CN102986139B - 集成电路及用于宽带发射机的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

能够在宽频率范围上发射的RF发射机包括混频器（96）、宽带高Q平衡-不平衡转换器（97）、第一驱动放大器（87）和第二驱动放大器（91）。该平衡-不平衡转换器具有单个初级绕组（98）和两个次级绕组（99、100）。该混频器的差分输出耦合至该初级绕组。这两个次级绕组中的第一次级绕组（99）耦合成驱动第一驱动放大器（87）。这两个次级绕组中的第二次级绕组（100）耦合成驱动第二驱动放大器（91）。当以较低频率发射时使用一个驱动放大器，而当以较高频率发射时使用另一个驱动放大器。通过恰适地改变这些次级绕组的电感大小并通过在某些时间用开关（104）切断这些次级绕组中的一个，该平衡-不平衡转换器可调谐为在该宽频率范围上操作同时具有高质量因子Q，由此便于降低功耗，同时满足性能要求。

Description

集成电路及用于宽带发射机的方法和设备
背景信息
技术领域
本公开涉及宽带发射机，尤其涉及用于宽带发射机中的混频器和平衡-不平衡转换器（balun）。
背景信息
许多类型的RF（射频）收发机（包括诸如多频带蜂窝电话之类的蜂窝电话收发机）必须在宽频率范围上工作。在一个示例中，蜂窝电话可能被要求在第一频带中操作，该第一频带在本文中被称为“蜂窝频带”或“低频带（LB）”。同一蜂窝电话可能还被要求在第二频带中操作，该第二频带在本文中被称为“PCS频带”或“中频带（MB）”。图1（现有技术）是沿横轴示出频率的示图。此示例中的低频带1从824MHz延伸至915MHz，并且中频带2从1710MHz延伸至1980MHz。
图2（现有技术）是解说多频带蜂窝电话收发机的发射机可被安排为在图1的宽频率范围上操作的第一方式的电路图。该发射机包括发射基带滤波器（TXBBF）3、混频器4、平衡-不平衡转换器5、驱动放大器（DA）6、功率放大器（PA）7、双工器（DUP）8、和天线9。虚线框10指示在RF收发机集成电路上实现的发射机部分。平衡-不平衡转换器5包括一个初级绕组11和一个次级绕组12。第一可编程电容器13与初级绕组并联耦合，并且第二可编程电容器14与次级绕组并联耦合。为了使该发射机可在宽频率范围上操作，电容器13和14被安排为大且可调的电容器。此类大且可调的电容器通常包括多排电容器和相关联的晶体管开关。这些晶体管用于在总体结构中接通和切断各电容器以增大或减小总体电容。遗憾的是，以这种方式使得第一和第二电容器很大并且可编程降低了平衡-不平衡转换器的质量因子（“Q”）。部分地由于此低质量因子，收发机在低频带中发射时可能在近旁接收频带中发射不期望数量的接收频带噪声，即使发射机被调谐成在发射频带中发射。这些发射和接收频带一般是很窄的并且在较宽的低频带或较宽的中频带内定位成彼此非常接近。
图3（现有技术）解说了可例如在图1的低频带1中并排存在的发射（TX）频带15和接收（RX）频带16。当图2的电路被用于在发射频带15中发射时，由于图2的平衡-不平衡转换器5的低Q，不想要数量的能量也被发射到接收频带16中。
图4（现有技术）是多频带蜂窝电话的收发机集成电路32的发射机可被安排成在宽频率范围（诸如图1中所示的宽频率范围）上操作的第二方式的示图。因为平衡-不平衡转换器调谐范围是电感和电容两者的函数，因此如果平衡-不平衡转换器电容的调谐范围如图2中那样因质量因子问题而被限制，则通过提供具有不同绕组电感的两个较高Q平衡-不平衡转换器来提供电感调谐量。相应地，提供一个发射基带滤波器17，但发射机的其余部分被复制。低频带电路路径18包括混频器19、平衡-不平衡转换器20、驱动放大器21、功率放大器22、和双工器23。此低频带电路路径18被优化以在图1的低频带中操作。中频带电路路径24包括混频器25、平衡-不平衡转换器26、驱动放大器27、功率放大器28、和双工器29。此中频带电路路径被优化以在图1的中频带中操作。这两个混频器19和25由相同的发射本地振荡器信号TXLO驱动。天线开关30将这两条电路路径中合适的一条路径耦合至天线31。如果发射机要在低频带中发射，则信号ENDA1生效以启用驱动放大器21，而信号ENDA2不生效，使得驱动放大器27被禁用。相反，如果发射机要在中频带中发射，则信号ENDA2生效以启用驱动放大器27，而信号ENDA1不生效，使得驱动放大器21被禁用。
