CN103001496B - 开关电源和图像形成装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了开关电源和图像形成装置。在开关电源中，在通过间歇驱动开关单元从输出单元输出比第一电压低的第二电压的状态下，开关单元对于开关单元被间歇驱动时的各驱动周期改变开关单元的驱动次数。

Description

开关电源和图像形成装置

技术领域

本发明涉及产生直流(DC)电压的开关电源。

背景技术

伴随近年来各领域中对于降低功耗的节电电子装置的需求的增加，还要求向电子装置供给电力的电源更加节电。在图15中示出作为用于电子装置的电源的一个例子的开关电源的示意性配置图。在图15中，从商用交流电源100输入的交流(AC)电压通过整流单元140被输入到变压器104中，并且，诸如场效应晶体管(FET)的开关元件108基于从控制电路144发出的信号以预定的频率执行开关操作，由此，驱动变压器104的一次侧。然后，通过由平滑化单元141平滑化在变压器104的二次侧产生的电压，产生DC电压V。

通过以预定的频率驱动开关元件108以这种方式产生希望的DC电压的开关电源被广泛使用。在这样的开关电源之中，存在如下这样的一些开关电源，该开关电源通过减少例如在电子装置不操作的节电操作期间(有时称为在轻载运行期间)开关元件108的开关次数(通过降低开关频率)来提高操作效率。

轻载运行期间的开关电源的损失中的大部分是开关操作的损失，并且，为了减少这些损失，通过延长开关元件108为ON的时间(有时称为ON时段)来增加用于一个开关操作的能量。因此，尝试通过延长空闲(暂停)时段来减少每单位时间的开关次数。

但是，随着空闲时段延长，开关频率降低更多，并且出现与开关操作相关联的变压器所产生的声音进入可听范围内的可能性。并且，由于该声音包含谐波成分，因此，它变为刺耳的声音。

以下，将描述开关频率导致包含谐波的声音的原因。当开关频率变为几kHz或更小时，开关元件的空闲时段变得更长。作为结果，如图16所示，变压器的驱动电流波形采取Δ函数(delta-function)波形。在这种情况下，图16A和图16B示出当通过具有1msec的周期和5μsec的ON时段的单波驱动脉冲来驱动开关元件时的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。图16A示出变压器的驱动电流波形，其中，纵轴表示变压器驱动电流(A)，横轴表示时间(sec)。图16B示出驱动脉冲波形，其中，纵轴表示驱动电压(V)，横轴表示时间(sec)。在图17中示出对于这种变压器驱动电流波形执行的频率分析(快速傅立叶变换分析(有时称为FFT分析))的结果。

在图17中，纵轴表示变压器驱动电流(mA)，横轴表示频率(Hz)。如图17所示，具有被设为基波(fundamentalwave)的开关频率的变压器驱动电流具有为多倍频率的谐波成分。变压器驱动电流采取具有被谐波成分驱动的能量的电流波形。并且，开关电源的变压器还在开关操作时被以预定的共振频率被驱动。变压器的机械共振频率还依赖于变压器的芯部形状，并且一般地在几kHz～几十kHz的频带内具有共振频率的峰值。

例如，如图16所示，向开关元件施加单波驱动脉冲，并且，通过使用具有如下共振水平的变压器来驱动该装置，在该共振水平，机械共振频率接近于在大约18kHz处具有峰值的频带。在图18中示出此时从变压器产生的节拍声音(beatsound)的声压。

在图18中，纵轴表示变压器的节拍声音的声压(dB)，横轴表示频率(Hz)，其中，在开关频率被设为基波的情况下，声压包含如下的谐波，即在该谐波，包络表现出变压器的机械共振频率特性。换句话说，当变压器的开关频率和机械共振频率相互重叠时，产生作为来自变压器的节拍声音而进入可听范围内的刺耳的声音。

作为用于减少这种来自变压器的节拍声音的产生的方法中的一种，用于通过抑制变压器的磁场变化率来减少节拍声音的方法是已知的。常规上，为了抑制变压器的磁场变化率，已使用了如下方法，该方法将具有大的截面面积的芯部材料用于变压器或者通过缩短开关元件的ON时段以减少每次操作的变压器的开关电流。

并且，作为通过设计变压器驱动电流波形来减少变压器的节拍声音的产生的方法，在开关电源中设置软启动电路(softstartcircuit)，并且，占空比在启动操作期间的电容器的两端的电压的斜坡上升和斜坡向下时逐渐改变。如果电流波形成为使得变压器驱动电流波形的大小逐渐增加或者逐渐减小，那么可以减少变压器的磁通量变化，并且，作为结果，可以减少节拍声音的产生。在例如日本专利公开No.3567355和日本专利No.3665984中讨论了这种常规的方案。

但是，如果对于变压器使用具有大的截面面积的芯部材料，那么变得难以减小电源的尺寸。并且，在缩短开关元件的ON时段的方法中，虽然通过减少变压器的磁通量变化来减少变压器的节拍声音的产生，但是，每单位时间的开关次数增加，并且，开关损失将增加。

并且，在通过软启动逐渐增加或逐渐减小变压器驱动电流波形的振幅的方法的情况下，在轻载运行期间，当要更多地降低功耗时，由于向二次侧负载供给的能量变少，因此，软启动的应用变得困难。这是由于，如果向二次侧供给的能量在轻载运行期间变少，那么变得难以通过软启动电路逐渐增加或减小电流波形的振幅。

