CN102959794A - 用于pcb安装式微波凹腔共振腔的耦合机构 - Google Patents

用于pcb安装式微波凹腔共振腔的耦合机构 Download PDF

Info

Publication number
CN102959794A
CN102959794A CN2011800316437A CN201180031643A CN102959794A CN 102959794 A CN102959794 A CN 102959794A CN 2011800316437 A CN2011800316437 A CN 2011800316437A CN 201180031643 A CN201180031643 A CN 201180031643A CN 102959794 A CN102959794 A CN 102959794A
Authority
CN
China
Prior art keywords
pcb
resonant cavity
metallization
pad
coupling mechanism
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN2011800316437A
Other languages
English (en)
Inventor
蒂托斯·柯基诺斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Alcatel Lucent SAS
Alcatel Optical Networks Israel Ltd
Original Assignee
Alcatel Optical Networks Israel Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Alcatel Optical Networks Israel Ltd filed Critical Alcatel Optical Networks Israel Ltd
Publication of CN102959794A publication Critical patent/CN102959794A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01R—ELECTRICALLY-CONDUCTIVE CONNECTIONS; STRUCTURAL ASSOCIATIONS OF A PLURALITY OF MUTUALLY-INSULATED ELECTRICAL CONNECTING ELEMENTS; COUPLING DEVICES; CURRENT COLLECTORS
    • H01R12/00—Structural associations of a plurality of mutually-insulated electrical connecting elements, specially adapted for printed circuits, e.g. printed circuit boards [PCB], flat or ribbon cables, or like generally planar structures, e.g. terminal strips, terminal blocks; Coupling devices specially adapted for printed circuits, flat or ribbon cables, or like generally planar structures; Terminals specially adapted for contact with, or insertion into, printed circuits, flat or ribbon cables, or like generally planar structures
    • H01R12/70—Coupling devices
    • H01R12/71—Coupling devices for rigid printing circuits or like structures
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
    • H01P1/2053—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities the coaxial cavity resonators being disposed parall to each other
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H01P1/2088—Integrated in a substrate
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/04—Coaxial resonators

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明涉及一种用以将微波信号馈送到3-D PCB安装式共振腔的耦合机构。将所述微波信号从嵌入于印刷电路板PCB(67)中的传输线(61)耦合到安装于此PCB的外部金属化表面(73)上的共振腔(60)。所述耦合机构由于以下事实而实施产生高质量滤波的易于制作的机构：所述传输线的端具备位于所述PCB的外部层处所述共振腔内部的金属化馈送垫(63/71)。所述共振腔具备正交于所述PCB且通过电容性间隙(66)与所述PCB分离的凹腔内部短柱(64)。所述金属化馈送垫(63)在所述电容性间隙的区域中面向所述内部短柱并从此内部短柱的轴向方向偏移。所述金属化馈送垫(63、71)通过表面电容性间隙(74)进一步与所述PCB的所述外部金属化表面分离。

