CN102932288A - 无线电电路的控制器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于无线电电路的控制器。所述无线电电路包括耦合在天线和接收信号质量指示符产生器之间的至少一个可变阻抗元件。控制器被配置为：接收来自接收信号质量指示符产生器的接收信号质量指示符；以及向所述至少一个可变阻抗元件提供控制信号。控制信号包括根据接收信号质量指示符的值来修改可变阻抗元件的阻抗的命令。

Description

无线电电路的控制器

技术领域

本发明涉及无线电电路的控制器的领域。具体地而非排他地，该控制器能够控制无线电电路内的阻抗匹配电路或可变阻抗元件。

背景技术

不同类型无线系统的数量以及为无线电系统分配的频带正在快速的增长。由于许多技术领域的功能越来越多(通常是收敛的)，无线平台的多模式和多频带整合变得越来越常见。这对无线电电路设计者提出了许多问题。

WO 2008/007330涉及一种用于将负载阻抗自适应地与负载线的预定负载线阻抗匹配的电路，所述负载线连接至功率放大器输出，功率放大器包括功率晶体管和自适应匹配网络之间的固定匹配网络，从而该固定匹配网络起到阻抗转换器(impedance inverter)的作用，所述阻抗转换器在高功率下引起相对低的插入损耗。

说明书中对在先公开文献或任何背景的列举或论述不应必须被看作是承认该文献或背景是现有技术的一部分或是公知常识。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于无线电电路的控制器，所述无线电电路包括耦合在天线和接收信号质量指示符产生器之间的至少一个可变阻抗元件，

其中，所述控制器被配置为：

接收来自接收信号质量指示符产生器的接收信号质量指示符；

以及

向所述至少一个可变阻抗元件提供控制信号，所述控制信号包括用于根据接收信号质量指示符的值来设置可变阻抗元件的阻抗的命令。

利用可以从现有技术无线电电路内的已有单元获得的接收信号质量指示符，使得控制器能够改善针对无线电电路内的接收机的天线阻抗匹配。

本发明的实施例可以应用于任何类型的无线系统，并且可以与“认知无线电(cognitive radio)技术”相结合应用。这些技术可以包括具有多模式、多频带能力的软件定义无线电装置，所述多模式、多频带能力需要宽频率范围上的天线阻抗匹配的级别。设置可变阻抗元件的阻抗可以包括：设置天线的表观阻抗的电阻部分，设置天线的表观阻抗的电抗(reactive)部分，或者设置天线的表观阻抗的电阻部分和电抗部分两者。

天线和至少一个可变阻抗元件的阻抗可以总称为天线的表观阻抗。控制器可以被配置为将天线的表观阻抗设置为与无线电电路的级的阻抗的复共轭更接近或大致相等，从而减小失配损耗。控制器可以被配置为将天线的表观阻抗设置为与发射机输出阻抗的复共轭或接收机输入阻抗的复共轭更接近或大致相等。无线电电路的级可以例如是接收机的输入放大器或发射机的输出功率放大器。在一些实施例中，控制器可以被配置为设置可变阻抗元件的电抗，使得天线的表观阻抗与期望工作频率下或期望工作频率范围内无线电电路的级的阻抗大小相等符号相反。

电抗可以被看作是天线的表观阻抗的频率相关分量。在其他示例中，控制器可以被配置为设置天线的表观阻抗使其更接近地匹配无线电电路的一个或多个组件的阻抗。

控制器还可以被配置为使用接收信号质量指示符来确定天线的等效电抗。控制器可以响应于所确定的天线电抗来设置可变电阻元件的阻抗。控制器可以根据诸如接收信号质量指示符等信息来确定天线的电抗。这种确定可以使得控制器能够提供与可变阻抗元件的改进设置有关的更快速的收敛。

控制器还可以被配置为接收来自接收信号质量指示符产生器的第一接收信号质量指示符。控制器可以向所述至少一个可变阻抗元件提供第一信号。第一信号可以包括以第一电抗值来修改所述至少一个可变阻抗元件的电抗的命令。控制器可以接收来自接收信号质量指示符产生器的第二接收信号质量指示符。控制器可以通过对第一和第二接收信号质量指示符和第一电抗值的函数进行求解，来确定天线的电抗。控制器可以向所述至少一个可变阻抗元件提供控制信号。控制信号可以包括根据所确定的天线的电抗来修改可变阻抗元件的阻抗的命令。

控制器还可以被配置为向所述至少一个可变阻抗元件提供第二信号。第二信号可以包括以第二电抗值来修改所述至少一个可变阻抗元件的电抗的命令。控制器可以接收来自接收信号质量指示符产生器的第三接收信号质量指示符。控制器可以通过对第一、第二和第二接收信号质量指示符以及第一和第二电抗值的函数进行求解，来确定天线的等效阻抗的电抗值。

第二接收信号质量指示符可以表示在以第一电抗值修改了阻抗值之后的接收机性能。第三接收信号质量指示符可以表示在用第二电抗值修改了阻抗值之后的接收机性能。函数可以是一个或多个不同的等式、矩阵运算或联立方程组。第一、第二和第三信号电抗值可以全部相等。与第一和/或第二信号相关联的电抗值可以不同于与第三信号相关联的电抗值。任何电抗值可以不同于任何其他电抗值。

向其发送第一信号的所述至少一个可变阻抗元件可以与向其发送第二信号的一个或多个可变阻抗元件相同或不同。例如，可以发送第一和第二信号来控制可变电容器。可以发送第三信号来控制可变电感器或不同的可变电容器。更一般地，本文提到的至少一个可变阻抗元件可以指的是无线电电路中的任何可变阻抗元件。

