t-i{T}_S]---\left(3\right)$

其中：A·A_i表示第i个调制符号的幅度值，A_i＝2l-(M-1),l＝0,1,2,…,M-1；

2)、MPSK数学表达式见公式(4)：

$s_{\mathrm{MPSK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(4\right)$

其中：

φ_i表示相位偏移量，根据星座图的不同，相位调制可以分为和两种体系；

3)、MFSK的数学表达式见公式(6)：

$s_{\mathrm{MFSK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\cos \left[2\mathrm{\π}(f_c+{\mathrm{\Δf}}_i)t\right]g[t-i{T}_S]---\left(6\right)$

其中，△f_i＝[l-(M-1)/2]△f,l＝0,1,2,…,M-1；△f表示相邻的频率间隔；

4)、MQAM的数学表达式见公式(7)：

$s_{\mathrm{MQAM}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(7\right)$

其中，A_i＝2l-(M-1),l＝0,1,2,…,M-1，A_i和φ_i分别是对载波幅度和相位的调制，

可见，调制信号的统一表达式见公式(9)：

$\begin{array}{c}s\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+(2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)]g[t-i{T}_S]\\ =A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i[\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)-\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)]g[t-i{T}_S]\\ =\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\·\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]\\ -\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\·\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]\end{array}---\left(9\right)$

令：

$x\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(10\right)$

$y\left(t\right)=\underset{i}{-\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(11\right)$

则：

$s\left(t\right)=\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)x\left(t\right)+\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)y\left(t\right)---\left(12\right)$

从公式(12)看出MASK、MPSK、MFSK都能够表示为调制信息对余弦载波信号 cos(2πf_ct)和与其正交的正弦载波信号sin(2πf_ct)的调制，因此，上述调制方法都能够使用数字调制的移相法来实现；

对于OFDM调制方式，在MFSK满足MSK(最小频移键控)的条件，则MFSK能够转换为移相法，OFDM在每个载波上进行的幅度以及相位的调制，并行完成调制，

综上，获得数字调制的分类模型。

步骤二中，建立逻辑层：将步骤一所得到的每个分类模块的实现过程按步骤分解，并对每一步骤设计相应的逻辑功能模块，并以此为目标建立逻辑层重构模型，其具体方法为：

将一路串行数据转换为同相支路(I路)和正交支路(Q路)两路并行数据；并按照时序顺序执行下列步骤：

信号电平产生步骤：I路、Q路数据根据进制的需要转换为不同的电平信号；

载波调制步骤：I路、Q路信号分别与载波信号的同相和正交分量相乘；

调制信号输出步骤：I路、Q路信号相加得到最终调制信号；

若是差分调制，则加入差分步骤；

则构成逻辑层重构模型。

建立电路层：将逻辑层的逻辑功能模块进行分解，并设计每个逻辑模块的电路实现结构和算法，建立电路层重构模型的具体方法为：

步骤A、I/Q分路：将原始数据进行串并转换、比特组合并分离成I/Q两路，之后分别与同相和正交载波相乘后并相加获得调制信号；其中，比特组合根据不同调制方式的星座图建立；