Description

用于PCB安装式微波凹腔共振腔的耦合机构
技术领域
本发明涉及一种用以将微波信号从嵌入于印刷电路板PCB中的传输线耦合到安装于所述PCB上的共振腔的耦合机构。
背景技术
RF前端滤波/双工装置构成用于现代蜂窝式高功率基站(BTS)的性能及相容性的最关键装置之一。由于对高的总体BTS功率效率的要求及法规机构所强加的严格的相容性规则，这些滤波/双工装置的传递函数应满足数个严格的规范，例如最小带内插入损耗、最大带外拒斥及高的近带选择性。此些传递函数的实施方案连同通常需要的高功率处置能力一起导致了体积庞大且其制作昂贵的滤波装置。
就根本的RF技术来说，这些滤波器通常由波导/腔共振器构成，所述波导/腔共振器经由形成所述腔的壁上的膜孔或其它缺陷而耦合。假定共振腔及所采用的耦合机构的确切尺寸确定滤波器的RF特性(操作频带、插入损耗、回程损耗)，那么在其制作期间需要高的机械准确度。不过，在生产过程期间几乎从未实现所需的准确度，且因此，滤波器的传递函数的优化需要生产后手动调谐。
预想到未来的能够支持高得多的数据速率及更繁忙的业务的蜂窝式网络由更小的小区(更小的每BTS辐射功率)构成或采用由每元件(例如，有源天线阵列)辐射中等功率电平的数个模块化无线电设备构成的BTS。在此些情况中，由每一BTS RF前端辐射的减少的功率可允许放宽的滤波器要求(例如，对带内插入损耗或近带选择性的放宽的要求)，但这些BTS的架构将强加与滤波器的体积及重量以及其与其余RF前端的可集成性有关的一些额外要求。
假定这些新的要求，相比于现代BTS的传统高功率滤波/双工装置，未来小的小区或模块化BTS的滤波/双工装置可能更类似于当前在移动终端中所采用的那些装置。实际上，将自身定位于这两种极端情况之间的滤波技术(就其质量性能及其大小性质来说)将最适合于此些应用。
陶瓷滤波器是可为此些应用提供专业化市场解决方案的技术之一。不过，满足中等功率处置规范(例如，大于4W的平均功率)或严格的隔离条件(例如，针对FDD LTE 2.6GHz频带的Tx/Rx隔离)的此些滤波器的设计始终是不可能的。此外，此技术的成本太多地取决于生产量，且除非以数百万的数量生产此些滤波器，否则每滤波器的成本仍相对高。
可在同时需要高质量滤波性能及相对小的大小性质或可集成性特征的应用中采用的另一滤波技术是表面安装滤波技术。在此方法中，将例如凹腔(同轴)共振器的3-D共振腔(能够递送高Q值)安装于常规印刷电路板PCB上。经由嵌入于PCB中的传输线来互连这些腔。也使用相同的传输线来实施所需的滤波函数。以此方式，滤波装置可与RF前端的其余部分集成在同一PCB上。
图1中描绘安装于印刷电路板PCB 14上的常规微波凹腔(同轴)共振器的横截面表示。在此配置中，共振器10的3-D部分焊接(经由焊接层13)在印刷电路板PCB 14的外部金属化表面上。在此情况中，共振器10的3-D部分及PCB的由3-D组件定界的外部表面两者形成共振腔15。就共振器10的3-D部分而论，其由外壁11、内部凹腔短柱/杆12构成且可具有圆柱形或矩形形状(在同轴配置中)。可通过在金属体积中铣削或由金属体积浇铸或者通过对塑料3-D模壳(用于重量减少)进行金属镀敷来形成此部分。
填充有空气的共振腔15的电磁性质取决于有效同轴配置(即，内部杆12的长度及其距腔的外部壁11的距离)及在内部杆12与PCB的构成共振腔的部分的外部金属化表面之间形成的电容性间隙16的确切尺寸。
为使用与图1的共振腔类似的共振腔合成微波滤波结构，必须将微波信号导引到所述腔及远离所述腔导引微波信号。这可经由所采用的PCB且通过在其上嵌入不同类型的传输线来完成。这也示意性地表示于图1中，其中嵌入于PCB上的输入波导/传输线17将微波信号导引到腔、经由耦合机构18将信号馈送到腔中且接着经由另一耦合机构19将共振信号馈送到输出波导/传输线20。
接着，可基于常规滤波器合成模型(例如图2的滤波器合成模型)而合成微波滤波器，其中所采用的共振器30经由经恰当合成以实施特定传递函数的导纳反相器31互连。在例如图1的腔等腔的情况中，也可使用PCB嵌入式传输线来设计所述反相器。
针对例如图1的共振腔等共振腔的实施方案，以使得此配置的比较性优点保持未受影响(完全印刷的互连线及耦合机构)的方式对耦合机构18、19的设计构成最具挑战性的部分。
例如，在简·海赛巴斯(Jan Hesselbarth)的例如以下各项的文件中提出了若干解决方案：标题为“凹腔共振腔、包含此些腔的滤波器及制造方法(Re-entrant resonant cavities,filters including such cavities and method of manufacture)”的专利申请案WO 2008/036180A2；标题为“共振腔及制造此些腔的方法(Resonant cavities and method ofmanufacturingsuch cavities)”的专利申请案WO 2008/036179 A1；标题为“凹腔共振腔、包含此些腔的滤波器及制造方法(Re-entrant resonant cavities,filters including such cavities andmethod of manufacture)”的专利申请案WO 2008/036178 A1；及2007年欧洲微波会议会刊中的出版物“表面安装腔滤波器技术(Surface-mount cavity filter technology)”(2007年10月，第442到445页)。