在不同实施例中，控制信号可以包括设置所述至少一个可变阻抗元件的阻抗使得天线的表观阻抗与在一定频率下工作的无线电电路的级的阻抗的复共轭更接近或大致相等的命令。无线电电路的级可以是发射机输出级，如，功率放大器。无线电电路的级可以是接收机输入级。本文术语“大致相等”可以指的是值的1％、2％、5％、10％或20％。

表观天线电抗可以等于天线的电抗与所述至少一个可变阻抗元件的电抗之和。工作频率可以是接收机或发射机的工作频率、或者接收机与发射机的组合工作频率，例如，在接收机工作频率与发射机工作频率之间的频率。

所述至少一个可变阻抗元件的电抗可以被设置为与天线的电抗相反。相反可以指的是所述至少一个可变阻抗元件的电抗的符号与天线的电抗的符号不同。电感性电抗的符号与电容性电抗的符号不同。控制器可以减小天线与无线电电路之间的阻抗失配，从而改善电路的性能。

可变阻抗元件的电抗的大小可以被设置为使得与天线的电抗和无线电电路的级的电抗之和更接近或大致相等。可变阻抗元件的电抗的符号可以被设置为使得与天线和无线电电路的级的组合电抗的符号相反。

工作频率可以是针对特定信道的接收机电路的工作频率。备选地，工作频率可以是在接收机电路的工作频率与发射机电路的工作频率之间的频率。这样，可以改善用于发射和接收的无线电电路(即，收发机)的性能，并且针对信号的接收和发射均具有非常好的满意度。

在不同实施例中，无线电电路可以包括发射机。发射机可以被配置为产生射频信号，所述射频信号具有在发射机活跃时隙之前的保护时隙。控制器还可以被配置为在保护时隙期间向所述至少一个可变阻抗元件提供控制信号。控制信号可以包括设置所述至少一个可变阻抗元件的阻抗以便至少部分地将发射机的输出阻抗与天线的表观阻抗相匹配的命令。

保护时隙是时隙波形(profile)的非活跃时间段，在该非活跃时间段期间无线电电路既不发射信号也不接收信号。保护时隙可以是紧邻在发射机信号时隙前面的时隙。可变阻抗元件的阻抗可以被设置为将发射机输出阻抗与表观天线阻抗相匹配。为了至少部分地匹配这两个阻抗，控制器可以将可变阻抗元件阻抗设置为使得表观天线阻抗具有低于2∶1或3∶1的电压驻波比(VSWR)。

阻抗匹配可以被设计为使得可以改善无线电电路的发射机或接收机的功率传递、线性度和/或效率。

备选地，为了至少部分地匹配这两个阻抗，控制器可以设置可变阻抗元件阻抗使得表观天线阻抗是在以下两者之间的折中：使天线的阻抗与发射机的输出阻抗相匹配所需的表观天线阻抗，以及使天线的阻抗与接收机的输入阻抗相匹配所需的表观天线阻抗。

在不同实施例中，控制信号可以包括设置所述至少一个可变阻抗元件的阻抗使得天线的表观阻抗是在发射机的输出阻抗与根据接收信号质量指示符的值而确定的最佳接收阻抗值之间的阻抗的复共轭的命令。

可变阻抗元件(VIE)的阻抗可以被设置为折中级别。将VIE的阻抗设置为折中级别对于发射机和接收机同时工作的无线电电路来说可以是有益的。可以将可变阻抗元件的阻抗设置为以下两者的算术平均或几何平均：(i)发射频率下的发射机输出阻抗；以及(ii)在接收频率下根据接收信号质量指示符确定的阻抗。发射机的输出阻抗可以是与所述至少一个可变阻抗元件相耦合的功率放大器的输出阻抗。

备选地，可以基于在工作频率下的操作来设置VIE的阻抗，所述工作频率既不是发射频率也不是接收频率。例如，可以使用接收机工作频率和发射机工作频率的几何平均或算术平均来计算VIE的阻抗级别。

根据接收信号质量指示符的值而确定的VIE的阻抗值可以提供与接收链的输入电抗大小相等符号相反的表观电线电抗。控制器还可以被配置为将天线的表观阻抗设置为无线电电路的级的阻抗的复共轭。即，控制器可以将电阻的表观值设置为等于无线电电路的级的电阻，并将电抗的表观值设置为与无线电电路的级的电抗大小相等符号相反。

控制器可以被配置为确定接收信号质量指示符是大于还是小于阈值。如果接收信号质量指示符级别大于阈值，则控制器可以被配置为向所述至少一个可变阻抗元件提供发射控制信号。发射控制信号可以包括设置所述至少一个可变阻抗元件的阻抗使得至少部分地与发射机的输出阻抗相匹配的命令。备选地，如果接收信号质量指示符级别小于阈值，则控制器可以被配置为向所述至少一个可变阻抗元件提供接收控制信号。接收控制信号可以包括用于根据接收信号质量指示符的值来设置所述至少一个可变阻抗元件的阻抗的命令。

“大于”可以被理解为“大于或等于”。此外，“小于”可以被理解为包括“小于或等于”。

控制器还可以被配置为接收来自接收信号质量指示符产生器的第一接收信号质量指示符。控制器可以向所述至少一个可变阻抗元件提供第一信号。第一信号可以包括用第一电抗值来修改所述至少一个可变阻抗元件的阻抗的命令。控制器可以接收来自接收信号质量指示符产生器的第二接收信号质量指示符。控制器可以将第一接收信号质量指示符与第二接收信号质量指示符相比较。