并且，在常规的方法中，必须通过减少在一个开关操作中供给的能量而更多次执行开关，或者必须在不改变在一个开关操作中供给的能量的情况下将二次侧的电容器的电容增加数倍。前一种方法增加了开关损失，导致大大降低效率。后一种方法增加了制造成本。换句话说，在开关电源中，希望通过减少开关次数来减少开关损失。但是，在这种情况下，通过驱动脉冲向变压器施加的每个波的能量增加，并且产生更大的声音。

发明内容

本发明针对如下这样的开关电源，即该开关电源可在不增加变压器的尺寸并且不增加开关损失的情况下减少在开关电源的轻载运行期间由变压器产生的节拍声音。

根据本发明的一个方面，开关电源包括：变压器；被配置为驱动变压器的一次侧的开关单元；被配置为输出在变压器的二次侧产生的电压的输出单元；通过连续地驱动开关单元从输出单元输出第一电压的第一输出状况；和通过间歇地驱动开关单元从输出单元输出比第一电压小的第二电压的第二输出状况。在第二输出状况中，当开关单元被间歇地驱动时，对于每个驱动周期开关单元的驱动次数被改变。

根据本发明的另一方面，一种图像形成装置包括：被配置为形成图像的图像形成单元；被配置为控制图像形成单元的操作的控制单元；和被配置为向控制单元供给电力的开关电源。该开关电源包含：变压器；被配置为驱动变压器的一次侧的开关单元；被配置为输出在变压器的二次侧产生的电压的输出单元；通过连续地驱动开关单元从输出单元输出第一电压的第一输出状况；和通过间歇地驱动开关单元从输出单元输出比第一电压小的第二电压的第二输出状况，其中，在第二输出状况中，当开关单元被间歇地驱动时，开关单元对于每一驱动周期改变开关单元的驱动次数。

参照附图阅读示例性实施例的以下的详细描述，本发明的其它特征和方面将变得清晰。

附图说明

包含于说明书中并构成其一部分的附图示出本发明的示例性实施例、特征和方面，并与描述一起用于解释本发明的原理。

图1示出根据第一示例性实施例的开关电源的示意性配置图。

图2示出开关电源的基本配置。

图3示出开关电源的控制IC的内部配置。

图4示出开关电源的轻载运行期间的操作波形的例子。

图5示出根据第一示例性实施例的开关电源的电路配置。

图6示出根据第一示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的操作波形。

图7示出根据第一示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的控制流程。

图8示出根据第一示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的驱动脉冲群的示意性配置图。

图9示出根据第一示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。

图10示出根据第一示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的变压器驱动电流波形的频率特性。

图11示出根据第一示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的变压器的节拍声音的声压水平。

图12示出根据第二示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的操作的波形。

图13示出根据第二示例性实施例的开关电源的轻载运行期间的控制流程的特征部分。

图14A和图14B示出开关电源的应用例。

图15示出常规的开关电源的示意性配置图。

图16示出常规的开关电源的轻载运行期间的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。

图17示出常规的开关电源的轻载运行期间的变压器驱动电流波形的频率特性。

图18示出常规的开关电源的轻载运行期间的变压器的节拍声音的声压水平。

图19示出与脉冲数的改变方法的修改例1有关的脉冲波形。

图20示出与脉冲数的改变方法的修改例1有关的频率分析结果。

图21示出与脉冲数的改变方法的修改例2有关的脉冲波形。

图22示出与脉冲数的改变方法的修改例2有关的频率分析结果。

具体实施方式

以下，将参照附图详细描述本发明的各种示例性实施例、特征和方面。

以下，将描述根据本发明的配置和操作。以下示出的示例性实施例仅是例子，并且，不应看做是将本发明的技术范围仅限于这些例子。

首先，将参照图1～11描述第一示例性实施例。在附图中，对于与上述的常规的例子类似的要素分配相同的附图标记，因此将不重复其描述。

图1示出根据本示例性实施例的开关电源的配置概念。图1的特征是使用整流单元140、由开关元件108驱动的变压器104、平滑化单元141、负载状况确定单元142和脉冲群(pulsegroup)产生单元143的从来自商用交流电源100的AC电压产生直流(DC)电压的开关电源。

如果负载状况确定单元142确定开关电源处于轻载运行状况中，那么脉冲群产生单元143在包含空闲时段的预定周期(T1、T2、T3…)中执行开关元件108的开关操作(该操作有时被称为突发串(burst)操作)。然后，驱动脉冲群中的脉冲的数量如预定的波数(n1、n2、n3…)所示那样改变。通过这种开关操作，相对于宽范围的频带，变压器驱动电流波形的FFT谱的水平降低。因此，可以在不增加变压器的尺寸并且不增加开关损失的情况下减少变压器的节拍声音的产生。

首先，将描述根据本示例性实施例的开关电源的详细配置。图2示出根据本示例性实施例的开关电源的配置。在本示例性实施例中通过例子示出的开关电源是伪共振方法的开关电源。在图2中，开关电源包含商用交流电源100、二极管桥101、一次电解电容器102、启动电阻103、变压器104、变压器的一次绕组105、变压器的二次绕组106和变压器的辅助绕组107。并且，场效应晶体管(FET)108是接通和关断向变压器104的供电的主开关元件。