其中，通过将3-D共振腔分成两个半部并将腔的第一半部定位于PCB的上部外部表面上且将腔的另一半部定位于PCB的下部外部表面上来对付以上挑战，如图3中所展示。在此配置中，穿过PCB使用嵌入于所述PCB中的通孔柱44电连接所述腔的两个部分，且经由穿透所述腔的传输线45将微波信号电耦合到所述腔的内部短柱及从所述内部短柱电耦合微波信号。已用实验证实此方法，但假定PCB自身及互连通孔柱为共振腔的部分，则呈此配置的腔的操作通常伴随有相对高的损耗(降低的质量因数)。
用于将微波信号馈送到PCB安装式3-D共振腔及从PCB安装式3-D共振腔馈送微波信号的耦合机构的设计中的主要挑战是保持此些配置的主要比较性优点(经由完全印刷的PCB嵌入式网络互连的高Q共振器)，同时实现提供大的耦合系数范围及腔共振的某一可调谐性的低损耗耦合机构的所要功能性。
发明内容
本发明的目标是提供用以将微波信号馈送到与上文所描述的图1的共振腔类似的3-D PCB安装式共振腔但实施产生高质量滤波的易于制作的机构的耦合机构。
根据本发明的表征实施例，此目标由于以下事实而实现：所述传输线的端具备位于所述PCB的外部层处所述共振腔内部的金属化馈送垫。
以此方式，金属化馈送垫的大小及位置界定并允许调整耦合机构，同时提供具有可再现特性的高质量滤波。
本发明的另一表征实施例是所述共振腔具备正交于所述PCB且通过电容性间隙与所述PCB分离的凹腔内部短柱，且所述金属化馈送垫在所述电容性间隙的区域中面向所述内部短柱并从所述内部短柱的轴向方向偏移。
所提出的滤波器技术与已知现有技术的滤波器技术相比展现明显改进的性能。本发明技术对于制造误差来说更稳健，且所得RF滤波器的操作与显著减少的插入损耗相关联(较容易维持3-D共振腔的高Q值)。
此外，本发明的另一表征实施例是所述共振腔安装于所述PCB的外部金属化表面上，且所述金属化馈送垫通过表面电容性间隙与所述外部金属化表面分离。
由金属化馈送垫相对于凹腔内部短柱的轴向方向的相对偏移位置形成的电容性间隙及将金属化馈送垫与所述PCB的外部金属化表面分离的表面电容性间隙界定所述耦合机构的特性。
在本发明的优选表征实施例中，所述金属化馈送垫具有由所述表面电容性间隙环绕且其中心从所述内部短柱的所述轴向方向偏移的圆盘的形状。
虽然所述金属化馈送垫可具有几乎任何形状，但已证明圆盘形式产生最优的结果。
在本发明的变体实施例中，所述PCB具备：输入嵌入式传输线，其输入端具备输入金属化馈送垫；及输出嵌入式传输线，其输出端具备输出金属化馈送垫，且所述输入及输出金属化馈送垫位于所述PCB的所述外部层处所述共振腔内部且通过电壁分离。
所提出的滤波器技术为需要以下各项的应用(现代BTS/节点B/e节点B/等的RF前端)提供专业化市场解决方案：高质量滤波性能及相对高功率处置能力连同低体积性质及高集成度(滤波器与RF前端的其它组件集成)。这些特征连同其低成本及完全自动化制作过程(完全印刷的PCB/焊接的顶部安装式金属化塑料腔)使本发明耦合机构成为用于未来PCB安装式微波凹腔共振腔的非常有前景的技术。
在所附权利要求书中提及本发明耦合机构的进一步表征实施例。
应注意，在权利要求书中所使用的术语“包括”或“包含”不应解释为限制于其后所列出的构件。因此，例如“包括构件A及B的装置”的表达的范围不应限于仅由构件A及B组成的装置的实施例。其意指，关于本发明的实施例，A及B是所述装置的基本构件。
类似地，应注意，也在权利要求书中使用的术语“耦合”不应解释为仅限制于直接连接。因此，例如“装置A耦合到装置B”的表达的范围不应限于其中装置A的输出直接连接到装置B的输入的装置的实施例。其意指，在A的输出与B的输入之间可存在一路径，所述路径可包含其它装置或构件。
附图说明
通过参考结合附图进行的以下对实施例的描述，本发明的以上及其它目标及特征将变得更加显而易见且将最佳地理解本发明自身，附图中：
图1展示由安装于PCB上的3-D凹腔(同轴)共振器形成的经典共振腔；
图2表示采用导纳反相器的图1的共振腔的滤波器合成模型；
图3展示从现有技术已知的另一PCB安装式共振腔；
图4展示根据本发明的实施例的用于将信号从PCB嵌入式波导(条带线)耦合到单个PCB安装式共振腔的耦合机构；
图5是图4的耦合机构在PCB的外部表面的层级处相对于安装式3-D共振腔的位置的俯视图；
图6表示图4及5的耦合机构的等效电路；
图7展示根据本发明的另一实施例的用于将信号从PCB嵌入式波导(条带线)耦合到单个共振腔及相反操作的耦合机构；
图8展示根据本发明的另一实施例的用于将信号从PCB嵌入式波导(条带线)耦合到一对电感性耦合的共振腔及相反操作的耦合机构；
图9表示根据图8的配置的滤波器合成模型；
图10展示采用根据本发明实施例的耦合机构将微波信号从PCB嵌入式波导(条带线)耦合到3-D共振腔及进行相反操作的4极切比雪夫滤波器的3-D模型；
图11是图10的3-D模型中所采用的单一对电感性耦合的共振腔的俯视图；
图12是图10的3-D模型沿着单一对电感性耦合的共振腔的横截面视图；
图13展示微波信号从PCB嵌入式条带线131到电感性耦合的共振腔对的耦合机构；且
图14表示图10的4极滤波器的模拟响应。
具体实施方式
图4及图5及中呈现满足本发明的所有要求的耦合机构的实施例。
在图4处展示印刷电路板PCB安装式微波凹腔共振腔的横截面表示，而图5展示耦合机构在PCB的外部表面的层级处相对于安装式3-D共振腔的位置的俯视图。