如果第二接收信号质量指示符大于第一接收信号质量指示符，则可以将这解释为指示所述至少一个可变阻抗元件的阻抗正在正确的方向上改变(即，电容性地或电感性地改变)。在这种情况下，控制器可以向所述至少一个可变阻抗元件提供继续信号。继续信号包括以连续电抗值来修改所述至少一个可变阻抗元件的阻抗的命令。继续电抗值可以具有与第一电抗值相同的电抗符号。

备选地，如果第二接收信号质量指示符小于第一接收信号质量指示符，则可以将这解释为指示所述至少一个可变阻抗元件的阻抗正在错误的方向上改变(即，电容性地或电感性地改变)。在这种情况下，控制器可以向所述至少一个可变阻抗元件提供改变信号。改变信号可以包括用改变电抗值来修改所述至少一个可变阻抗元件的阻抗的命令。改变电抗值具有与第一电抗值相反的电抗符号。

控制器还可以执行上述步骤中至少一些步骤的另一迭代。控制器可以将前一迭代期间接收到的第二接收信号质量指示符视为用于下次迭代的第一接收信号质量指示符。

备选地，在多次迭代该过程之后，或者在第二接收信号质量指示符大于预设的阈值的情况下，可以终止或中止该过程。这些电抗值中的任何电抗值都可以由最大步长算法(maximum step algorithm)来设置。

控制器还可以包括存储器，所述存储器包含针对所述至少一个可变阻抗元件的与多个频率下发射机的输出阻抗相对应的预设值。存储器可以包含针对所述至少一个可变阻抗元件的与多个输出功率级下发射机的输出阻抗相对应的预设值。这些实施例可以是有利的，因为在可以认为天线的阻抗与特定发射参数相对一致的情况下，这些实施例可以降低处理负载。

控制器还可以包括存储器，所述存储器包含所述至少一个可变阻抗元件的与多个频率下接收机的输入阻抗相对应的预设值。阻抗可以仅是电阻值，或者可以是具有电阻部分和电抗部分的复阻抗值。控制器可以根据所存储的与无线电电路的工作频率相对应的电阻值来设置VIE的电阻。存储的电阻值可以使得：存储的电阻值和天线电阻之和与工作频率下接收机的输入电阻或发射机级的输出电阻更接近或大致相等。

另一方面，天线电抗可以由于体失谐效应(body de-tuning effect)而改变，因此天线的电抗可以根据天线的环境条件(例如，天线位置及其附近材料)而改变。控制器还可以被配置为通过查找存储器中存储的在期望发射频率下的天线的阻抗或在期望发射频率下阻抗的仅电阻部分，来确定在所述期望发射频率下的天线的阻抗。控制器可以向所述至少一个可变阻抗元件提供第一信号。第一信号可以包括将所述至少一个可变阻抗元件的阻抗设置为阻抗值的命令。所述阻抗值可以说明发射机的输出阻抗和天线的阻抗。所述阻抗值可以将表观天线阻抗值修改为与工作在期望频率下的发射机的输出阻抗的复共轭大致相等。该实施例的VIE的阻抗效果是：将表观天线阻抗设置为发射机的输出阻抗的复共轭，从而提供了在天线和发射机之间良好的匹配。

控制器可以确定接收信号质量指示符是否小于阈值，如果接收信号质量指示符小于阈值，则控制器被配置为确定所述至少一个可变阻抗元件的边界条件。阈值可以是-90dBm、-100dBm、-110dBm。边界条件可以对应于：所述至少一个可变阻抗元件的将会针对工作在期望频率下的发射机引起满意的电压驻波比的阻抗。例如，所述满意的电压驻波比可以是1.5∶1、2∶1或4∶1。控制器可以在所确定的边界条件内迭代地修改所述至少一个可变阻抗元件的电抗，以改善接收信号质量指示符值。

控制器可以通过执行计算来确定边界条件。所述计算可以是期望发射频率的函数。备选地，可以确定与针对期望发射频率的给定电压驻波比相对应的边界条件。在这种情况下，可以将边界级别存储在控制器可访问的存储器中的查找表中。控制器可以通过查询存储器来确定边界条件。

无线电电路可以被配置为对具有活跃时隙和保护时隙的射频信号进行操作。在这些实施例中，控制器还可以被配置为在保护时隙期间向所述至少一个可变阻抗元件提供控制信号。

控制器可以被配置为接收在活跃时隙期间获得的接收信号质量指示符。活跃时隙可以是发射机活跃时隙、接收机活跃时隙或在不同频率下发射或接收同时发生的活跃时隙。在同时发生接收(RX)和发射(TX)的收发机中，所述至少一个可变阻抗元件的通带可以充分地比系统所支持的最高TX/RX双工频率分离(duplex frequency separation)宽。带宽可以以期望频带的中心RX或TX频率为中心，或者以RX和TX频率的平均值为中心。

保护时隙可以是收发机的RX和TX功能的非活跃时间段。在保护时隙期间向VIE提供信号可以是有利的，以避免在活跃时隙期间改变天线的性能。活跃时隙期间天线性能的改变可能导致产生错误的接收信号质量指示符，和/或改变信号的保真度(fidelity)。保护时隙可以是紧邻在接收机信号时隙前面的时隙。