图4的双路径发射机电路不具有图2的发射机电路的低Q平衡-不平衡转换器问题，但图4的双路径发射机电路由于冗余电路系统的原因在实现时不合期望地较大。双路径发射机还消耗不合期望的大量功率。当存在两个混频器19和25时，生成发射本地振荡器信号TXLO的分频器电路系统与混频器之间的互连会很长。此类长互连常常导致电流消耗增加。
概述
能够在宽频率范围上发射的RF发射机包括混频器、宽带高Q平衡-不平衡转换器、第一驱动放大器和第二驱动放大器。该宽带高Q平衡-不平衡转换器具有单个初级绕组和两个次级绕组。该混频器的差分输出耦合至该初级绕组。这两个次级绕组中的第一次级绕组耦合成以单端方式来驱动第一驱动放大器。这两个次级绕组中的第二次级绕组耦合成以单端方式来驱动第二驱动放大器。当以较低频率发射时使用一个驱动放大器，而当以较高频率发射时使用另一个驱动放大器。通过恰适地改变这些次级绕组的电感的大小并通过在某些时间切断这些次级绕组中的一个，该平衡-不平衡转换器可调谐为在该宽频率范围上操作同时具有高的质量因子Q，由此便于降低混频器/平衡-不平衡转换器电路中的功耗，同时满足性能要求。
在一个具体示例中，混频器/平衡-不平衡转换器电路在其在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上可操作的意义上是“宽带”的，其中该较高频率是该较低频率的至少两倍。混频器/平衡-不平衡转换器电路的平衡-不平衡转换器在这整个宽带频率范围上具有至少为6.0的质量因子（Q）。该混频器/平衡-不平衡转换器电路向恰适的驱动放大器提供至少1毫瓦的信号功率，同时消耗不大于27毫瓦，并对该宽带频率范围中的任何频率以此方式执行。
以上内容是概要，由此必然包含对细节的简化、概括和省略；因此，本领域技术人员将领会，此概要仅是说明性的，而绝非意欲任何限制。正如纯由权利要求书定义的在本文中所描述的设备和/或过程的其他方面、发明性特征、以及优点将从本文中阐述的非限定性具体说明中变得显而易见。
附图简要说明
图1（现有技术）是示出从低频带的下限延伸到中频带的上限的宽带频率范围的示图。
图2（现有技术）是解说发射机可被安排为在图1的宽带频率范围上操作的第一方式的电路图。
图3（现有技术）是示出发射频带和接收频带的示图。
图4（现有技术）是解说发射机可被安排为在图1的宽带频率范围上操作的第二方式的电路图。
图5是根据一个新颖方面的包括混频器/平衡-不平衡转换器电路的移动通信设备的示图。
图6是图5的移动通信设备的收发机和天线部分的更为详细的示图。
图7是图6的RF收发机集成电路的某些部分的更为详细的示图。
图8是更详细示出图7的单初级双次级平衡-不平衡转换器的电路图。
图9是图8的有源混频器的更为详细的示图。
图10是图8的平衡-不平衡转换器的布局的俯视图。
图11是阐述图8的混频器/平衡-不平衡转换器电路的各种参数的表，其包括三个绕组的电感并包括三个可编程可变电容器的调谐范围。
图12是阐述取决于发射机在其中操作的频率范围如何设置平衡-不平衡转换器数字控制值P[4:0]、SLB[5:0]、SMB[6:0]、和SW开/关的表。
图13是解说随着混频器/平衡-不平衡转换器电路的工作频率贯穿从824MHz到1980MHz的宽带频率范围变化，混频器/平衡-不平衡转换器电路的电流消耗如何变化以及平衡-不平衡转换器的质量因子如何变化的图表。
图14是根据一个新颖方面的方法200的简化流程图。
图15是根据另一新颖方面的方法300的简化流程图。
具体描述
图5是根据一个新颖方面的包括混频器/平衡-不平衡转换器电路的移动通信设备51的示图。在此示例中，移动通信设备51是多频带蜂窝电话手持机。设备51（除了未解说的其他部分之外）包括可用于接收和发射蜂窝电话通信的天线52、RF（射频）收发机集成电路53、和数字基带处理器集成电路54。在一些示例中，收发机电路系统和数字基带电路系统实现在同一集成电路上，但在此阐述两个集成电路的实现以用于解说目的。