如同在安装于PCB上的常规微波凹腔(同轴)共振器中，本发明共振器的3-D部分焊接在PCB的外部金属化表面上。共振器的3-D部分及PCB的由3-D组件定界的外部表面两者形成共振腔60。共振器的3-D部分由外壁、内部凹腔短柱或杆64构成且可具有圆柱形或矩形形状(在同轴配置中)。可通过在金属体积中铣削或由金属体积浇铸或者通过对塑料3-D模壳(主要用于重量减少)进行金属镀敷来形成此部分。
凹腔内部杆64正交于所述PCB，其中一端固定到外壁，而另一端面向PCB且通过电容性间隙66与所述PCB分离。
共振填充有空气的共振腔60的电磁性质取决于有效同轴配置(即，内部杆64的长度及其距腔的外部壁的距离)及在内部杆64与PCB的构成共振腔的部分的外部金属化表面之间形成的电容性间隙66的确切尺寸。
认为经由嵌入式波导/传输线61将微波信号导引到共振器，嵌入式波导/传输线61采用PCB的其上安装3-D腔的外部金属化表面作为接地平面。举例来说，可以微条带或条带线技术来实施此线。当微波信号到达馈送传输线的端时，经由垂直通孔柱(或通孔柱阵列)62将所述微波信号导引到位于腔内部所述PCB的其上安装3-D共振器的外部层处的金属化馈送垫63。
在图5中，清晰地描绘此金属化馈送垫71相对于安装于PCB 73的外部表面上的共振腔的同轴配置72的位置的俯视图。假定在馈送垫71与PCB的外部表面73之间不存在电连接，则跨越在其之间形成的表面电容性间隙74将支持位移电流。
金属化馈送垫63/71优选地具有由表面电容性间隙74环绕且其中心从内部凹腔短柱/杆64的轴向方向偏移的圆盘的形状。
此为将微波信号馈送到共振腔的第一电磁耦合机构，假定PCB的外部表面的在金属化馈送垫周围的部分构成共振腔的部分，如图4中所展示。
此耦合的电磁性质(即，量值)取决于垫的半径及表面电容性间隙74的宽度。这两个特征可在设计PCB时加以调整(而不论共振腔的3-D部分如何)且在合成特定滤波传递函数及对应PCB布局时构成显著设计参数。
金属化馈送垫63/71与共振腔之间的第二电磁耦合机构是在3-D同轴配置的内部短柱64与馈送垫自身之间支持的电容。
如图5中所展示，馈送垫与共振器的内部短柱在表面75上重叠，表面75取决于馈送垫的半径及其相对于共振器的3-D部分的同轴配置的中心的位置(偏移)。这两个参数构成在滤波器合成与PCB布局设计期间应恰当设定的另两个主要设计参数。此第二耦合机构的重要性归因于以下事实：除提供馈送垫与共振腔之间的电磁耦合以外，其还提供一种经由PCB的设计/布局来略微地调整及调谐共振腔的共振的手段。
具体来说，在引入馈送垫的情况下，将在PCB的其上安装3-D腔的外部层与同轴配置的内部短柱之间支持的总电容(其最初在估计共振腔的总电容及其共振频率中起到关键作用)划分成两个分量。第一分量是在馈送垫与腔的3-D部分的内部短柱之间支持的电容，且第二分量是由在馈送垫周围的与腔的3-D部分的内部短柱覆叠的外部PCB表面支持的表面电容。这两个电容之间的比率应与馈送垫表面和与同轴配置的内部杆覆叠的外部PCB表面的比率相等且因此可通过调整馈送垫的位置来加以调整。虽然这两个电容的总和应与第一情况的总电容近似相等，但在后一情况中，馈送垫与同轴配置的内部短柱之间的电容并不影响共振腔的电容特性及共振频率。
因此，通过更改(增加/减小)此电容，可相反地更改(减小/增加)共振腔的总电容。通过此手段，可经由外部PCB表面的布局的设计来调整共振腔的有效共振频率。
为了示意性地表示所提出耦合机构的主要性质，图6中展示与图4的配置类似的配置的等效电路。在此等效电路中，经由分路LC电路来表示共振腔，所述分路LC电路由归因于3-D同轴配置的电感Lcoax及电容Ccoax以及归因于在同轴配置的内部短柱与其上安装3-D腔且构成共振腔的部分的PCB表面之间支持的电容的电容Cgap。
在不存在馈送垫的情况下，此电容仅仅取决于间隙的几何特性(间隙宽度d及其上支持电容的总面积S，Cgap=εo S/d)且直接给同轴共振器加负载(根据图6的记号，Co=Cgap)。
在存在馈送垫的情况下，将此电容分成两个分量：其中的在共振器的内部短柱与接地平面之间支持的一者与之前类似地给同轴共振器加负载，且在共振器的内部短柱与馈送垫之间支持的第二者对应于串联连接到共振器的耦合电容。这两个电容之间的比率由与馈送圆盘重叠的内部短柱面积的分数界定。因此，如果将重叠比率视为k，那么Co=(1-k)Cgap且Cser=k Cgap。最终，可将馈送圆盘与PCB的构成共振腔的部分的外部表面之间的耦合电容视为与共振器并联(在图6中，Csh)。
在常规滤波器配置中，必须将电磁信号导引到构成滤波器的共振器中的每一者及从所述每一者导引电磁信号，如图1中所展示。因此，需要在腔中的每一者内实施与在前文中呈现的那些耦合机构类似的两个耦合机构。此描绘于图7中，其中输入传输线81经由耦合机构82将信号导引到腔中的输入金属化馈送垫，而耦合机构83将信号从腔中的输出金属化馈送垫耦合到输出传输线84。
图7的配置易于出现可能影响、劣化或限制腔共振器作为微波滤波器的部分的操作的数种寄生现象。假定耦合机构82及83的紧凑大小，其彼此靠近而定位。
此可能经由共振腔自身或经由其上安装腔的衬底而导致所述耦合机构之间的某一直接耦合，从而劣化共振器的电磁性能。
即使可借助使用插入于所述耦合机构之间的电壁85(可使用紧密间隔的铜通孔来实施此壁)来解决后一情况，避免两个耦合机构之间经由共振腔的直接电磁耦合也几乎不可能。事实上，此问题的简单解决方案将是使其保持彼此尽可能远。