步骤B、符号映射：将I/Q支路中的比特数据表示为调制所需的符号信息；

步骤C、电平产生：完成I/Q支路调制符号映射为相应的模拟电平；

步骤D、载波调制：将原始数据对载波信号正交和同相分量的调制，并叠加生成最终的调制信号。

可重构多模终端的数字解调分类层的信号解调方法为：

依次通过解调、采样和判决三个步骤实现；

根据是否知道载波的初始相位，载波解调分为相干解调和非相干解调；

其中：相干解调通过本地相关器实现，而非相干解调主要通过包络检测的方式来实现；

对于OFDM信号，则采用FFT来实现。

载波相干解调逻辑层的信号解调方法包括以下步骤：

步骤A1、对接收信号进行载波相关运算：将接收信号分为I、Q两路，分别与本地载波的同相和正交分量进行相乘，然后通过低通滤波器输出I、Q两路的数据；

步骤A2、I/Q判决，设置判决门限值对I/Q支路判决；

步骤A3、I/Q合路，对I、Q两路数据进行合并，完成并串转化；

步骤A4、码字映射，将输出信号映射为所需码字；

若是差分解调，则需要差分译码的处理。

数字解调电路层的信号解调方法包括以下步骤：

步骤B1、本地载波相关运算：解调端本地产生与接收信号载波同频同相的波形，接收信号分别与该波形同相和正交分量相乘，最后通过低通滤波器获得到载波上I/Q两路信息；

步骤B2、I/Q支路判决：通过载波相关运算后，对I/Q支路上的基带信息进行幅度判决，该幅度判决的阶数通过调制方式和调制方式的进制数确定；

步骤B3、I/Q合路：将I/Q支路数据进行合并；

I/Q合路分为：I路直接输出、并串转化后输出和比特组合后输出；

若为差分译码，则在步骤B2和步骤B3之间还包括：

差分译码步骤：实现对接收码字的差分译码。

本发明是一种基于分层模型的可重构终端实现技术。在实现传统多模终端的基本功能的基础上，提高了传统多模终端的硬件资源利用率以及适用性。

附图说明

图1是本发明的可重构终端的结构示意图；

图2是数字调制的分类模型示意图；

图3是数字解调分类层的分类模型示意图；

图4是逻辑层重构模型示意图；

图5是载波相干解调逻辑层重构模型示意图；

图6是数字调制电路层重构中I/Q分路示意图；

图7是数字调制电路层重构中载波调制电路结构示意图；

图8是2ASK调制方式的重构调制信号和传统调制信号的仿真比较示意图；

图9是QPSK调制方式的重构调制信号和传统调制信号的仿真比较示意图；

图10是8PSK调制方式的重构调制信号和传统调制信号的仿真比较示意图；

图11是16QAM调制方式的重构调制信号和传统调制信号的仿真比较示意图；

图12是2ASK、QPSK、8PSK、16QAM信号在使用传统的相干解调方法和重构的方法分别对相同的调制信号进行解调的误码率仿真比较示意图；

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1说明本具体实施方式，可重构多模终端实现方法如下：

步骤一、建立分类层。对终端各功能模块的工作方式进行分类，分类标准是工作方式之间核心部分逻辑功能的相似度。

工作参数及模块信息：每个功能模块的所有工作方式，以及工作方式与分类模块的对应关系。

步骤二、建立逻辑层。将步骤一所得到的每个分类模块的实现过程按步骤分解，并对每一步骤设计相应的逻辑功能模块，并以此为目标建立逻辑层重构模型。

工作参数及模块信息：逻辑模块的参数的定义，分类层的参数与逻辑功能模块参数的映射关系。

步骤三、建立电路层。将逻辑层的逻辑功能模块进行分解，并设计每个逻辑模块的电路实现结构和算法，建立电路层重构模型。

工作参数及模块信息：电路功能模块的参数定义，逻辑层的输入参数与电路功能模块的参数的映射关系。

步骤四、建立实现层。为步骤三所建立的电路层的电路功能和算法模块设计电路原件控制方式和基本程序单元从而建立起实线层重构模型。

工作参数及模块信息：硬件平台的基本组成和工作能力，电路层的输入参数与控制参数和程序单元的映射关系，以及时序安排机制，设备工作状态和性能参数等。

步骤五、将以上4个步骤所建立起的分层重构模型在合适的SDR硬件平台上利用硬件语言进行实现。得到可重构多模终端。

具体为：步骤一、建立分类层，调制方式根据传输信息调制载波特征的不同一般可分为ASK(幅度调制)、PSK(相位调制)、FSK(频率调制)。频带调制也可以是上述几种方式的组合，分类层需要以相似度为原则对所有调制方式进行分类。

假设传输信息对余弦载波进行调制，则对幅度、相位、频率三种特征进行调制后， 信号形式见式1，我们假设信号的初始相位为0。

$s\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}A\left(t\right)\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π\Δf}\left(t\right)t+\mathrm{\φ}\left(t\right)]g[t-i{T}_S]---\left(1\right)$

其中A(t)表示调制幅度，f_c表示载波信号的频率，△f(t)表示调制频率，φ(t)表示调制相位，g[t-iT_S]表示第i个符号内的持续时间为T_S的矩形脉冲。在理想条件下，其表达式见式2