数字基带集成电路54包括处理器55，该处理器55执行处理器可执行指令的程序56。程序56存储于处理器可读介质57中，处理器可读介质57在此情形中是半导体存储器。处理器55经由本地总线58访问存储器57。处理器55与RF收发机集成电路53交互并通过经由串行总线接口59、串行总线60、串行总线接口61、和多组控制导体62和63向集成电路53发送控制信息来控制RF收发机集成电路53。要传送的信息在数字基带处理器集成电路54上通过数模转换器（DAC）64被转换成数字形式并跨导体65被传达至收发机集成电路53的发射机部分。由收发机集成电路53的接收机部分接收到的数据以相反方向跨导体66从RF收发机集成电路53被传达至数字基带处理器集成电路54并通过模数转换器（ADC）67被转换成数字形式。
图6是图5的蜂窝电话的收发机和天线部分的更为详细的示图。在对蜂窝电话的操作的一个非常简化的说明中，作为蜂窝电话呼叫的一部分，如果图5的蜂窝电话正被用来接收信息，则传入传输68在天线52上被接收。传入信号通过天线开关69，并随后通过RF收发机集成电路53的接收机部分81的两条接收路径中的一条。在一条路径中，传入信号通过双工器70、匹配网络（MN）71、端子72、低噪声放大器（LNA）73、混频器74、基带滤波器75、和导体66到数字基带处理器集成电路54内的ADC67。在另一条路径中，传入信号通过天线开关69、双工器69、匹配网络77、端子78、LNA79、混频器80、基带滤波器75、和导体66到数字基带处理器集成电路54的ADC67。本地振荡器82（也称为频率合成器）向混频器74和80提供接收本地振荡器信号RXLO。接收机如何下变频是通过改变本地振荡器信号RXLO的频率并通过选择合适的接收路径来控制的。接收路径中的一条被用于接收第一频带中的信号，而接收路径中的另一条被用于接收第二频带中的信号。
另一方面，作为蜂窝电话呼叫的一部分，如果蜂窝电话51正被用来传送信息，则要传送的信息在数字基带处理器集成电路54中由DAC64转换成模拟形式。该模拟信息被提供给RF收发机集成电路53的发射机部分85的发射链84部分的基带滤波器83。在被基带滤波器滤波之后，该信号被新颖的混频器块86上变频，如以下进一步详细解释的。经上变频的信号通过两条路径中的一条到天线52。在第一条路径中，该信号通过驱动放大器87、端子88、功率放大器89、匹配网络90、双工器70、天线开关69到天线52以供传送为传输139。在第二条路径中，该信号通过驱动放大器91、端子92、功率放大器93、匹配网络94、双工器76、天线开关69到天线52以供传送为传输139。使用这两条路径中的哪一条取决于信号要在第一频带还是第二频带中传送。混频器块86如何上变频是通过改变由本地振荡器95（也称为频率合成器）生成的本地振荡器信号TXLO的频率并通过选择合适的发射路径来控制的。
图7是图5的RF收发机集成电路53的某些部分的更为详细的示图。混频器块86是包括有源混频器96和平衡-不平衡转换器97的混频器/平衡-不平衡转换器电路。平衡-不平衡转换器在此被称为“单初级双次级平衡-不平衡转换器”，因为它包括仅一个初级绕组98，但包括第一次级绕组99和第二次级绕组100。平衡-不平衡转换器将混频器96的差分信号输出转换成驱动驱动放大器87和91的单端信号。初级绕组98被电磁耦合到两个次级绕组99和100，从而这三个绕组一起构成了变压器。第一可编程可变电容器101被解说为与初级绕组98并联耦合。初级绕组98上的中心抽头耦合至电源电压导体102。当该混频器/平衡-不平衡转换器电路进行操作时，电源电流140从电源电压导体102经由中心抽头连接流入该电路。第二可编程可变电容器103与第一次级绕组99并联耦合。N沟道场效应晶体管开关104可断开或闭合，如以下进一步详细解释的。如果开关104闭合，则电容器103的一条引线105耦合至第一次级绕组99的端子106，从而电容器103与第一次级绕组99并联耦合。如果开关104断开，则电容器103的引线105不耦合至端子106，并且电容器103不与第一次级绕组99并联耦合。导体107从第一次级绕组99向第一驱动放大器87的输入引线108传达信号。第三可编程可变电容器109被解说为与第二次级绕组100并联耦合。导体110从第二次级绕组100向第二驱动放大器91的输入引线111传达信号。