开关电源还包含电流检测电阻109、开关控制IC(以下，写为IC)110、作为从变压器的二次侧向变压器的一次侧传送信号的信号传送单元的光电耦合器111、二极管112、电解电容器113、与变压器的二次绕组连接的二极管114、电解电容器115、电阻116、118和119、串联调节器117和负载单元120。作为IC110的例子，将描述通常使用的用于伪共振控制的IC。

在本示例性实施例中，使用EER型的变压器作为变压器104。EER型的变压器104是通过将变压器浸入已溶解了蜡或清漆的树脂的液体中并然后使变压器变干的处理而制造的。一般地，浸渍变压器的节拍声音比未浸渍的变压器的节拍声音小，并且，绕线管(coilbobbin)和芯部可被稳定地固定。在许多情况下，在如下状态中执行浸渍处理，即在绕线管上缠绕线圈并且通过芯带来组装固定芯部。应用于本示例性实施例的变压器104的特性与在以上的常规的例子中描述的那些类似，并且，其机械共振频率特性在约18kHz处具有峰值，在18kHz周围的频带附近具有共振水平。

图3示出图2中的IC110的内部电路配置的框图。在图3中，端子1是启动端子，并且，电源电路1102具有高电压开关(未示出)。如果从用作电力端子的端子2供给的电压(从图2中的辅助绕组107供给的电压)低，那么接通高电压开关，并且通过经设置在IC110外部的启动电阻103供给的电力操作。当FET108(图1)执行开关操作时，从变压器的辅助绕组107供给电压，并且，端子2的电压升高，并且，稳定的电压被供给。然后，IC110切断来自端子1的电压供给(通过启动电阻的电压供给)，并且可仅通过来自端子2的电力供给操作。

端子3是检测回扫电压(flybackvoltage)的下限、即回扫电压的下降的端子。检测回扫电压的下限的电路1101在检测到回扫电压的下降时向单触发电路(one-shotcircuit)1104输出信号。触发器(flipflop)1108执行用于在从单触发电路1104检测到回扫电压的下限时输出信号的设定，并且通过比较器1111的输出执行复位操作，即，操作以停止输出。以这种方式，IC110与输入到端子3中的回扫电压到达下限的定时同步地从端子7输出驱动脉冲(到FET108的栅极的信号)，并且，接通FET108。

端子4是反馈电压端子，并且在被电阻113上拉的情况下与IC110内的基准电源Vcc连接，并且，与比较器1103和比较器1111连接。比较器1103与基准电压1107连接，并且在端子4的电压变得低于基准电压1107时将单触发电路1104清零。因此，IC110变得对于端子4的电压低于基准电压1107的时段不能接通FET108，并且，基准电压1107变为脉冲停止电压。

端子5是接地端子(GND端子)，并且，端子6是电流检测端子。端子6被输入到比较器1111中，并且与端子4的反馈电压相比较。当检测值变得比反馈电压大时，比较器1111操作以使得触发器1108的复位端子高。以这种方式，当变压器的一次绕组105的电流增加并且来自电流检测电阻109的电压升高时，比较器1111操作以关断FET108。

比较器1106被用于监视电源电压，并且是使IC100免于在端子2的电压低于基准电压1113时输出驱动脉冲的电路。并且，电路1105在IC110内产生基准电压，并且与AND电路1109连接以通过限定基准电压而许可端子7输出。安全电路1112被配置为当由于IC110的内部温度的影响而产生异常电流波形时停止从端子7输出。

当电力被接通时，IC110连接端子1的内部电路与启动电阻103，并且通过启动电阻103接收电压供给。IC110向端子7输出High(高)，并且接通FET108。此时，由于还没有跨电解电容器115产生电压或者只产生(蓄积)了低电压，因此，光电耦合器111的光电LED不亮，并且，光电耦合器111的光电晶体管不被接通。因此，端子4的电压保持为高，并且，IC110继续来自端子7的High输出，直到变压器的一次绕组105的电流变为高，并且，FET108继续被接通。

然后，IC110比较端子4的电压与端子6的电压，即，在反馈电压与跨电流检测电阻109产生的电压之间进行比较。当端子6的电压变得比端子4的电压高时，IC110关断FET108。当FET108被关断时，沿通过二极管114将电解电容器115充电的充电方向通过变压器的二次绕组106产生电流，并且，电解电容器115被充电。

随着变压器104的能量被释放，充电电流减小。当变压器104完成能量的释放时，变压器二次绕组106的电压变得比电解电容器115的电压低，并且，二极管114的导通停止。然后，FET108的漏极端子的电压也下降，并且，电压开始在一次电解电容器102的电压周围的自由振荡。

在变压器的辅助绕组107上出现与自由振荡电压具有相似性的电压波形，并且，端子3的电压下降。端子3具有检测回扫电压的下限的功能，并且，IC110的端子7表现High输出以接通FET108。以这种方式，FET108的接通和关断被重复，并且，从端子7连续输出驱动脉冲以驱动变压器的一次绕组105。

并且，当电解电容器113被在变压器的辅助绕组107上产生的电压充电并且上升到如IC110的电力的足够的电压时，IC110停止从端子1接收电力供给，并且仅通过来自端子2的电力供给(来自辅助绕组的电压)操作。