在一些实施例中，接收信号质量指示符是接收信号强度指示符(RSSI)，接收信号质量指示符产生器是接收信号强度指示符产生器。

信号强度指示符产生器是已知的无线电系统中可用的度量。因此，本发明的实施例的优点可以在于容易与已有系统集成。接收信号质量指示符可以是任何已知的接收信号质量指示符或可以从无线电电路得到的度量。

在一些实施例中，所述至少一个可变阻抗元件是可变阻抗网络的成员，所述可变阻抗网络被配置为抑制固定频率信号的频率响应。所述至少一个可变阻抗元件可以是单一组件或者包括匹配网络的多个串联和/或并联的匹配支路。本文提到的VIE值的改变可以指改变VIE的子组件的值。

可变阻抗元件(VIE)也可以被描述为可变阻抗网络(VIN)。可变阻抗网络也可以称作匹配网络。可变阻抗网络内的组件可以是电阻器、电容器、电感器、传输线等等。可变阻抗网络可以包括具有可变阻抗的一个或多个组件。附加地或备选地，可变阻抗网络可以包括具有静态阻抗的一个或多个组件。可变阻抗网络可以选择性地在各种固定阻抗组件之间切换，以改变网络的阻抗。

可以通过将可变阻抗网络配置为在固定频率下具有大于1∶1的电压驻波比(VSWR)来实现对固定频率信号的抑制。这种VSWR可以是7∶1、8∶1、9∶1或10∶1。被抑制的频率响应可以形成抑制频带。抑制频带可以被配置为与第二天线的工作频带一致。

可以将第二天线安装在与控制器通信的无线电电路的天线附近。在这种配置下，无线电电路的天线可以不对第二天线造成显著干扰。可以将可变阻抗网络置于天线与所有任何接收机信道电路和/或发射机信道电路之间。这可以是有利的，因为这可以使得与本发明实施例的控制器相关联的无线电电路能够在其他天线附近工作而不显著降低性能。

对于无线电电路来说，单一可变阻抗网络(也称作自适应匹配网络)就可以足够了。通过将VIE放置在靠近天线端口的公共位置，单一可变阻抗网络可以被无线电电路中的所有发射链和接收链共享。这可以减少实现无线电电路所需的组件的数目，从而可以占用更少的物理面积/体积。

连接在无线电电路前端的(即，直接连接至天线或靠近天线的)可用或自适应匹配网络的附加优点在于：可以调谐该网络以针对整个无线电电路拒绝带外频率。阻抗网络可以具有足够宽的频带响应，以覆盖无线电电路使用的所有可能频带。该方法与“认知无线电”构思是一致的，在“认知无线电”构思中，无线平台能够通过监视其环境条件来改变无线电参数。无线电参数包括工作频带以及滤波器参数的设置。环境条件包括可用射频频谱和可用无线接入网。

可以提供一种无线电电路，包括本文公开的任何控制器、天线和至少一个可变阻抗元件。无线电电路可以包含专用于接收传输和/或发射传输的电路。在这样的实施例中，控制器可以包括接收信号质量指示符产生器和/或可变阻抗元件。

本发明的硬件实现可以独立于支持其组件的技术。可以使用已有的可变天线匹配技术，如，RF MEMS、SOS_CMOS、BST。

附图说明

现在将参考附图通过示例来进一步描述本发明，在附图中：

图1示出了包括本发明实施例的控制器的无线电电路；

图2示出了在特定工作频率下图1的天线和可变阻抗网络的等效电路图；

图3示出了串联电路模型，所述串联电路模型表示与可变阻抗元件耦合的天线以及无线电电路的端接负载阻抗；

图4示出了并联电路，所述并联电路表示与可变阻抗元件耦合的天线；

图5示出了根据本发明实施例的过程；

图6示出了适于用在无线电电路(如，图1所示的无线电电路)中的信号时隙波形；

图7示出了根据本发明实施例的收发机无线电电路；

图8示出了适合于用在无线电电路(如，图7所述的无线电电路)中的信号时隙波形；

图9示出了根据本发明另一实施例的过程；

图10示出了根据本发明又一实施例的过程；

图11示出了针对两个不同阻抗匹配优化算法的多个步骤，相对于可变阻抗元件的电容天线的失配损耗的曲线图；

图12示出了根据本发明实施例的过程；

图13示出了可变阻抗网络的多种可能电路配置；

图14示出了在由简单的LC网络形成的GPS工作频率下信号中的抑制凹陷(suppression notch)，简单LC网络可以是自适应匹配网络的成员；

图15示出了在由改进的LC网络形成的GPS工作频率下信号中的抑制凹陷，所述改进的LC网络在工作信道频率下提供了插入损耗改善；

图16示出了在由进一步改进的LC网络形成的GPS工作频率下信号中的抑制凹陷，所述进一步改进的LC网络在工作信道频率下提供了改进的GPS频带抑制以及降低的插入损耗；以及

图17示出了在无线电电路的天线和负载之间使用多个LC阶梯(ladder)。

具体实施方式

本发明的一个或多个实施例涉及一种用于无线电电路的控制器，所述无线电电路包括可变阻抗元件(VIE)以贡献于无线电电路的输入阻抗。VIE耦合在无线电电路的天线和接收机级之间。无线电电路内的接收信号质量指示符(RSQI)产生器向控制器提供RSQI，所述RSQI对应于由无线电电路接收的信号的强度或质量。RSQI的示例是技术中已知的接收信号强度指示符(RSSI)。控制器被配置为接收来自RSQI产生器的RSQI，并向所述至少一个可变阻抗元件提供控制信号。控制信号包括用于根据RSQI的值来设置可变阻抗元件的阻抗的命令。阻抗的这种设置可以是：使得表观天线阻抗与无线电电路的接收机的输入级的阻抗的复共轭更接近或大致相等，以改善期望频率下的信号接收。这样，存在在RSQI值和VIE电抗之间的反馈，因此可以改善无线电电路的性能。