根据上述表达方法，M进制的ASK、FSK、QAM、PSK可以表示为如下形式。其中M＝2^k,k＝1,2,3…。

1)MASK数学表达式见式3：

$s_{\mathrm{MASK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)g[t-i{T}_S]---\left(3\right)$

其中A·A_i表示第i个调制符号的幅度值，A_i＝2l-(M-1),l＝0,1,2,…,M-1。

2)MPSK数学表达式见式4：

$s_{\mathrm{MPSK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(4\right)$

其中

φ_i表示相位偏移量，根据星座图的不同，相位调制可以分为和两种体系。

3)MFSK的数学表达式见式6：

$s_{\mathrm{MFSK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\cos \left[2\mathrm{\π}(f_c+{\mathrm{\Δf}}_i)t\right]g[t-i{T}_S]---\left(6\right)$

其中，△f_i＝[l-(M-1)/2]△f,l＝0,1,2,…,M-1。△f表示相邻的频率间隔，MFSK会有几个调制频率，因此可以认为是一种多载波调制。

4)MQAM的数学表达式见式7：

$s_{\mathrm{MQAM}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(7\right)$

其中A_i＝2l-(M-1),l＝0,1,2,…,M-1，A_i和φ_i分别是对载波幅度和相位的调制，

通过上面的分析，我们可以看出调制信号的统一表达式见式9。

$\begin{array}{c}s\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+(2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)]g[t-i{T}_S]\\ =A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i[\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)-\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)]g[t-i{T}_S]\\ =\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\·\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]\\ -\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\·\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]\end{array}---\left(9\right)$

令

$x\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(10\right)$

$y\left(t\right)=\underset{i}{-\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(11\right)$

则

s(t)＝cos(2πf_ct)x(t)+sin(2πf_ct)y(t)   (12) 

从式12可以看出MASK,MPSK,MFSK都可以表示为调制信息对余弦载波信号cos(2πf_ct)和与其正交的正弦载波信号sin(2πf_ct)的调制。因此，上述调制方法都可以使用数字调制的移相法来实现。

当前广泛使用的多载波调制方式有传统的多载波调制方式MFSK，还包括OFDM调制方式，多载波调制原则上不能使用移相法实现调制，但在一些条件下也可以进行相应的转化，例如MFSK满足MSK(最小频移键控)的条件，则MFSK可以转换为移相法，OFDM在每个载波上进行的幅度以及相位的调制，并行完成调制，也可以借鉴移相法的思想。综上，通过对调制方法的分析，我们可以得到数字调制的分类模型，分类模型如图2所示；

解调一般可以分为解调、采样和判决三个步骤，解调方式的不同本质上体现在载波解调上，根据是否知道载波的初始相位，载波解调可以分为相干解调和非相干解调。其中相干解调主要通过本地相关器实现，而非相干解调主要通过包络检测的方式来实现。对于上文提到的OFDM信号，它的解调需要使用FFT来实现。因此，可以得到数 字解调分类层的分类模型，分类模型如图3所示。

步骤二、建立逻辑层，数字调制逻辑层需要给数字调制分类层的每个分类模型建立逻辑模型。

建立终端重构逻辑层模型时，需要对模型中的每个步骤建立逻辑功能模块，这些逻辑功能模块有输入/输出接口与其他模块相连接，可以通过改变参数配置来适应不同的工作方式。移相法调制主要的逻辑功能步骤包括：信息数据串并分离，即将一路串行数据变化为同相支路(I路)和正交支路(Q路)两路并行数据；信号电平产生，I路，Q路数据根据进制的需要转换为不同的电平信号；载波调制，I路，Q路信号分别与载波信号的同相和正交分量相乘；调制信号输出，I路，Q路信号相加得到最终调制信号。另外，在差分调制中，还需要加入差分环节。根据上述分析，将各个步骤按照时序顺序连接起来，就构成了移相法调制Layer2逻辑层重构模型，如图4所示。