不过，此方法将减少耦合圆盘中的每一者与共振器的内部短柱之间的重叠面积(图5中的75)，且因此减小由那些机构中的每一者实施的总的可实现耦合系数。因此，与图7的配置类似的配置可能并非由安装于PCB上的腔共振器构成的滤波器的优选实施方案。
图8中展示此些滤波器的优选替代实施方案。在此实施方案的背景中，将用于PCB安装式共振腔滤波器的设计的模块化元件视为与图8中所展示的3-D共振同轴腔对类似的电感性耦合3-D共振同轴腔对。在此方法中，必须在一个块91内构建3-D同轴共振器中的任何两者。在将输入共振腔与输出共振腔分离的共用电壁95上，膜孔敞口窗92确保构建于同一块上的两个腔之间的电感性耦合。所述对中的输入/输出共振腔分别具备正交于PCB且通过输入/输出电容性间隙与所述PCB分离的不同输入/输出内部短柱。此外，在所述对中的输入共振腔中实施输入金属化馈送垫，而在所述对中的输出共振腔中实施输出金属化馈送垫。输入金属化馈送垫在输入电容性间隙的区域中面向输入内部短柱的端面并从此输入内部短柱的轴向方向偏移，且输出金属化馈送垫在输出电容性间隙的区域中面向输出内部短柱的端面并从此输出内部短柱的轴向方向偏移。
耦合窗92的确切尺寸确定对应电感性耦合的量值。
与图8的配置类似的配置的优点为，其允许经由输入耦合机构93将微波信号从PCB馈送到输入腔且接着经由输出耦合机构94将经滤波信号从输出腔耦出到所述PCB。
以此方式，在两个不同腔中实施两个PCB-腔耦合机构，且因此不存在其之间(经由腔)的显著的寄生直接耦合。
此外，根据滤波器设计程序的要求自由选择与两个耦合机构中的每一者相关联的设计参数(即，馈送圆盘直径、馈送圆盘的位置等)，而不必满足任何主要限制(即，两个耦合机构的大小、相对位置等)。
当采用图8的配置来合成滤波装置时，应根据图9的模型来合成滤波函数。在此模型中，经由基于传输线的导纳反相器(J01及JNN+1)来实施去往及来自滤波器的第一个及最后一个共振器的输入及输出耦合，而使用电感性耦合膜孔(Mij)及基于传输线的阻抗反相器(Jij)可互换地实施共振器之间的耦合。
为了检验采用借助于本发明中所提出的耦合机构激发及互连的3-D凹腔(同轴)共振器来设计PCB安装式滤波器的可能性，已设计并模拟4阶切比雪夫滤波器。此滤波器的目标操作频带已为WCDMA空中接口的下行链路Tx频带(2110MHz到2170MHz)。
图10中描绘用于模拟此滤波器的模型。针对此滤波器实施方案，采用图8的配置。具体来说，在两对电感性耦合的共振器中构建4阶滤波器的四个共振器。接着，经由在PCB上实施的导纳反相器来互连这两对，且根据图9的模型来合成滤波函数。
参考图10的3-D模型，在两个金属体积100中铣削两对电感性耦合的腔。认为这些体积焊接于在其上部侧及下部侧两者上均进行金属镀敷的PCB 101的顶部表面上。在PCB内部，采用条带线来合成互连导纳反相器。此外，已在PCB内嵌入短接PCB的两个侧(所采用条带线的接地平面)的铜通孔102，以增强耦合机构之间的电磁隔离且减少与条带线的操作相关联的寄生效应。
图11中描绘在金属体积(图10中的100)中铣削的两对电感性耦合的凹腔共振器中的每一者的仰视图。在此实施方案中，两个共振腔110由圆柱形内部杆111及矩形外壁112构成。在一般情况中，内部及外部接触器的形状可为支持类似同轴配置的任何形状。最终，经由通过从分离两个腔的壁移除材料而形成的膜孔113来耦合两个腔。
在图12中，描绘3-D滤波器模型沿着一对电感性耦合的腔的横截面。如所展示，经由已嵌入于露出所述对的腔的PCB中的条带线123将信号导引到所述腔及从所述腔导引信号。前述条带线使用金属表面121及122作为上部及下部接地平面，而表面121还用于附着在共振腔的3-D部分上。使用铜通孔124连接这些条带线与上部接地平面层121的馈送圆盘。
图13中展示经由通孔及馈送圆盘将信号从条带线耦合到共振腔的机构的较佳表示。具体来说，在图13中，输入/输出条带线131将RF信号馈送到已形成于金属表面130上的耦合圆盘132，除作为条带线的上部接地平面操作以外，金属表面130还用于附着3-D共振腔。
最终，图14中描绘图10的4极切比雪夫滤波器的全波模拟响应，其表示前述滤波器结构的以dB为单位的S参数(纵轴)对所关注的以GHz为单位的频带(横轴)。根据这些结果，跨越滤波器的通带实现低插入损耗(<0.6dB)，同时也实现WCDMA空中接口的下行链路Rx频带的比50dB更佳的隔离。
应注意，本发明耦合机构可不仅用于将信号耦合到单个腔或双重腔/从单个腔或双重腔耦合信号，而且在较一般情况中用于将信号耦合到由任意大数目的腔构成的结构/从所述结构耦合信号。为此目的，一般耦合机构包括安装于PCB上的数个共振腔，所述PCB具备相同量的嵌入式传输线，每一传输线具有具备位于共振腔中的不同一者内部的金属化馈送垫的端。每一共振腔具备正交于PCB且通过电容性间隙与所述PCB分离的内部短柱。每一金属化馈送垫在电容性间隙的区域中面向对应内部短柱的端面并从对应内部短柱的轴向方向偏移。所述金属化馈送垫通过电壁进一步分离。
最后一点是，上文依据功能块来描述了本发明的实施例。依据上文给出的对这些块的功能描述，设计电子装置的领域的技术人员将明了可如何用众所周知的电子组件来制造这些块的实施例。因此不再给出所述功能块的内容的详细架构。
尽管上文已结合特定设备描述了本发明的原理，但应清楚地理解，此描述仅仅以实例方式做出且并非作为对如在所附权利要求书中界定的本发明范围的限制。