一些实施例中采用的原理是以较小的步长(例如，ΔC，ΔL)来改变至少一个可变阻抗元件(也称作匹配组件)的值，以修改RSSI信号电平。通过这么做，接收链的失配以小步长改变，从而RSOI值以小步长(ΔRSQI)改变，并且所述至少一个可变阻抗元件的值可以被设置为使得实现满意的性能。

控制器还可以被配置为：在计算可变阻抗元件的阻抗时考虑其他电路参数，如，无线电电路的发射机的阻抗需求，以提供改善的总体操作。

控制器可以一种灵活且易于实现的解决方案来改善例如在RF信号的接收期间无线电电路的性能，而不使发射RF信号时的性能显著变差，反之亦然。

尽管诸如个人计算机和蜂窝电话等设备越来越需要它们的无线终端具有改进的性能(如，附加系统支持、额外频带覆盖、等等)，仍然期望设备的形状因子的大小不显著增大。然而为了确保持续的无线电服务质量，不应当由于对设备物理尺寸的约束而折中性能参数(如，接收灵敏度、发射EVM、发射线性度和效率等等)。事实上，蜂窝/无线权威机构(如，ETSI)独立于所使用的内部架构以及系统所支持的额外特征(多频带等等)来应用相同的技术规范。尽管一般在系统测试期间，经由与无线电电路接口连接的RF连接器，参考50Ω源和负载端接(source andload termination)来测试这样的规范。实际上，与辐射功率有关的性能需求(如，发射线性度、无线电电路的“总辐射功率”(TRP)性能)随着天线的阻抗而演化，所述天线的阻抗可以被天线的环境所改变。已发现，实际无线电电路的性能特性与测试条件下测量的无线电电路的性能特性有偏差(diverge)，由于这种偏差可能影响用户对无线电电路提供的一般服务质量的感知，所以实际无线电电路的性能特性在使用中可能不是可接受的。

减小组件的形状因子(这是美学或空间节省需要所期望的)趋向于加剧与较差信号质量相关联的问题。为此，由于天线与其他组件相比具有相对大的维度，所以集中考虑天线，这可以促使系统设计者约束这些维度。

此外，可以为系统提供的分立天线的数目也可以受到空间约束的限制。因此，可以不可能或不需要使用多个不同的天线在不同的频带下处理信号以在所有期望频率范围上实现更好的天线匹配。然而，在一些示例中，覆盖感兴趣的所有无线频带的单一的尺寸减小的宽带天线可以导致在天线和无线电电路之间产生高阻抗失配。这些失配使无线电电路的性能变差并且可能被诸如体失谐等环境效应进一步加剧，在所述环境效应中，天线附近的导电对象改变天线的阻抗响应。

与主题相关的其他天线包括多输入多输出(MIMO)和接收分集(diversity)技术。这些技术的主要目的之一是在诸如服务质量(QoS)或网络带宽优化等度量方面提高无线电电路与无线电网络中另一节点之间的通信质量。然而这些技术倾向于提高天线单元的成本。一旦产生这样的成本来改善通信质量，那么由于较差的天线阻抗匹配而损失这些利益可能不被认为是可接受的。

天线失配能够导致丧失在无线电电路与另一无线终端之间已建立的通信。这种现象有时称作“呼叫断线(call-drop)”。与接收机的灵敏度级别接近的弱信号可能由于天线阻抗失配而进一步衰减。在呼叫断线之后，无线电电路需要使用相应蜂窝/无线系统的同步协议来重新建立蜂窝/无线网络同步。这种重建需要多个连续的发射和接收模式操作，从而导致能量的大量浪费。

图1示出了在无线电电路100内示意性表示的本发明实施例的控制器105。天线101向可变阻抗元件(VIE)102提供信号，VIE 102继而向无线电电路100的接收机链103提供信号。接收机链103包括接收信号质量指示符(RSQI)产生器104。控制器105的输入与RSQI产生器104的输出相耦合，以接收RSQI信号109。控制器105根据RSQI信号109向VIE 102提供控制信号110。由控制器105提供的控制信号110被配置为使得可以命令VIE 102采用以下阻抗：该阻抗在与天线101的阻抗相结合时改善了无线电电路的阻抗匹配，从而实现了改善的信号接收。

参考点106涉及天线101与VIE 102之间的耦合。在参考点106处根据从天线反射的信号来确定反射系数Γ_ant。参考点107涉及VIE 102与无线电电路100的接收机链103之间的耦合。在参考点107处根据从天线的方向反射的信号来确定反射系数Γ_{ant_b}。图1示出了两个参考点106、107。贯穿本文献，电路图内的等同位置以参考数字X06和X07来标记。

VIE 102的阻抗与天线的阻抗的结合称作表观天线阻抗，其是无线电电路在参考点107处经历的阻抗。在参考点107处看到的反射系数(Γ_{ant_b})是VIE 102中的匹配元素值和天线102失配(Γ_ant)的函数。控制器105可以被配置为：将VIE 102的阻抗设置为使得表观天线阻抗是期望频率下接收机103的所需输入阻抗的复共轭。即，VIE 102将天线101的复阻抗设置为期望频率下接收机103的所需输入阻抗的复共轭。