在数字解调分类层分类模型中，载波相干解调主要的逻辑功能步骤包括：对接收信号进行载波相关运算，一般情况下是将接收信号分为I，Q两路，分别与本地载波的同相和正交分量进行相乘，最后通过低通滤波器输出I，Q两路的数据；I/Q判决，设置判决门限值对I/Q支路判决；I/Q合路，对I，Q两路数据进行合并，完成并串转化；码字映射，将输出信号映射为所需码字。在重构过程中，如果是差分解调，则需要差分译码的处理。将各个步骤按照时序顺序连接起来，就构成了载波相干解调逻辑层重构模型，如图5所示。

步骤三、建立电路层。

数字调制电路层重构

1)I/Q分路

完成输入信息数据分解为I/Q两路数据，由图6所示，移相法调制必须将原始数据进行串并转换、比特组合并分离成I/Q两路，之后分别与同相和正交载波相乘后并相加就可得到调制信号。根据调制方式的不同，I/Q分路中的比特组合方式也不尽相同，本质区别体现在它们的星座图上。串并转换和差分编码模块功能固定，变化较少，且有相对成熟的电路模型，因此在I/Q分路模块不同的调制方式的差异性主要体现在比特组合模块。在设计比特组合模块时，需要根据不同调制方式的星座图为其建立比特组合算法，最后实现从调制方式到比特组合模块工作参数的映射。

2)符号映射

完成将I/Q支路中的比特数据表示为调制所需的符号信息。另外，符号映射算法模型的映射关系还取决于通信系统使用的码字类型。在设计符号映射模块时，需根据调制方式，码字类型，以及码字代表的比特数建立调制符号映射表，完成模块的建立。

3)电平产生

完成I/Q支路调制符号映射为相应的模拟电平。电平的产生应该与通信系统的要求相一致，不同的通信系统调制符号对应的电平将不同。设计电平产生模块时，应根据不同的通信系统规范建立不同的电平映射关系，完成电路模型设计。

4)载波调制

完成信息对载波信号正交和同相分量的调制，并叠加生成最终的调制信号。其电路实现结构如图7所示。

同数字调制电路层重构相似，数字解调电路层重构需要为解调逻辑层的每个逻辑功能模块设计电路或算法模型并完成工作参数的映射。

1)本地载波相关运算

实现接收信号上携带信息的I/Q分路。载波相关运算的基本原理是解调端本地产生与接收信号载波同频同相的波形，接收信号分别与该波形同相和正交分量相乘，最后通过低通滤波器就可得到载波上I/Q两路信息。假设接收信号r(t)为

r(t)＝cos(2πf_ct)·x′(t)+sin(2πf_ct)·y′(t)   (13)

那么接收信号分别与载波信号的同相和正交分量相乘，见式14,15所示，则分别可以得到含有I/Q两路信息的低频分量。由通信原理可知，只需要在载波相乘后连接低通滤波器就可得到上述I/Q基带信息。

$\begin{array}{c}{r}_1\left(t\right)=[\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)x^{\′}\left(t\right)+\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)y^{\′}\left(t\right)]\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\\ =x^{\′}\left(t\right)\frac{\cos \left({4\mathrm{\πf}}_{c}t\right)+1}{2}+y^{\′}\left(t\right)\frac{\sin \left(4\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)}{2}\\ =\frac{1}{2}{x}^{\′}\left(t\right)+\frac{1}{2}[x^{\′}\left(t\right)\cos \left(4\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+y^{\′}\left(t\right)\sin \left(4\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]\end{array}---\left(14\right)$

$\begin{array}{c}{r}_Q\left(t\right)=[\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)x^{\′}\left(t\right)+\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)y^{\′}\left(t\right)]\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\\ =x^{\′}\left(t\right)\frac{\sin \left({4\mathrm{\πf}}_{c}t\right)}{2}+y^{\′}\left(t\right)\frac{1-\cos \left(4\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)}{2}\\ =\frac{1}{2}{y}^{\′}\left(t\right)+\frac{1}{2}[x^{\′}\left(t\right)\sin \left(4\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)-y^{\′}\left(t\right)\cos \left(4\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]\end{array}---\left(15\right)$

综上，结合载波相关和低通滤波两个环节，设计本地载波相关运算模块的电路模 型如图7所示。

2)I/Q支路判决

通过载波相关运算后，需要对I/Q支路上的基带信息进行幅度判决。判决的主要参数有调制方式，调制方式的进制数以及当前通信系统的系统规范。调制方式和调制方式的进制数决定了幅度判决的阶数。