并且，当已在变压器104的二次侧产生、整流并平滑化的DC电压V上升并接近预定的阈值电压时，分路调节器117操作以导致电流开始流过光电耦合器111的光电LED。然后，端子4的反馈电压下降，并且，FET108的接通时段中的最大电流值下降。由于FET108的接通时段变短并且存储于变压器104中的能量减少，因此，变压器104被控制，以使得输出电压的上升被抑制，并且产生预定的目标DC电压V。

下面，在图4中示出在图2中描述的开关电源的轻载运行期间的操作的例子。术语“轻载运行期间”是如下状态，即负载单元120不操作，负载单元的功耗非常小，并且，开关电源在功耗小的状态(节电状况)下操作。

在图4中，示出反馈电压、脉冲停止电压、作为根据流过变压器的一次绕组105的电流被确定的电压值的电流检测电阻109的端子电压和驱动脉冲，并且，当反馈电压下降时，IC110停止该驱动脉冲。当状况变为轻载运行并且DC电压V变高时，分路调节器117允许更大的电流流动。作为结果，光电耦合器111的光电LED电流增加并且光电耦合器111的光电晶体管侧的电压下降。作为结果，反馈电压如图4所示的那样改变，并且变得小于等于驱动脉冲停止时的脉冲停止电压。然后，IC110停止来自端子7的驱动脉冲的输出。

然后，由于负载单元120的电流不断地继续流动，因此，在电解电容器115上蓄积的电压下降，并且，分路调节器117的电流减少。作为结果，光电耦合器111的光电LED电流减少，并且，光电晶体管电流减少。因此，如果反馈电压上升并且反馈电压变为脉冲停止电压或更大，那么IC110重新开始来自端子7的驱动脉冲的输出。

这样，通过IC110控制轻载运行期间的FET108的操作，并且，轻载运行期间的开关操作有时被称为突发串操作。在突发串操作期间，FET108的短周期的关断操作的时间长度由用于释放变压器104的二次侧的电压的时间长度、即变压器104的二次侧的输出电压和二次侧的电感确定，并且，FET108以比变压器104的机械共振频率高得多的频率操作。以上描述了根据本示例性实施例的开关电源的基本操作。

下面，将详细描述根据本示例性实施例的特征性配置和操作。图5示出根据本示例性实施例的开关电源的配置。在图5中的开关电源中，与上述的图2中的开关电源的不同在于添加了如下电路，该电路包含微控制器121(在图5中示为中央处理单元(CPU))、电阻122和124、电容器123、作为误差检测器的运算放大器、晶体管126和将二次侧的负载电流转换成电压信息的电流电压(IV)转换电路127。在本示例性实施例中，特征在于，在轻载运行期间将基于从CPU121的数字输出端口PO输出的脉冲宽度调制(PWM)信号的信号输入到IC110的反馈电压端子4中，并且执行用于改变强制驱动FET108的驱动脉冲群中的脉冲的数量的控制。

图6示出图5中的开关电源中的根据本示例性实施例的特征性的轻载运行期间的操作波形。在图6中，与图4的不同在于，CPU121控制反馈电压。换句话说，CPU121从数字输出端口PO输出PWM信号，并且，通过被电阻122和电容器123平滑化的模拟电压，驱动包含电阻124、运算放大器125和晶体管126的电流源。然后，电流源的输出电流流过光电耦合器111的光电发光二极管(LED)。晶体管126的集电极端子与分路调节器117的阴极端子通过布线OR连接，并且，在正常运行期间，CPU121从数字输出端口PO输出Low(低)，并且，晶体管126被关断。

另一方面，在轻载运行期间，由于DC电压V的目标值比正常运行期间的目标值低，因此，分路调节器117不操作，并且与包含电阻124、运算放大器125和晶体管126的电流源连接的电路被配置为在操作中承担主要作用。换句话说，在轻载运行期间，CPU121根据从CPU121中的数字输出端口PO输出的PWM信号控制反馈电压，并且，可变地控制根据该控制产生的驱动脉冲群中的脉冲的数量。如图6所示，如果反馈电压比脉冲停止电压高的时间长度Ton_i(i是1或更大的整数)持续，那么，可增加驱动脉冲数量ni(i是1或更大的整数)。

相反，如果反馈电压比脉冲停止电压低的时间长度Toff_i(i是1或更大的整数)持续，那么驱动脉冲输出可被关断。CPU121监控在轻载运行期间来自模拟数字输入端口AD1的通过与电阻118和119成比例地将DC电压V分压而获得的电压，作为信息在IC110内的只读存储器(ROM)(未示出)中存储希望的DC电压V和电流值，并且根据事先加入的程序控制驱动脉冲数量ni和驱动脉冲空闲时段Toff_i。

图7是示出轻载运行期间的CPU121的控制操作的流程图。首先，在步骤S1中，CPU121确定开关电源是否转变到轻载运行状况。作为用于确定该负载状况的方法，由CPU121通过如下操作确定负载状况，即通过IV转换电路127将二次侧的负载电流转换成电压信息并且将该电压信息输入到CPU121中的模拟数字输入端口AD2中。作为另一方法，可以使用如下方法，即管理搭载开关电源的电子装置的例如电子装置的操作状况的其它功能的控制器(未示出)基于电子装置转变到的操作状况确定开关电源是否处于轻载运行状况中。