因此，可以通过按照这种方式设置VIE 102的串联和/或并联电抗，来改善无线电电路100的性能。

已知当天线附近的电磁环境改变时发生体效应失谐。这种情况的示例是将移动电话天线放在人身体附近时。对于合适设计的天线，由于体效应失谐而引起的天线阻抗变化一般限于针对适当设计天线天线阻抗的电抗部分。如在A.van Bezooijen等人的“RF-MEMS based adaptiveantenna matching module”，IEEE Radio Frequency Integrated CircuitsSymposium，2007中描述的，对于适当设计的天线，与电抗部分的变化相比，天线阻抗的实部的变化相对较小。然而由于体效应失谐而引起的阻抗实部的减小的变化并不意味着该电阻性部分在所有工作频率下都相同。例如在给定的工作频率下，接收机的额定输入阻抗可以是50欧姆，而天线的阻抗可以是30欧姆。

相对于体效应失谐而言天线电阻的静态特性简化了对给定频率下所需VIE电阻的计算。可以在查找表中存储电阻值对频率的表，作为在生产设备时基于实验室测量而确定的参数，或者作为基于仿真的设计参数。

为了将天线阻抗与接收机的阻抗(一般是50Ω)相匹配，控制器必须将VIE设置为使得表观天线阻抗是接收机输入阻抗的复共轭。

在一些示例中，接收信号质量指示符(RSSI)是合适的RSQI，其中RSSI是在许多接收机系统中可用的标准化度量。由于不同系统需求，如，响应于在天线端口处测量的接收信号强度来适配接收机增益(G_RX)的需求，几乎由所有类型的无线平台来有规律地测量RSSI。RSSI信号与复基带域(complex baseband domain)中的同相信号和正交相信号成比例：

$\mathrm{RSSI}\∝\sqrt{I_{\mathrm{RX}}^2+Q_{\mathrm{RX}}^2}$

在一些系统中，可以由基带处理器来执行RSSI的计算。在其他系统中使用在RF(射频)或IF(中频)下工作的功率检测器也可以获得相同的信息。上述等式中所示的RSSI的定义更常用于二次解调(quadraticdemodulation)。然而，RSSI值可以是由接收机监视/接收的天线信号(aerial signal)的平均功率的指示，无论正在使用的解调架构是二次的还是非二次的。

测量RSSI级别的一般方式是：监视基带(BB)信号或中频(IF)信号作为复波形(I+jQ)，然后通过在时间间隔上对所述复波形求平均来计算该复波形的平均功率。这种求平均可以根据所使用的时隙结构因系统的不同而不同。RSSI还可以是以下项目的函数：在参考点106处以dBm为单位的接收机信号强度(S_ant)，在匹配的负载条件下以dB为单位的接收机增益(G_RX)，以及天线的以dB为单位的失配(Loss_MM)。

RSSI＝S_ant-G_RX-Loss_MM

为了适当地设计接收机，引起失配损耗(如果存在的话)的基本原因可以是天线失配(Loss_MM)。如图1所示，Loss_MM与参考点107处朝向天线的反射系数Γ_{ant_b}有关，使得：

可以容易地由串联等效模型或并联等效模型(R_ant±X_ant)来表示固定频率下(可以是接收机工作频率)的天线阻抗。类似地，串联电抗(±jX_M)或并联电纳(±jB_M)可以表示在接收信道频率附近的特定频带内可变阻抗网络的频率特性。

图2更详细地示出了图1的天线和VIE的示例。图2的顶部图200a示出了天线201a和与电阻器224a耦合的VIE 202a，电阻器224a表示无线电电路接收机负载。在顶部图200a中，天线201a经由参考点206a耦合至VIE202a。VIE 202a还具有耦合至参考点207a的端子，在参考点207a处可以测量表观天线阻抗。

将VIE 202a表示为多个可变阻抗元件211、212、213，也称作可变阻抗网络。例如，这些可变阻抗元件211、212、213中的一个或多个可以是可变电容器或可变电感器。

图2的底部图示出了在给定频率下顶部电路200a的等效电路200b图。换言之，底部电路200b中与电阻224b串联的电抗202b是顶部电路200a中与端接电阻224a串联的网络202a的等效串联模型。等效电阻224b的值可以与端接电阻224a的值相同或不同。

在天线中感生的RF信号由等效电路200b的天线201b中的RF源222来表示。固定频率下的天线阻抗可以由以电阻器和电抗(电容器或电感器)组成的串联或并联等效模型来表示。在该示例中，天线阻抗被示为串联的电阻器221和阻抗元件220。因此，将天线201b建模为串联在接地与参考点206b之间的RF源222、电阻器221和电抗元件220。电抗元件220可以是电容性的或电感性的。

VIE 202b耦合在参考点206b和参考点207b之间。在等效电路200b中，将VIE 202a的可变阻抗元件211、212、213和电阻性元件224a表示为与电阻性元件224b串联的单一可变阻抗电抗性元件202b。由202b和224b构成的串联网络表示与网络202a级联的在给定频率下工作的无线电电路的接收机的输入阻抗的等效模型。

图3示出了与图2的等效电路200b相似的示意图，其中天线301由耦合在接地和参考点306之间的串联电路来表示，所述串联电路包含RF源322、源电阻321和源电抗，所述源电抗由电感器320来表示。

电路的等效串联阻抗模型的电抗部分由单一电抗302来表示，所述电路由与无线电电路的源或负载阻抗端接的VIE组成。电抗302耦合在参考点306和参考点307之间。类似地，该模型的电阻性元件324耦合在参考点307和接地325之间。在该示例中该模型的电抗部分被表示为电容性电抗323，但是在需要时也可以提供电感性电抗。