3)差分译码

实现对接收码字的差分译码，该模块为可选模块，如果调制信号为差分信号，则接收码字必须进行差分译码。

4)I/Q合路

实现I/Q支路数据按照一定的规则进行合并。同I/Q分路相似，调制方式和进制数是该模块主要的输入参数。根据合并的规则不同，I/Q合路可以分为：I路直接输出，例如BPSK解调，载波相关运算后I路输出就是基带信号；并串转化后输出，如MQAM和QPSK解调，载波相关运算后I,Q路交替输出即为基带信号；比特组合后输出，如8PSK调制过程有比特组合的步骤，因此在解调过程中需要对I/Q两路的数据进行逆组合。

步骤四、建立实现层。重构终端分层策略实现层负责将电路层的电路或算法模块以及参数信息通过一定的控制方式写入可重配置硬件平台，实现终端的重新配置。调制解调技术在实现层重构模型上没有根本的区别。对通用可重配置硬件平台的配置有多重方式，通用可重构配置硬件FPGA的重构方式有静态重构和动态重构之分，每种配置方法有不同的设计方法和相应的配置电路，选择何种方法进行重构需要根据硬件性能指标、应用环境、实现的复杂性等角度进行整体的考量。

下面对本发明的效果进行仿真验证。选用MATLAB作为仿真工具。仿真中选取调制方式中的2ASK、QPSK、8PSK、16QAM作为仿真对象，仿真的思路是在相同的条件下，分别用传统的方式和重构的方式对信息进行调制实现，并将调制的仿真结果进行比较，最后证明重构模型在理论上的正确性。

假设发送信源{m_i}为等概率比特数据，P{m_i＝0}＝P{m_i＝1}＝1/2，其中P{}为信源的概率分布函数。另外，各调制信号载波幅度设为1。

2ASK、QPSK、8PSK、16QAM调制方式的重构调制信号和传统调制信号的仿真比较如图8至11所示。

对仿真结果进行比较可以看出传统的单模调制信号与重构调制信号波形是完全一致的，证明了重构终端数字调制重构模型在理论上的正确性。

与重构终端数字调制重构模型仿真方法相似，选取2ASK、QPSK、8PSK、16QAM信号的解调作为仿真对象，分别使用传统的相干解调方法和重构的方法分别对相同的调制信号进行解调，最后对两者解调后的误码率进行仿真比较，最后得出结论。

仿真过程使用的信道为高斯白噪声信道，仿真的结果如图12所示。由图12的误码率曲线比较可知，传统的相干解调与重构解调的性能是一致的，证明了可重构终端解调重构模型在功能上的有效性。

下面以DPSK与DQPSK为例给出可重构终端实现技术在硬件上的具体实现。终端重构使用FPGA作为硬件平台，芯片选用的是ALTERA公司的StratixⅡ系列EP2S30F484C4N。

硬件验证系统主要针对基带信号进行处理。解调的过程中，需要模数转换模块，电路板上共有两个AD9057，基本性能参数为8bit 60MSPS，验证系统的采样由该模块完成。FPGA设计软件使用的是ALTERA公司的QUARTUSⅡ11.0，使用VHDL作为硬件编程语言。

在解调重构模型的实现中，调制信号的产生是由信号发生器完成的，所使用的信号发生器是Agilent公司的N5182SA。该信号发生器可以配合MATLAB一起使用，通过MATLAB编程生成二进制数据文件，利用信号发生器上的USB接口读取二进制数据文件作为信源，最后进行载波调制就可以得到调制信号。以QPSK信号为例，信号发生器读取QPSK调制数据文件，数据文件为200个点，信号发生器使用20MHz的采样率，则信息速率为100kb/s，载波频率设为4.4MHz。

调制分层重构模型在FPGA上的SCH顶层图，核心模块包括串并转换模块，比特组合模块，符号映射模块和载波调制模块。调制方式重构的设置主要通过K和Label这两个参数进行控制，K表示当前调制的进制数，Label表示当前调制是单路还是双路。以DQPSK为例，其参数设置为K＝2，Label＝2,DPSK的参数设置为K＝2，Label＝1。两种调制方式重构生成的波形。