Claims (12)

1.一种用以将微波信号从嵌入于印刷电路板PCB(67)中的传输线(61)耦合到安装于所述PCB上的共振腔(60)的耦合机构，
其特征在于所述传输线(61)的端具备位于所述PCB(67)的外部层处所述共振腔(60)内部的金属化馈送垫(63)。
2.根据权利要求1所述的耦合机构，
其特征在于所述共振腔(60)具备正交于所述PCB且通过电容性间隙(66)与所述PCB分离的凹腔内部短柱(64)，
且其特征在于所述金属化馈送垫(63)在所述电容性间隙的区域中面向所述内部短柱并从所述内部短柱(64)的轴向方向偏移。
3.根据权利要求1所述的耦合机构，
其特征在于所述共振腔(60)安装于所述PCB(67)的外部金属化表面(73)上，
且其特征在于所述金属化馈送垫(63、71)通过表面电容性间隙(74)与所述外部金属化表面分离。
4.根据权利要求2及3所述的耦合机构，其特征在于所述金属化馈送垫(63、71)具有由所述表面电容性间隙(74)环绕且其中心从所述内部短柱(64)的所述轴向方向偏移的圆盘的形状。
5.根据权利要求1所述的耦合机构，其特征在于所述传输线(61)的所述端经由至少一个通孔柱(62)耦合到所述金属化馈送垫(63)。
6.根据权利要求1所述的耦合机构，其特征在于嵌入于所述PCB(73)中的所述传输线(61)为以微条带或条带线技术实施的波导。
7.根据权利要求1所述的耦合机构，
其特征在于所述PCB具备：输入嵌入式传输线(81)，其输入端具备输入金属化馈送垫；及输出嵌入式传输线(84)，其输出端具备输出金属化馈送垫，
且其特征在于所述输入及输出金属化馈送垫位于所述PCB的所述外部层处所述共振腔内部且通过电壁(85)分离。
8.根据权利要求7所述的耦合机构，
其特征在于所述共振腔具备正交于所述PCB的通过电容性间隙与所述PCB分离的凹腔内部短柱，
且其特征在于所述输入及输出金属化馈送垫两者均在所述电容性间隙的所述区域中面向所述内部短柱的端面并各自从所述内部短柱的所述轴向方向偏移。
9.根据权利要求7所述的耦合机构，其特征在于所述电壁(85)由所述PCB中的紧密间隔的铜通孔实施。
10.根据权利要求7所述的耦合机构，
其特征在于安装于所述PCB上的所述共振腔由构建于同一块(91)内的一对电感性耦合的3-D共振腔构成，
其特征在于所述对中的输入共振腔具备正交于所述PCB且通过输入电容性间隙与所述PCB分离的输入内部短柱，且所述对中的输出共振腔具备正交于所述PCB且通过输出电容性间隙与所述PCB分离的输出内部短柱，
其特征在于所述输入及输出共振腔通过共用电壁(95)分离，
其特征在于膜孔敞口窗(92)提供于所述对中的所述输入与输出共振腔之间，
且其特征在于所述输入金属化馈送垫实施于所述对中的所述输入共振腔中，且所述输出金属化馈送垫实施于所述对中的所述输出共振腔中。
11.根据权利要求10所述的耦合机构，
其特征在于所述输入金属化馈送垫在所述输入电容性间隙的所述区域中面向所述输入内部短柱的所述端面，并从所述输入内部短柱的所述轴向方向偏移，且所述输出金属化馈送垫在所述输出电容性间隙的所述区域中面向所述输出内部短柱的所述端面，并从所述输出内部短柱的所述轴向方向偏移。
12.根据权利要求1所述的耦合机构，
其特征在于所述耦合机构包括安装于所述PCB上的多个共振腔，
其特征在于所述PCB具备多个嵌入式传输线，每一嵌入式传输线具有具备位于所述多个共振腔中的不同共振腔内部的金属化馈送垫的端，
其特征在于所述共振腔中的每一者具备正交于所述PCB且通过电容性间隙与所述PCB分离的内部短柱，
其特征在于所述金属化馈送垫中的每一者在所述电容性间隙的所述区域中面向对应内部短柱的端面并从所述对应内部短柱的所述轴向方向偏移，
且其特征在于所述金属化馈送垫通过电壁分离。
CN2011800316437A 2010-06-29 2011-06-21 用于pcb安装式微波凹腔共振腔的耦合机构 Pending CN102959794A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP10305699.0 2010-06-29
EP10305699.0A EP2403053B1 (en) 2010-06-29 2010-06-29 Coupling mechanism for a PCB mounted microwave re-entrant resonant cavity
PCT/EP2011/060266 WO2012000822A1 (en) 2010-06-29 2011-06-21 Coupling mechanism for a pcb mounted microwave re-entrant resonant cavity