这三个绕组98、99和100之间的复杂互感交互允许初级绕组被调谐成在足够的调谐范围上谐振（在低频带频率处或在中频带频率处谐振）而无需提供与初级绕组并联的很大的可变电容器。当开关104断开并且该电路正在中频带频率处操作时，第一次级绕组99中没有电流流动，并且第一次级绕组99对初级绕组谐振和总体平衡-不平衡转换器谐振的影响减小。对初级绕组谐振和总体平衡-不平衡转换器谐振的互感效应很大程度上是由于第二次级绕组100的相对较小的电感造成的。当开关104闭合并且该电路正在低频带频率处操作时，初级绕组98和电感较大的第一次级绕组99强烈地交互作用，而电感较小的第二次级绕组100对初级谐振和总体平衡-不平衡转换器谐振仅具有微弱影响。经调谐的平衡-不平衡转换器对于从824MHz到1980MHz的宽带频率范围中的任何频率的质量因子为6.0或更大。
尽管在图6的简化示图中未示出，分频器112和缓冲器113被部署在TXLO信号到混频器96的信号路径中。这些电路112和113在图7中被示为定位成靠近混频器96，以指示这些电路与图4的双路径常规电路中的对应电路相比定位成更靠近这一个或多个混频器。从缓冲器113输出的TXLO信号实际上包括两个差分信号TXLO_I和TXLO_Q，这两个差分信号彼此成正交关系。同相本地振荡器信号TXLO_I经由两个导体114和115被传达至混频器96。正交相位本地振荡器信号TXLO_Q经由两个导体116和117被传达至混频器96。
附图标记118表示集成电路53的四个端子，用以接收两个差分信号I_和Q_。I_P和I_N构成差分信号I。Q_P和Q_N构成差分信号Q。发射基带滤波器83经由导体119-122向有源混频器96提供两个差分经滤波信号。IP和IN构成第一差分信号。QP和QN构成第二差分信号。来自串行总线接口61的数字控制比特经由控制导体62中的一些被传达至混频器块86。这些控制导体147在图8中进一步详细示出。
图8是更详细示出单初级双次级平衡-不平衡转换器97的电路图。附图标记123和124标识初级绕组98的端子。附图标记125标识初级绕组98的中心抽头。来自混频器96的差分混频器输出信号MOP和MON经由相应的一对导体126和127被提供给初级绕组98。信号MOP从混频器输出引线142被提供给初级绕组的端子123。信号MON从混频器输出引线143被提供给初级绕组的端子124。第一可编程可变电容器101的电容由5比特数字值P[4:0]控制。附图标记106和128标识第一次级绕组99的端子。第二可编程可变电容器103的电容由6比特数字值SLB[5:0]控制。信号SW开/关是导体141上控制开关（SW）104的单个数字控制比特。附图标记129和130标识第二次级绕组100的端子。第三可编程可变电容器109的电容由7比特数字值SMB[6:0]控制。附图标记147标识传达控制值P[4:0]、SW开/关、SLB[5:0]、SMB[6:0]、ENDA1、和ENDA2的控制导体。在操作中，数字基带处理器集成电路54跨串行总线60向RF收发机集成电路53发送数字信息146（见图7）。此数字信息146是从串行总线60被接收到RF收发机集成电路53上的。数字信息146抑或包含抑或用来生成这些数字控制值（P[4:0]、SW开/关、SLB[5:0]、SMB[6:0]、ENDA1、和ENDA2），这些数字控制值控制混频器/平衡-不平衡转换器电路和驱动放大器，从而这些电路被正确配置为在期望发射频率处操作。
图9是有源混频器96的一个示例的更为详细的示图。信号TXLO_IP、TXLO_IN、TXLO_QP和TXLO_QN是电流信号并一起构成发射本地振荡器信号TXLO。有源混频器96包括如图所示地互连的8个N沟道场效应晶体管131-138。