稍后将参考以下特定示例来描述图3，该示例例证了可以如何使用本发明实施例来控制VIE以将天线阻抗与无线电电路的输入/输出阻抗相匹配。

图4示出了天线401的备选表示，天线401在参考点406处耦合至VIE402。VIE 402的第二端子耦合至参考点407，参考点407端接于无线电电路端接阻抗(图中未示出)。

在图4中，将天线401的电抗建模为工作在给定无线电频率下的并联电路。在该示例中，天线401由连接在参考点406与接地之间的RF源422、电阻器426和电感器427来表示。

VIE 402(也称作可变阻抗网络)自身被建模为多个可变阻抗元件411，412，413，以将建模的天线401的阻抗与参考点407处看到的无线电电路输入/输出阻抗共轭匹配(conjugately match)。图4所示的VIE 402包括直接耦合在参考点406和407之间的可变电感器412以及分别与电感器的端子和接地相连的两个可变电容器。将理解，在其他实施例中VIE可以具有不同的结构。

在本发明的不同实施例中，如以下将描述的，控制器被配置为采取多个步骤来响应于RSQI对与无线电电路级联的VIE的电抗进行修改。

图5示出了根据本发明一个实施例的过程。在步骤501，从RSQI产生器接收第一RSQI(RSQI₁)，在步骤502，向至少一个VIE提供第一控制信号。第一控制信号包括以第一电抗值(X₁)来修改所述至少一个VIE的电抗的命令。在步骤503，从RSQI产生器接收第二RSQI(RSQI₂)，在步骤504，向所述至少一个VIE提供第二控制信号。第二控制信号包括以第二电抗值(X₂)来修改所述至少一个VIE的电抗的命令。电抗量X₁和X₂可以相同，并且等于VIE 102的电抗变化ΔX_M。在步骤505，从RSQI产生器接收第三RSQI(RSQI₃)。在步骤506，一些实施例的过程通过对以下方程进行求解来确定天线的电抗(X_ant)：

X_ant＝f(RSQI₁，RSQI₂，RSQI₃，X₁，X₂)

在步骤507，图5的过程向所述至少一个VIE提供第三信号。第三信号包括用于根据所确定的天线的阻抗以及天线电阻的预设值来修改可变阻抗元件的阻抗，天线电阻的预设值对体失谐几乎不敏感。可以使用公知的匹配网络计算过程来计算VIE的合适组件值，使得天线阻抗与无线电电路输入阻抗匹配。

在一些示例中，与图5所示过程的执行时间相比，将引起体失谐效应的环境变化看作是缓慢变化的现象。这样，在图5的过程的执行期间可以将这些效应的影响看作是可忽略的，从而将其忽略。

在完成步骤507之后，可以立即地或者在经过了一段时间之后终止该过程或者从步骤501开始重复该过程。可以重复该过程以补偿天线的潜在阻抗变化。

图5的过程涉及可以如何根据所确定的天线的阻抗(X_ant)将VIE的组件值设置为匹配网络。在一些示例中，图5所示过程的精度可以与所使用的天线的电阻(R_ant)的值有关。然而在天线的工作频带内R_ant的变化与X_ant的变化相比相对较小，因此可以认为仅执行X_ant值的计算而不进行R_ant值的计算是可接受的。

在一些实施例中，X_ant的函数(如上所述)可以采用差分方程或差分方程组的形式。这些差分方程的数值解提供了在无线电电路的接收机链的工作频率下天线阻抗的串联(或并联)等效模型的电抗值。

可以导出系统的多个差分方程。相对于VIE的电抗X_M的变化而言的RSSI的变化速率与相对于VIE的电抗X_M的变化而言的失配损耗(Loss_MM)的变化速率成比例：

${\mathrm{RSSI}}^{\′}=\frac{\mathrm{RSSI}}{\∂X_M}=-\frac{\∂{\mathrm{Loss}}_{\mathrm{MM}}}{\∂X_M}$

可以关于在收发机侧看到的反射系数(Γ_{ant_b})来说明相对于VIE的电抗X_M的变化而言的失配损耗(Loss_MM)的变化速率：

$\frac{\∂{\mathrm{Loss}}_{\mathrm{MM}}}{\∂X_M}=\frac{\∂{\mathrm{Loss}}_{\mathrm{MM}}}{\∂{\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ant}\_b}\right|}^2}\·\frac{\∂{\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ant}\_b}\right|}^2}{\∂X_M}$

其中， ${\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ant}\_b}\right|}^2=\frac{{(R_{\mathrm{ant}}-R_{\mathrm{in}\_\mathrm{rx}})}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2}{{(R_{\mathrm{ant}}+R_{\mathrm{in}\_\mathrm{rx}})}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2}=\frac{{(R_{\mathrm{ant}}-50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2}{{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2}$

R_ant是设计参数，其通常具有相对于诸如体失谐之类的环境变化而言可忽略的变化。在该示例中因子50表示由无线电电路(接收机)输入阻抗作为负载/端接的VIE的等效串联阻抗模型的实部。可以将R_ant看作是设计参数。可以将R_ant作为工作频率的函数存储在查找表中，因为R_ant并不随环境改变而显著变化。