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN102959794A true CN102959794A (zh) 2013-03-06

Family

ID=43500032

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2011800316437A Pending CN102959794A (zh) 2010-06-29 2011-06-21 用于pcb安装式微波凹腔共振腔的耦合机构

Country Status (8)

Country Link
US (1) US8947177B2 (zh)
EP (1) EP2403053B1 (zh)
JP (1) JP5466340B2 (zh)
KR (1) KR101437796B1 (zh)
CN (1) CN102959794A (zh)
SG (1) SG186467A1 (zh)
TW (1) TWI483455B (zh)
WO (1) WO2012000822A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102683785A (zh) * 2011-02-14 2012-09-19 索尼公司 用于空腔共振器的馈送结构
WO2018001199A1 (zh) * 2016-06-28 2018-01-04 华为技术有限公司 合路器、天线和通信设备

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102012022411A1 (de) * 2012-11-15 2014-05-15 Kathrein-Austria Gmbh Hochfrequenzfilter mit Frequenzstabilisierung
GB201222320D0 (en) * 2012-12-12 2013-01-23 Radio Design Ltd Filter assembly
US10249991B1 (en) * 2017-06-29 2019-04-02 Amazon Technologies, Inc. Low noise high-speed data connectors
KR20200008387A (ko) 2018-07-16 2020-01-28 (주)파트론 유전체 필터 모듈
KR20200008386A (ko) 2018-07-16 2020-01-28 (주)파트론 유전체 필터
KR20200091301A (ko) 2019-01-22 2020-07-30 삼성전자주식회사 캐비티 필터 및 상기 캐비티 필터를 포함하는 안테나 모듈
US11621464B2 (en) * 2020-12-30 2023-04-04 Hughes Network Systems, Llc Waveguide assembly
CN114204236B (zh) * 2021-12-27 2022-10-21 井冈山大学 一种大频率比的腔体双频宽带滤波器
TWI822298B (zh) * 2022-09-02 2023-11-11 桓達科技股份有限公司 頻率可調型同軸式微波共振腔及頻率可調型音叉式微波共振腔