然后，如果开关电源处于轻载运行状况中，那么CPU121将驱动脉冲群中的脉冲数量ni设为基于事先加入的程序的值，并且，执行控制以使得驱动脉冲群中的脉冲数量ni变为设定值。换句话说，在步骤S2中，CPU121对于时间长度Ton_i从数字输出端口PO输出PWM信号，并且，使得反馈电压高于脉冲停止电压以输出驱动脉冲。在本示例性实施例中，CPU121可变地控制波数，使得例如，每当处理进入步骤S2中的处理状况时，以3个波→4个波→5个波→4个波→3个波→4个波→…的方式以一个波(第一预定数量，但是第一预定数量并不限于一个波)的增量或减量来增加或减小驱动脉冲数量ni的设定值，使得脉冲数量平均为4个波(第二预定数量，但是第二预定数量并不限于四个波)。

然后，CPU121基于输出的驱动脉冲数量ni和输入到模拟数字输入端口AD1中的DC电压V计算驱动脉冲空闲时段Toff_i，并且，关断驱动脉冲输出。换句话说，在步骤S3中，CPU121仅对于时间长度Toff_i关断来自数字输出端口PO的PWM信号，并且通过使得反馈电压比脉冲停止电压低而关断驱动脉冲输出。计算驱动脉冲的空闲时段Toff_i，使得，例如，DC电压V收敛于基于要求的轻载运行期间的功耗的规范而确定的目标值的±5％的范围内的值。换句话说，在计算空闲时段Toff_i的处理中，如果DC电压V处于目标值的±5％的范围内，那么CPU121原样设定事先编程的空闲时段的值。如果DC电压V不在目标值的±5％的范围内，那么CPU121根据该值对于事先编程的空闲时段的值执行计算(校正)，并因此增加或减小该值。

以这种方式，在开关电源的轻载运行期间，CPU121通过重复图7中的步骤S1、S2和S3中的处理导致开关电源执行突发串操作，并且，CPU121执行控制以在每当在步骤S2中的处理中时就改变驱动脉冲群中的驱动脉冲数量ni。

在步骤S4中，如果作为轻载运行状况的替代，出现正常运行状况或者出现操作状况应转变为正常运行状况的条件，那么CPU121关断来自CPU121中的数字输出端口PO的PWM信号，并且如上所述在正常运行期间执行DC电压V的反馈控制。如上所述，基于图7中的流程图，CPU121在开关电源的轻载运行期间执行DC电压V的恒定电压控制。

下面，图8示出轻载运行期间的驱动脉冲群的可变控制的概念。如图8所示，CPU121根据图7中的流程图以在时段Ti中输出具有波数ni的脉冲群的方式在轻载运行期间执行突发串操作。在本示例性实施例中，CPU121以例如脉冲数量(波数)如3个波→4个波→5个波→4个波→3个波→4个波→…那样地改变的方式每隔一段时间地周期性地可变地控制FET108的ON(接通)次数。

具体而言，图9示出当CPU121执行驱动脉冲数量的可变控制(有时称为分散控制(scatteredcontrol))使得以一个波的增量或减量增加或减少驱动脉冲群中的脉冲数量(等于FET108的ON次数)从而脉冲数量平均为4个波时的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。

图9的上部图和下部图分别示出当通过具有1msec的周期(图8中的周期T1、T2和T3)、2.5μsec的ON时段和在驱动脉冲之间的20μsec的OFF时段的驱动脉冲群驱动FET108时的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。在图9的上部图中，纵轴表示变压器驱动电流(A)，横轴表示时间(msec)。在图9的下部图中，纵轴表示驱动脉冲电压(V)，横轴表示时间(msec)。

此外，图10示出通过对图9的上部图中的变压器驱动电流波形执行频率分析(快速傅立叶变换分析(FFT分析))而获得的结果。在图10中，纵轴表示变压器驱动电流(mA)，横轴表示频率(kHz)。与上述的常规例子中的在图17中描述的在轻载运行期间以1个波的驱动脉冲执行开关操作时的FFT谱相比，如图10所示，可以看出，谐波成分作为其效果相互抵消，并且谱的水平关于宽的频带的范围降低。

以这种方式，可通过对于突发串操作的各周期可变地控制输入到变压器中的驱动脉冲的数量来降低FET谱的水平。当对于驱动脉冲的各波，E为输入到变压器中的电压、t为ON时段、L为一次侧电感、I为一次侧电感电流并且U为在变压器中蓄积的能量时，一般建立下式：

Et＝LI……(式1)

U＝(1/2)×L×(I^2)＝(E^2)×(t^2)/(2·L)……(式2)

从式2，为了使根据1个波的驱动脉冲的能量U1和根据平均为4个波的驱动脉冲群的能量U4相等，可以看出，只需要将根据平均为4个波的驱动脉冲群的FET108的ON时段设为根据1个波的驱动脉冲的FET108的ON时段的1/2。

因此，开关电源被驱动以使得输入到变压器104中的每单位时间的平均能量在图16所示的1个波的驱动脉冲的操作和图9所示的可变地控制驱动脉冲的数量的操作中变得相等。(为了有助于操作彼此之间的比较，在开关电源的二次侧的负载电压和电流变得相等的状况下驱动开关电源)。