图10是平衡-不平衡转换器97的布局的简化俯视图。该平衡-不平衡转换器主要是在集成电路53上的一个金属化层中实现的。该平衡-不平衡转换器中的导体交叉是使用金属层间通孔（未示出）和第二金属化层中的短桥接长度的金属（未示出）来实现的。中心抽头125是使用通孔（未示出）来实现的。可编程电容器101、103和109中的每一个被实现为一排金属-氧化物-金属RTMoM电容器和相关联的晶体管开关，其中这些晶体管被用来在总体结构中接通和切断这些电容器以增大或减小总体电容。这些晶体管开关的栅极接收设置电容器的电容的数字控制值。
图11是阐述混频器/平衡-不平衡转换器电路的各种特性和参数的表，其包括三个绕组98、99和100的电感并包括三个可编程可变电容器101、103和109的调谐范围。
图12是阐述取决于发射机85在其中操作的频率范围如何设置平衡-不平衡转换器数字控制值P[4:0]、SLB[5:0]、SMB[6:0]、和SW开/关的表。该混频器/平衡-不平衡转换器电路在从824MHz到1980MHz的整个宽带频率范围上可操作，虽然在此示例中，发射机被安排为仅在低频带（824MHz到915MHz）和中频带（1710MHz到1980MHz）中操作。在一个有利的方面，该混频器/平衡-不平衡转换器电路的电流消耗贯穿该824MHz到1980MHz宽带频率操作范围在1.3伏的电源电压下为20mA或更小（27mW或更小），同时向启用的驱动放大器递送至少1.0mW的信号功率。因此功耗与提供给驱动放大器的功率之比大于25/1。流入混频器/平衡-不平衡转换器电路的电源电流是1.3伏电源电流140（见图8），该电源电流从电源电压导体102流入初级绕组98的中心抽头125。
图13是解说随着混频器/平衡-不平衡转换器电路的工作频率贯穿宽带频率范围148（从该宽带范围在824MHz处的下限144到该宽带范围在1980MHz处的上限145）变化，该混频器/平衡-不平衡转换器电路的电流消耗如何变化以及平衡-不平衡转换器的质量因子如何变化的图表。该混频器/平衡-不平衡转换器的电流消耗贯穿宽带频率范围148低于20mA。该平衡-不平衡转换器的质量因子Q贯穿宽带频率范围148高于6.0。
图14是根据一个新颖方面的方法200的简化流程图。使用宽带平衡-不平衡转换器将RF发射机中的混频器耦合至第一驱动放大器并耦合至第二驱动放大器（步骤201），其中该宽带平衡-不平衡转换器包括仅一个（耦合至该混频器的）初级绕组，但包括（耦合至第一驱动放大器的输入的）第一次级绕组和（耦合至第二驱动放大器的输入的）第二次级绕组。
图15是根据另一新颖方面的方法300的简化流程图。经由串行总线接收数字信息到集成电路上（步骤301）。在一个示例中，该数字信息是信息146，并且该串行总线是串行总线60，并且该集成电路是RF收发机集成电路53。随后在芯片上使用该数字信息以控制单初级双次级平衡-不平衡转换器电路（步骤302）。在一个示例中，该数字信息包括或被解码成包括第一数字控制信息、第二数字控制信息、和第三数字控制信息，其中第一数字控制信息设置与该平衡-不平衡转换器的单个初级绕组98并联的第一电容器101的电容，其中第二数字控制信息设置与该平衡-不平衡转换器的第一次级绕组99并联的第二电容器99的电容，并且其中第三数字控制信息设置与该平衡-不平衡转换器的第二次级绕组100并联的第三电容器109的电容。
尽管以上出于指导目的描述了某些具体实施例，但本专利文件的教导具有普遍适用性并且不被限定于以上描述的具体实施方式。在一些实施例中，多于两对经调谐次级绕组和驱动放大器耦合至单个经调谐初级绕组。在一些实施例中，这两个次级绕组实际上是抽头式次级绕组的两个部分，其中该次级绕组的一个端子被接地，其中该抽头耦合至第一驱动放大器的输入，并且其中该次级绕组的另一个端子耦合至第二驱动放大器的输入。在一些实施例中，提供开关以失调诸次级绕组/电容器中的每一个，而不仅仅是以上所阐述的用于低频带的第一次级绕组/电容器。平衡-不平衡转换器变压器的多个合适的不同布局结构是可能的。在使用片上驱动放大器和分开的外部功率放大器的两级结构中不需要执行平衡-不平衡转换器后的放大，但在一些实施例中，在使用单个放大器的一级结构中要执行平衡-不平衡转换器后的放大。相应地，可实践对所描述的具体实施例的各种特征的各种修改、适应、以及组合而不会脱离所附权利要求书的范围。