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1304762A2 (en) * 2001-10-11 2003-04-23 Fujitsu Compound Semiconductor, Inc. Transmission line to waveguide transition structures
US20050200424A1 (en) * 2004-03-11 2005-09-15 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Microstripline waveguide converter
US20050217786A1 (en) * 1998-10-30 2005-10-06 Lamina Ceramics, Inc. High performance embedded RF filters
US20050225411A1 (en) * 2001-04-04 2005-10-13 Adc Telecommunications, Inc. Filter structure including circuit board
CN101053114A (zh) * 2004-09-16 2007-10-10 凯仕林奥地利有限公司 高频滤波器
US20080068111A1 (en) * 2006-09-20 2008-03-20 Jan Hesselbarth Re-entrant resonant cavities, filters including such cavities and method of manufacture
US20080297283A1 (en) * 2005-12-08 2008-12-04 Electronics And Telecommunications Research Institute Mode Transition Circuit for Transferring Radio Frequency Signal and Transceiver Module Having the Same

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4247992B2 (ja) * 2003-12-12 2009-04-02 京セラ株式会社 半同軸共振器型測定治具及び誘電体薄膜の電気的物性値測定方法
JP4191198B2 (ja) * 2006-02-09 2008-12-03 Ｎｅｃエンジニアリング株式会社 フィルタ
US7965251B2 (en) 2006-09-20 2011-06-21 Alcatel-Lucent Usa Inc. Resonant cavities and method of manufacturing such cavities
US8324989B2 (en) 2006-09-20 2012-12-04 Alcatel Lucent Re-entrant resonant cavities and method of manufacturing such cavities

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050217786A1 (en) * 1998-10-30 2005-10-06 Lamina Ceramics, Inc. High performance embedded RF filters
US20050225411A1 (en) * 2001-04-04 2005-10-13 Adc Telecommunications, Inc. Filter structure including circuit board
EP1304762A2 (en) * 2001-10-11 2003-04-23 Fujitsu Compound Semiconductor, Inc. Transmission line to waveguide transition structures
US20050200424A1 (en) * 2004-03-11 2005-09-15 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Microstripline waveguide converter
CN101053114A (zh) * 2004-09-16 2007-10-10 凯仕林奥地利有限公司 高频滤波器
US20080297283A1 (en) * 2005-12-08 2008-12-04 Electronics And Telecommunications Research Institute Mode Transition Circuit for Transferring Radio Frequency Signal and Transceiver Module Having the Same
US20080068111A1 (en) * 2006-09-20 2008-03-20 Jan Hesselbarth Re-entrant resonant cavities, filters including such cavities and method of manufacture

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102683785A (zh) * 2011-02-14 2012-09-19 索尼公司 用于空腔共振器的馈送结构
WO2018001199A1 (zh) * 2016-06-28 2018-01-04 华为技术有限公司 合路器、天线和通信设备

Also Published As

Publication number Publication date
KR20130036052A (ko) 2013-04-09
TW201238134A (en) 2012-09-16
EP2403053A1 (en) 2012-01-04
US20130130519A1 (en) 2013-05-23
JP2013533700A (ja) 2013-08-22
US8947177B2 (en) 2015-02-03
SG186467A1 (en) 2013-02-28
WO2012000822A1 (en) 2012-01-05
EP2403053B1 (en) 2014-11-12
TWI483455B (zh) 2015-05-01
JP5466340B2 (ja) 2014-04-09
KR101437796B1 (ko) 2014-09-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102959794A (zh) 用于pcb安装式微波凹腔共振腔的耦合机构
KR102690436B1 (ko) 계단형 임피던스 공진기들을 사용하는 세라믹 필터
CN107210505B (zh) 具有相互补偿的电感和电容耦合的线性的滤波器
US9608303B2 (en) Multi-layer digital elliptic filter and method
JP4992345B2 (ja) 伝送線路型共振器と、これを用いた高周波フィルタ、高周波モジュールおよび無線機器
US6137383A (en) Multilayer dielectric evanescent mode waveguide filter utilizing via holes
EP2079290A2 (en) Multilayer passive circuit topology
US8111112B2 (en) Semiconductor device and method of forming compact coils for high performance filter
CN105122645A (zh) 高频模块
CN102802341A (zh) 多层基板
CN101018070A (zh) 双工器
US7432786B2 (en) High frequency filter
CN110224205A (zh) 含有通孔型输入输出结构的表贴式介质滤波器
CN104201451B (zh) 一种新型带状线结构的高频低通滤波器
CN100539298C (zh) 微波介质模块
CN112563699B (zh) 基于多层pcb结构的小型化螺旋形可表面贴装带通滤波器
CN103023451A (zh) 带通/带阻式微型低温共烧陶瓷双工器
CN106450667B (zh) 一种零阶谐振天线和无线路由器
CN102035493B (zh) 带通/带阻式微型低温共烧陶瓷双工器
US11848473B2 (en) Method of constructing a cavity comprising forming one or more conductively coated openings in a plurality of boards and placing a rod or tuning post therein
JP2004320556A (ja) 受動部品
JP4209850B2 (ja) アンテナスイッチ
JP2004247797A (ja) 受動部品
JP2004364178A (ja) 受動部品
CN108598634A (zh) 一种小型化毫米波带通矩形同轴内联线滤波器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20130306