然后，与上述的常规的例子类似，如图9所示，通过将具有1msec的周期、2.5μsec的ON时段和20μsec的驱动脉冲之间的OFF时段的驱动脉冲群供给到FET108，驱动变压器，在该变压器中，机械共振频率特性在18kHz周围的频带中具有高的共振水平，在18kHz处为峰值。在图11中示出此时从变压器104产生的节拍声音的声压水平。在图11中，纵轴表示变压器104的节拍声音的声压水平(dB)，并且，横轴表示频率(Hz)。

当相互比较与本示例性实施例对应的图11和与常规的例子对应的图18时，可以看出，与如以常规的方式以1个波的驱动脉冲来驱动开关电源的情况相比，在根据本示例性实施例可变地控制驱动脉冲的数量的情况下，声压水平降低，并且，变压器的刺耳的节拍声音减少。具体而言，当相互比较图18中的声压水平和本示例性实施例中的声压水平时，可以看出，作为其效果，可获得约-15dB～-20dB的降低。

图10所示的如上所述根据本示例性实施例可变地控制驱动脉冲群中的驱动脉冲的数量的操作具有关于宽范围的频带降低变压器的驱动电流波形的FFT谱的水平的益处。因此，当使用在宽范围的频带中具有机械共振频率特性的变压器时，变压器的节拍声音可被减少。当在驱动脉冲群内改变的驱动脉冲的数量增加得太多时，开关损失增加。因此，如本示例性实施例所示，希望通过具有约3个波～5个波的可变波数的驱动脉冲来产生驱动脉冲群。

如上所述，突发串操作的各周期的驱动脉冲数量的可变模式具有足以防止开关电源的效率劣化的值。事先在CPU121的ROM(未示出)中将这些值编程。并且，本示例性实施例的特征是强制控制开关电源的轻载运行期间的反馈电压，由此改变FET108的驱动脉冲群中的脉冲的数量。此外，作为在本示例性实施例中作为例子示出的使用CPU121的方法的替代，可以使用通过硬件电路进行脉冲数量之间的切换。

以上，根据本示例性实施例，通过在开关电源的轻载运行期间对于突发串操作的各周期改变脉冲的数量来减少变压器的节拍声音。因此，在不增加变压器尺寸并且不增加开关损失的情况下，通过该配置，变得能够减少变压器的节拍声音的产生。特别地，由于可以关于宽范围的频带降低变压器的驱动电流波形的FFT谱的水平，因此，可以减少具有机械共振频率特性的变压器的节拍声音。

下面，将基于图12和图13描述第二示例性实施例。对于具有与上述的常规例子和第一示例性实施例的配置和功能类似的配置和功能的部分赋予相同的附图标记，并因此不重复它们的描述。

图12示出指示本示例性实施例的特征的轻载运行期间的操作波形。通过CPU121输出的PWM信号改变反馈电压水平的控制的添加与第一示例性实施例的操作不同。如图12所示，可以通过调整反馈电压的电压水平、即从CPU121中的数字输出端口PO送出的PWM信号的占空比，控制每个波的驱动脉冲中的ON时段(可在ON时段之间切换)。换句话说，当PWM信号的占空比增加时，反馈电压的电压水平变高。相反，当PWM信号的占空比减小时，反馈电压的电压水平变低。

作为结果，每个波的驱动脉冲中的ON时段可被设为长，或者可被设为短，并且，可以更灵活地调整在变压器中蓄积的能量。以这种方式，本示例性实施例的特征在于，作为在第一示例性实施例中描述的产生驱动脉冲群的方法，改变反馈电压的电压水平，并且在每个波的驱动脉冲中添加调整ON时段的控制。

图13示出轻载运行期间的CPU121的控制流程的一部分。与在第一示例性实施例中描述的图7类似，图13示出驱动脉冲群中的脉冲数量ni的可变控制和DC电压收敛于目标值上的控制。此外，还在本示例性实施例中，与第一本示例性实施例类似，也以3个波→4个波→5个波→4个波→3个波→4个波→…的方式以1个波的增量或减量增加或减小驱动脉冲群中的脉冲数量ni，并且，对于驱动脉冲数量上执行可变控制，使得脉冲数量平均为4个波。在本示例性实施例中，在图7中的步骤S2中，以3个波→4个波→5个波的方式以1个波的增量改变驱动脉冲数量，并且，反馈电压的电压水平改变。图13示出操作的细节。第一示例性实施例中的图7中的步骤S1和S4在操作上是共同的，因此不重复流程图的步骤的描述和解释。

在图13中，首先，当在驱动脉冲数量中产生3个波时，CPU121基于式1和式2计算每个波的驱动脉冲中的ON时段以获得希望的DC电压V。换句话说，在步骤S21中，CPU121计算并输出等于ON时段的PWM信号的占空比。然后，在步骤S22中，CPU121基于输出的驱动脉冲的数量为3的事实和输入到模拟数字输入端口AD1中的DC电压V的信息计算驱动脉冲空闲时段Toff_i并关断驱动脉冲输出。然后，在步骤S23中，在驱动脉冲数量中产生4个波的状态下，CPU121执行与步骤S21中的处理类似的处理，并且输出PWM信号。然后，类似地，在步骤S24、S25和S26中，在提供突发串操作的每个周期的空闲时段时，在改变脉冲数量的同时重复脉冲群的输出。