Claims (27)

1.一种集成电路，包括：
混频器，具有第一输出引线和第二输出引线；
平衡-不平衡转换器，其对差分信号作出响应，包括：
初级绕组，具有耦合至所述混频器的所述第一输出引线的第一端子和耦合至所述混频器的所述第二输出引线的第二端子；
第一电容器，与所述初级绕组并联耦合；
第一次级绕组；
第二电容器，与所述第一次级绕组并联耦合；
第二次级绕组；以及
第三电容器，与所述第二次级绕组并联耦合；
其中所述混频器从基带滤波器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，其中所述混频器从本地振荡器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，并且其中所述混频器向所述平衡-不平衡转换器的所述初级绕组输出差分信号。
2.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述平衡-不平衡转换器进一步包括：开关，能操作用于将所述第一次级绕组的端子耦合至所述第二电容器的第一端子。
3.如权利要求2所述的集成电路，其特征在于，所述开关能操作用于被闭合以使得所述开关将所述第二电容器与所述第一次级绕组并联耦合，并且其中所述开关能操作用于被断开以使得所述第二电容器不与所述第一次级绕组并联耦合。
4.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述初级绕组具有抽头，并且其中所述抽头耦合至电源电压导体。
5.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述第一、第二和第三电容器中的每一个电容器是数字可编程可变电容器。
6.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述第二电容器的端子耦合至第一驱动放大器的输入引线，并且其中所述第三电容器的端子耦合至第二驱动放大器的输入引线。
7.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述集成电路在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上能操作，其中所述较高频率是所述较低频率的至少两倍，并且其中所述集成电路的所述平衡-不平衡转换器在整个所述频率范围上具有至少为6的质量因子(Q)。
8.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述集成电路在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上能操作，其中所述较高频率是所述较低频率的至少两倍，并且其中所述集成电路能在所述频率范围中的任何频率处向两个驱动放大器中所选择的一个驱动放大器递送至少1毫瓦的信号功率，同时消耗小于27毫瓦。
9.如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述初级绕组具有电感，其中所述第一次级绕组具有电感，其中所述第二次级绕组具有电感，其中所述第一次级绕组的电感大于所述初级绕组的电感的两倍并且大于所述第二次级绕组的电感的两倍。
10.一种集成电路，包括：
混频器；
第一驱动放大器；
第二驱动放大器；以及
平衡-不平衡转换器，其具有单个初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组，其中所述单个初级绕组耦合成从所述混频器接收第一信号，其中所述第一次级绕组耦合成向所述第一驱动放大器提供第二信号，其中所述第二次级绕组耦合成向所述第二驱动放大器提供第三信号，并且其中所述混频器、所述第一驱动放大器、第二驱动放大器和所述平衡-不平衡转换器均是发射机的部分；