解调分层重构模型在FPGA上的SCH顶层图。包含本地载波相关运算模块，I/Q支路判决模块，差分译码模块，I/Q合路模块。

上述模块进行组合和相应修改就可以完成对DPSK和DQPSK信号的解调，以 DQPSK解调为例，上述四个模块都是需要的，与DPSK解调的区别主要体现在本地载波相关运算模块和I/Q合路模块，很显然DPSK解调不需要I/Q合路模块。

Claims (7)

1.可重构多模终端的信号调制方法，其特征是：它由以下步骤实现：

步骤一、建立分类层：对多模终端各功能模块的调制方式进行分类，分类标准是工作方式之间核心部分逻辑功能的相似度；

步骤二、建立逻辑层：将步骤一所得到的每个分类模块的实现过程按步骤分解，并对每一步骤给出相应的逻辑功能模块，并以此为目标建立逻辑层重构模型；

步骤三、建立电路层：将逻辑层的逻辑功能模块进行分解，并给出每个逻辑模块的电路实现结构和算法，建立电路层重构模型；

步骤四、建立实现层：为步骤三所建立的电路层的电路功能和算法模块给出电路原件控制方式和基本程序单元，从而建立起实现层重构模型；

步骤五、将以上四个步骤所建立起的分层重构模型在合适的SDR硬件平台上利用硬件语言进行实现，实现可重构多模终端的信号调制。

2.根据权利要求1所述的可重构多模终端的信号调制方法，其特征在于步骤一中，建立分类层：对多模终端各功能模块的调制方式进行分类，分类标准是工作方式之间核心部分逻辑功能的相似度，具体方法为：

设传输信息对余弦载波进行调制；

对幅度、相位、频率三种特征进行调制后，信号形式见公式(1)，设信号的初始相位为0；

$s\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}A\left(t\right)\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π\Δf}\left(t\right)t+\mathrm{\φ}\left(t\right)]g[t-i]T_s---\left(1\right)$

其中：A(t)表示调制幅度，f_c表示载波信号的频率，△f(t)表示调制频率，φ(t)表示调制相位；

g[t-iT_S]表示第i个符号内的持续时间为T_S的矩形脉冲，在理想条件下，其表达式见公式(2)：

根据上述表达方法，M进制的ASK、FSK、QAM、PSK表示为如下形式，其中M＝2^k,k＝1,2,3…；

1)、MASK数学表达式公式(3)：

$s_{\mathrm{MASK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos \left(\mathrm{2\π}{f}_{c}t\right)g[t-i{T}_S]---\left(3\right)$

其中：AiA_i表示第i个调制符号的幅度值，A_i＝2l-(M-1),l＝0,1,2,…,M-1；

2)、MPSK数学表达式见公式(4)：

$s_{\mathrm{MASK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\cos (\mathrm{2\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(4\right)$

其中：

φ_i表示相位偏移量，根据星座图的不同，相位调制分为和两种体系；

3)、MFSK的数学表达式见公式(6)：

$s_{\mathrm{MFSK}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\cos \left[2\mathrm{\π}(f_c+\mathrm{\Δ}{f}_i)t\right]g[t-i{T}_S]---\left(6\right)$

其中，△f_i＝[l-(M-1)/²]△f,l＝0,1,2,…,M-1；△f表示相邻的频率间隔；

4)、MQAM的数学表达式见公式(7)：

$s_{\mathrm{MQAM}}\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(7\right)$

其中，A_i＝2l-(M-1),l＝0,1,2,…,M-1，A_i和φ_i分别是对载波幅度和相位的调制，

可见，调制信号的统一表达式见公式(9)：

$\begin{array}{c}s\left(t\right)=A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+(2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)]g[t-i{T}_S]\\ =A\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{A}_i[\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)-\sin \left(\mathrm{2\π}{f}_c\text{t}\right)\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)]g[t-i{T}_S]\\ =\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\·\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]\\ -\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\text{\·}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]\end{array}---\left(9\right)$

令：

$x\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\cos (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(10\right)$