以这种方式，在控制DC电压V时，为了执行控制使得变压器驱动电流的FET谱的谐波成分相互抵消，改变驱动脉冲群中的脉冲的数量。并且，为了调整能量，改变每个波的驱动脉冲中的ON时段。

在本示例性实施例中，CPU121用作切换每个波的ON时段的切换单元，但是，即使通过诸如专用集成电路(ASIC)的硬件电路而不是CPU，也能够实现类似的功能。

在通过上述的控制方法产生希望的DC电压V的能量调整中，可以提高控制方法的自由度。换句话说，可以任意地调整诸如驱动脉冲数量、开关操作的每个波的驱动脉冲中的ON时段和突发串操作的周期的参数。因此，可以在保持输出电压的精度的同时提高轻载运行期间的开关操作的效率，并且可减少变压器的节拍声音。

(第三示例性实施例)

下面，将基于图14描述第三示例性实施例。对于具有与上述的常规例子以及第一和第二示例性实施例的配置和功能类似的配置和功能的部分赋予相同的附图标记，并因此将不重复其描述。

在图4中的CPU121的控制框图中示出本示例性实施例的特征。各突发串周期的驱动脉冲数量的可变模式由设置在CPU121内的随机数产生单元129确定，这与第一和第二示例性实施例不同。在第一和第二示例性实施例中，以3个波→4个波→5个波→4个波→3个波→4个波→…的方式以一个波的增量或减量定期(周期性)增加或减小驱动脉冲群中的脉冲数量ni，并且，驱动脉冲数量被控制为被分散，使得脉冲数量平均为预定脉冲数量。但是，考虑到轻载运行期间的DC电压V的波动量变小的事实，作为第一和第二示例性实施例所示的驱动脉冲数量的定期可变模式的替代，只要从长远看驱动脉冲数量ni的可变模式平均起来为预定的脉冲数量，能量调整就是可能的。因此，在本示例性实施例中，使得脉冲数量的可变模式是随机的。以下，将描述使得脉冲数量随机化的控制方法。

在图14中，DC电压V的电压信息和流过负载的电流的信息被输入到CPU121中的模拟/数字输入端口AD1和AD2中的每一个中。电压信息和电流信息被输入到电力信息产生部分128，并且被转换成电力信息，并且被发送到PWM信号产生部分130。另一方面，随机数产生部分129在预定的定时产生随机数并且将它们发送到PWM信号产生部分130。随机数被设为例如约3～5的数值。PWM信号产生部分130基于从随机数产生部分129送出的数值确定驱动脉冲群中的脉冲数量ni，并且基于从电力信息产生部分128送出的电力信息计算每个波的驱动脉冲中的突发串周期和ON时段。然后，PWM信号产生部分130基于处理结果从数字输出端口PO输出以及停止用于产生驱动脉冲的PWM信号。

在通过上述的控制方法产生希望的DC电压V的能量调整中，可以提高控制方法的自由度。换句话说，可以任意地调整诸如驱动脉冲数量、开关操作的每个波的驱动脉冲中的ON时段和突发串操作的周期的参数。因此，可以在保持输出电压的精度的同时提高轻载运行期间的开关操作的效率，并且，可以减少变压器的节拍声音。

下面，将描述各突发串周期的驱动脉冲数量的可变模式的修改例。即使在与已在第一、第二和第三示例性实施例中描述的可变模式不同的可变模式中，也能够减少变压器驱动电流的FFT谱的谐波成分(执行控制使得它们相互抵消)。

<修改例1→

将描述脉冲数量的改变方法的修改例。图19示出在脉冲数量(波数)以“1个波→1个波→2个波→1个波→1个波→2个波→…”的方式被设为可变模式的情况下的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。在图19中，示出当以具有1msec的周期(图8中的周期T1、T2和T3)、2.5μsec的ON时段和20μsec的驱动脉冲之间的OFF时段的驱动脉冲群驱动FET108时的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。并且，在图20中示出相对于图19中的变压器驱动电流波形执行频率分析(快速傅立叶变换分析(FFT分析))的结果。如图20所示，与上述的常规例子中在图17中所述的在轻载运行期间以1个波的驱动脉冲执行开关操作时的FFT谱相比，出现谐波成分相互抵消的效果，并且，可以发现关于宽范围的频带谱的水平降低。

<修改例2→

图21示出在脉冲数量(波数)以“1个波→1个波→2个波→1个波→1个波→2个波→…”的方式被设为可变模式的情况下的变压器驱动电流波形和驱动脉冲波形。并且，图22示出对于图21中的变压器驱动电流波形执行了频率分析(FFT分析)的结果。如图22所示，实现与上述的例子(修改例1)类似的谱降低。以这种方式，只要可变模式被实现为使得脉冲数量分散以平均为预定脉冲数量，就可发现谐波成分被减少。

(开关电源的应用例)

根据上述的第一和第二示例性实施例的开关电源可被用作为诸如例如打印机、复印机和传真机的图像形成装置中的低电压电源。开关电源可被用作用于向作为图像形成装置中的控制单元的控制器进行电力供给以及用于向作为传输纸张的传输辊的驱动单元的马达进行电力供给的电源。