其中所述混频器从基带滤波器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，其中所述混频器从本地振荡器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，并且其中所述混频器向所述平衡-不平衡转换器的所述初级绕组输出差分信号。
11.如权利要求10所述的集成电路，其特征在于，所述平衡-不平衡转换器进一步包括与所述初级绕组并联耦合的第一电容器，其中所述平衡-不平衡转换器进一步包括能够可编程地与所述第一次级绕组并联耦合的第二电容器，并且其中所述平衡-不平衡转换器进一步包括与所述第二次级绕组并联耦合的第三电容器。
12.如权利要求10所述的集成电路，其特征在于，所述混频器和平衡-不平衡转换器在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上能操作，其中所述较高频率是所述较低频率的至少两倍，并且其中所述平衡-不平衡转换器在整个所述频率范围上具有至少为6的质量因子(Q)。
13.如权利要求10所述的集成电路，其特征在于，所述混频器和平衡-不平衡转换器在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上能操作，其中所述较高频率是所述较低频率的至少两倍，并且其中所述混频器和平衡-不平衡转换器能在所述频率范围中的任何频率处向两个驱动放大器中所选择的一个驱动放大器递送至少1毫瓦，同时消耗小于27毫瓦。
14.如权利要求10所述的集成电路，其特征在于，所述混频器和所述平衡-不平衡转换器是在整个频率范围上能操作的RF(射频)发射机的部分。
15.一种用于宽带发射机的方法，包括：
用平衡-不平衡转换器将混频器耦合至第一放大器和第二放大器，其中所述平衡-不平衡转换器包括仅一个初级绕组，但包括第一次级绕组和第二次级绕组，其中所述初级绕组耦合至所述混频器，其中所述第一次级绕组耦合至所述第一放大器，并且其中所述第二次级绕组耦合至所述第二放大器，其中所述混频器从基带滤波器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，其中所述混频器从本地振荡器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，并且其中所述混频器向所述平衡-不平衡转换器的所述初级绕组输出差分信号。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述混频器和平衡-不平衡转换器在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上能操作，其中所述较高频率是所述较低频率的至少两倍，并且其中所述平衡-不平衡转换器在整个所述频率范围上具有至少为6的质量因子(Q)。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述混频器和平衡-不平衡转换器在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上能操作，其中所述较高频率是所述较低频率的至少两倍，并且其中所述混频器和平衡-不平衡转换器能在所述频率范围中的任何频率处向两个放大器中所选择的一个放大器递送至少1毫瓦，同时消耗小于27毫瓦。
18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，进一步包括：
提供与所述单个初级绕组并联耦合的第一数字可编程可变电容器；
提供与所述第一次级绕组并联耦合的第二数字可编程可变电容器；以及
提供与所述第二次级绕组并联耦合的第三数字可编程可变电容器，其中所述第一、第二和第三电容器是所述平衡-不平衡转换器的部分。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，进一步包括：
提供开关，所述开关在闭合的情况下将所述第二数字可编程可变电容器的引线耦合至所述第一次级绕组的端子，以使得所述第二数字可编程可变电容器与所述第一次级绕组并联耦合，并且所述开关在断开的情况下将所述第二数字可编程可变电容器的所述引线从所述第一次级绕组的所述端子解耦合，以使得所述第二数字可编程可变电容器不与所述第一次级绕组并联耦合。