$x\left(t\right)=\underset{i}{-\mathrm{\Σ}}{\mathrm{AA}}_i\sin (2\mathrm{\π\Δ}{f}_{i}t+{\mathrm{\φ}}_i)g[t-i{T}_S]---\left(11\right)$

则：

s(t)＝cos(2πf_ct)x(t)+sin(2πf_ct)y(t)   (12)

从公式(12)看出MASK、MPSK、MFSK都能够表示为调制信息对余弦载波信号cos(2πf_ct)和与其正交的正弦载波信号sin(2πf_ct)的调制，因此，上述调制方法都能够使用数字调制的移相法来实现；

对于OFDM调制方式，在MFSK满足MSK(最小频移键控)的条件，则MFSK能够转换为移相法，OFDM在每个载波上进行的幅度以及相位的调制，并行完成调制，

综上，获得数字调制的分类模型。

3.根据权利要求2所述的可重构多模终端的信号调制方法，其特征在于步骤二中，建立逻辑层：将步骤一所得到的每个分类模块的实现过程按步骤分解，并对每一步骤设计相应的逻辑功能模块，并以此为目标建立逻辑层重构模型，其具体方法为：

将一路串行数据转换为同相支路(I路)和正交支路(Q路)两路并行数据；并按照时序顺序执行下列步骤：

信号电平产生步骤：I路、Q路数据根据进制的需要转换为不同的电平信号；

载波调制步骤：I路、Q路信号分别与载波信号的同相和正交分量相乘；

调制信号输出步骤：I路、Q路信号相加得到最终调制信号；

若是差分调制，则加入差分步骤；

则构成逻辑层重构模型。

4.根据权利要求3所述的可重构多模终端的信号调制方法，其特征在于建立电路层：将逻辑层的逻辑功能模块进行分解，并设计每个逻辑模块的电路实现结构和算法，建立电路层重构模型的具体方法为：

步骤A、I/Q分路：将原始数据进行串并转换、比特组合并分离成I/Q两路，之后分别与同相和正交载波相乘后并相加获得调制信号；其中，比特组合根据不同调制方式的星座图建立；

步骤B、符号映射：将I/Q支路中的比特数据表示为调制所需的符号信息；

步骤C、电平产生：将I/Q支路调制符号映射为相应的模拟电平；

步骤D、载波调制：将原始数据对载波信号正交和同相分量的调制，并叠加生成最终的调制信号。

5.根据权利要求4所述的可重构多模终端的信号调制方法，其特征在于可重构多模终端的数字解调分类层的信号解调方法为：

依次通过解调、采样和判决三个步骤实现；

根据是否知道载波的初始相位，载波解调分为相干解调和非相干解调；

其中：相干解调通过本地相关器实现，而非相干解调主要通过包络检测的方式来实现；

对于OFDM信号，则采用FFT来实现。

6.根据权利要求5所述的可重构多模终端的信号调制方法，其特征在于载波相干解调逻辑层的信号解调方法包括以下步骤：

步骤A1、对接收信号进行载波相关运算：将接收信号分为I、Q两路，分别与本地载波的同相和正交分量进行相乘，然后通过低通滤波器输出I、Q两路的数据；

步骤A2、I/Q判决：设置判决门限值对I/Q支路判决；

步骤A3、I/Q合路：对I、Q两路数据进行合并，完成并串转化；

步骤A4、码字映射：将输出信号映射为所需码字；

若是差分解调，则需要差分译码的处理。

7.根据权利要求5所述的可重构多模终端的信号调制方法，其特征在于数字解调电路层的信号解调方法包括以下步骤：

步骤B1、本地载波相关运算：解调端本地产生与接收信号载波同频同相的波形，接收信号分别与该波形同相和正交分量相乘，最后通过低通滤波器获得到载波上I/Q两路信息；

步骤B2、I/Q支路判决：通过载波相关运算后，对I/Q支路上的基带信息进行幅度判决，该幅度判决的阶数通过调制方式和调制方式的进制数确定；

步骤B3、I/Q合路：将I/Q支路数据进行合并；

I/Q合路分为：I路直接输出、并串转化后输出和比特组合后输出；

若为差分译码，则在步骤B2和步骤B3之间还包括：

差分译码步骤：实现对接收码字的差分译码。