图14A示出作为图像形成装置的例子的激光束打印机的轮廓配置。作为图像形成单元211，激光束打印机200设有作为在其上形成潜像的图像承载元件的感光鼓213以及利用调色剂将在感光鼓上形成的潜像显影的显影单元212。然后，在感光鼓211上显影的调色剂图像被转印到从盒子216供给的作为记录材料的片材(未示出)上，并且，转印到片材上的调色剂图像通过定影装置214被定影并被排出到托盘215。并且，图14B示出从电源到作为图像形成装置的控制单元的控制器以及到作为驱动单元的马达的电力供给线。上述的开关电源可用作这样的低电压电源，该低电压电源向控制图像形成装置的图像形成操作的具有CPU310的控制器300供给电力，并且向作为图像形成的驱动单元的马达312和313供给电力。作为要被供给的电力的例子，向控制器供给3.3V，并且向马达供给24V。例如，马达312是用于驱动传输片材的传输辊的马达，并且，马达313是用于驱动定影装置214的马达。然后，在图像形成装置不操作的状态下，该装置根据来自控制器的指令移至节能模式。此时，还在开关电源中，要输出的电压也降低并出现向轻载状况的转变，并且，出现向上述的开关操作的转变并且节拍声音减少，由此可以实现静音的图像形成装置。在上述的示例性实施例中描述的开关操作的控制不但可作为这里描述的低电压电源应用于图像形成装置，而可被应用于其它电子装置。

虽然已参照示例性实施例描述了本发明，但应理解，本发明不限于公开的示例性实施例。以下的权利要求的范围应被赋予最宽的解释以包含所有的变更方式、等同的结构和功能。

Claims (12)

1.一种开关电源，包括：

变压器；

连接到变压器的一次绕组并且被配置为执行对变压器的一次绕组的切换的开关单元；以及

被配置为输出在变压器的二次绕组产生的电压的输出单元；

其中，该开关电源被配置为以第一输出状况和第二输出状况操作，在第一输出状况中，通过开关单元连续地执行对变压器的一次绕组的切换，输出单元输出第一电压，并且，在第二输出状况中，通过开关单元间歇地执行对变压器的一次绕组的切换，输出单元输出比第一电压低的第二电压，

其中，在第二输出状况中的开关单元的切换周期比在第一输出状况中的开关单元的切换周期长，并且

其中，在第二输出状况中，对于开关单元的各切换周期，开关单元的ON次数被周期性地改变。

2.根据权利要求1所述的开关电源，其中，在第二输出状况中，对于开关单元的各切换周期，开关单元的ON次数以预定次数的增量或减量增大或减小。

3.根据权利要求1所述的开关电源，其中，在第二输出状况中，ON次数被改变以使得开关单元的多个切换周期中的每个切换周期的ON次数的平均值变为预设次数。

4.根据权利要求1所述的开关电源，还包括：

被配置为向变压器的一次侧传送与如下差值对应的电压的传送单元，该差值是从输出单元输出的电压与基准电压之间的差值，

其中，在第二输出状况中，开关单元的ON次数通过传送单元的输出来控制。

5.根据权利要求1所述的开关电源，还包括：

被配置为改变开关单元的ON时段的转换单元，

其中，在第二输出状况中，转换单元根据开关单元的ON次数改变开关单元的ON时段。

6.根据权利要求1所述的开关电源，其中，第二输出状况是开关电源的节电状况。

7.一种图像形成装置，包括：

被配置为形成图像的图像形成单元；

被配置为控制图像形成单元的操作的控制单元；和

被配置为向控制单元供给电力的开关电源；

开关电源包含：

变压器；

连接到变压器的一次绕组并且被配置为执行对变压器的一次绕组的切换的开关单元；以及

被配置为输出在变压器的二次绕组产生的电压的输出单元；

其中，该图像形成装置被配置为以第一输出状况和第二输出状况操作，在第一输出状况中，通过开关单元连续地执行对变压器的一次绕组的切换，输出单元输出第一电压，并且，在第二输出状况中，通过开关单元间歇地执行对变压器的一次绕组的切换，输出单元输出比第一电压低的第二电压，

其中，在第二输出状况中的开关单元的切换周期比在第一输出状况中的开关单元的切换周期长，并且

其中，在第二输出状况中，对于开关单元的各切换周期，开关单元的ON次数被周期性地改变。

8.根据权利要求7所述的图像形成装置，其中，在第二输出状况中，对于开关单元的各切换周期，开关单元的ON次数以预定次数的增量或减量增大或减小。

9.根据权利要求7所述的图像形成装置，其中，在第二输出状况中，ON次数被改变以使得开关单元的多个切换周期中的每个切换周期的ON次数的平均值变为预设次数。

10.根据权利要求7所述的图像形成装置，其中，还包括：

被配置为向变压器的一次侧传送与如下差值对应的电压的传送单元，该差值是从输出单元输出的电压与基准电压之间的差值，

其中，在第二输出状况中，开关单元的ON次数通过传送单元的输出来控制。

11.根据权利要求7所述的图像形成装置，其中，还包括：

被配置为改变开关单元的ON时段的转换单元，

其中，在第二输出状况中，转换单元根据开关单元的ON次数改变开关单元的ON时段。

12.根据权利要求7所述的图像形成装置，其中，第二输出状况是开关电源的节电状况。