20.如权利要求15所述的方法，其特征在于，进一步包括：
接收多个数字比特并使用所述多个数字比特来调谐所述平衡-不平衡转换器。
21.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述初级绕组具有耦合至电压电源导体的抽头，其中所述第一次级绕组的端子耦合至所述第一放大器的输入引线，并且其中所述第二次级绕组的端子耦合至所述第二放大器的输入引线。
22.一种用于宽带发射机的设备，包括：
混频器；以及
用于从所述混频器接收差分信号并用于将所述差分信号从单个初级绕组耦合至两个次级绕组、以及用于将第一信号从所述两个次级绕组中的第一次级绕组提供到第一放大器上并将第二信号从所述两个次级绕组中的第二次级绕组提供到第二放大器上的装置，其中所述装置在具有较高频率处的上限并具有较低频率处的下限的频率范围上能操作，其中所述较高频率是所述较低频率的至少两倍，并且其中所述混频器和所述装置能一起操作用于在所述频率范围中的任何频率处向第一和第二放大器中所选择的一个放大器递送至少1毫瓦的信号功率，同时消耗不大于27毫瓦，并且同时所述装置在整个所述频率范围上具有至少为6的质量因子；
其中所述混频器从基带滤波器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，其中所述混频器从本地振荡器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，并且其中所述混频器向所述初级绕组输出差分信号。
23.如权利要求22所述的设备，其特征在于，由所述装置向所述第一放大器提供的所述第一信号是单端信号，并且其中由所述装置向所述第二放大器提供的所述第二信号是单端信号。
24.如权利要求22所述的设备，其特征在于，所述装置还用于接收多个数字控制比特并用于使用所述多个数字控制比特来调谐所述装置。
25.一种用于宽带发射机的方法，包括：
经由串行总线接收数字信息到集成电路上；以及
使用所述数字信息来向平衡-不平衡转换器电路提供第一数字控制信息、第二数字控制信息、和第三数字控制信息，其中所述平衡-不平衡转换器电路包括仅一个初级绕组但包括第一次级绕组和第二次级绕组，其中所述第一数字控制信息设置与所述初级绕组并联耦合的第一可编程可变电容器的电容，其中所述第二数字控制信息设置与所述第一次级绕组并联耦合的第二可编程可变电容器的电容，其中所述第三数字控制信息设置与所述第二次级绕组并联耦合的第三可编程可变电容器的电容，并且其中所述平衡-不平衡转换器电路是所述集成电路的RF(射频)发射机的一部分；
其中所述初级绕组耦合至混频器，所述混频器从基带滤波器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，其中所述混频器从本地振荡器接收同相(I)差分信号和正交相位(Q)差分信号，并且其中所述混频器向所述平衡-不平衡转换器的所述初级绕组输出差分信号。
26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，进一步包括：
使用所述数字信息来向所述平衡-不平衡转换器电路提供第四数字控制信息，其中所述第四数字控制信息确定开关是断开还是闭合，其中所述开关耦合成可编程地将所述第一次级绕组的端子与所述第二可编程可变电容器的引线耦合和解耦合。
27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，进一步包括：
使用所述数字信息来向第一驱动放大器并向第二驱动放大器提供第五数字控制信息，其中所述第一驱动放大器能操作用于放大从所述第一次级绕组接收到的信号，其中所述第二驱动放大器能操作用于放大从所述第二次级绕组接收到的信号，其中所述第五数字控制信息确定所述第一驱动放大器是否被启用，并且其中所述第五数字控制信息还确定所述第二驱动放大器是否被启用。
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