相对于与无线电电路输入阻抗端接的VIE的串联等效模型的等效电抗X_M而言，失配损耗的变化速率等式(上述)中的其他项可以表示为：

以及 $\frac{\∂{\left|{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ant}\_b}\right|}^2}{\∂X_M}=-\frac{8\·R_{\mathrm{ant}}\·50\·(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}{{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2]}^2}$

可以将RSSI’表示为除了X_ant以外的其他项均已知的等式：

${\mathrm{RSSI}}^{\′}=\frac{\∂\mathrm{RSSI}}{\∂X_M}=-\frac{\∂{\mathrm{Loss}}_{\mathrm{MM}}}{\∂X_M}={\lim }_{\mathrm{\Δ}{X}_{M\→0}}[-\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{Loss}}_{\mathrm{MM}}}{\mathrm{\Δ}{X}_M}]=-\frac{20}{\ln \left(10\right)}\·\frac{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2]}$

利用由控制器测量的值，相对于电抗的RSSI的第一差分可以表示为：

$\frac{\∂\mathrm{RSSI}}{\∂X_M}=\frac{{\mathrm{RSSI}}_2-{\mathrm{RSSI}}_1}{X_1}$

其中，X₁＝ΔX_M1，结合上述两个等式，得到：

$\frac{{\mathrm{RSSI}}_2-{\mathrm{RSSI}}_1}{\mathrm{\Δ}{X}_M}=-\frac{20}{\ln 10}\·\frac{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2]}$

使得除了X_ant以外所有参数都已知。可以将该等式看作是二阶多项式，该二阶多项式对于X_ant的值产生两个可能解。为了获得明确的X_ant值，需要第二等式，从而允许扣除(discount)二阶多项式的两个可能解之一。

可以使用RSSI的二阶导数和RSSI的测量值一起来如下确定上述二阶多项式中的哪个可能解是正确的：

${\mathrm{RSSI}}^{\′\′}=\frac{{\∂}^2\mathrm{RSSI}}{\∂{X^2}_M}={\lim }_{\mathrm{\Δ}{X}_{M\→0}}\left[\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{RSSI}}^{\′}}{\mathrm{\Δ}{X}_M}\right]=\frac{20}{\ln 10}\·\frac{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2-{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2]}{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2{]}^2}$

以及

$\frac{{\∂}^2\mathrm{RSSI}}{\∂X_M^2}=\left[\frac{({\mathrm{RSSI}}_3-{\mathrm{RSSI}}_2)/X_2-({\mathrm{RSSI}}_2-{\mathrm{RSSI}}_1)/X_1}{(X_2+X_1)/2}\right]$

其中，X₁＝ΔX_M1，X₂＝ΔX_M2

该方法允许在仅RSSI值的三次测量(RSSI₁，RSSI₂，RSSI₃)和VIE阻抗的两次变化(X₁，X₂)之后计算X_ant。当所有这些变量的值都可用于该计算时，可以由根据本发明的控制器来执行该计算。

由于差分方程根据定义仅需要一组相对测量结果，所以其精度对于测量中的系统误差来说几乎是不敏感的。因此，可能并不存在与这种方案的使用相关的特定校准需求。

在该方法涉及的方程中，将等效串联模型的电阻部分看作是对于给定的工作频率保持大致恒定的值(在该示例中，保持在50Ω)，所述等效串联模型表示以无线电电路来端接/作为负载的VIE。然而也可以通过改变VIE电抗来改变该串联模型的等效电阻。在这种情况下，以上涉及的差分方程可以扩展为包括相对于等效模型的电阻部分的变化及其等效电抗的变化而言RSSI和RSSI’值的变化速率。

由于天线阻抗的电阻部分R_ant与电抗部分(X_ant)相比对体失谐效应相对不敏感，所以可以将期望频率范围内天线的电阻值存储在查找表(LUT)中。可以使用设计仿真或校准/天线测量结果来产生LUT，并且可以在制造期间将LUT存储在存储器中。备选地，可以针对所有工作频率采用天线的单一电阻值，而不显著损害(detract)电路的性能。

返回图3，在2110MHz的接收机工作频率下，将天线建模为具有40Ω电阻和4nH电感的串联电路。

在2110MHz下，在参考点306处测量的所建模的天线301的阻抗是Z_ant0＝(40+53j)Ω。这里，下标“0”表示过程中的第0步骤。可变阻抗元件的初始设置为C_M0＝6pF，其在2110MHz下提供电抗X_M0＝-12.5715jΩ。在参考点306处测量的所建模的天线301的阻抗是Z_{ant_b0}＝(40+53.03j)Ω。

由于在该模型中Z_{ant_b}＝Z_ant+jX_M，所以VIE 302能承受的部分阻抗变化将在参考点306处测量的天线301的阻抗(Z_ant0)改变为参考点307处的表观天线电抗的阻抗Z_{ant_b0}＝(40+41.4585)Ω。由于VIE 302在参考点307处产生测量反射系数|Γ_{ant_b0}|＝0.4224和失配损耗Loss_MM0＝0.8533dB，所以这种变换使用具有值6pF的可变电抗/电容器323将天线的阻抗变换为表观天线阻抗。

将VIE 302的阻抗X_M修改例如5％得到C_M1＝6.32pF，从而产生等效VIE 302电抗X_M1＝-11.943jΩ。下标“1”表示在执行了改变VIE 302电抗的一次迭代之后的值。现在，利用更新后的等效电抗值C_M1＝6.32pF，在参考点307处检测到表观天线电抗Z_{ant_b1}＝(40+j41.0870)Ω。这产生|Γ_{ant_b1}|＝0.4274和Loss_MM1＝0.8761dB。

通过将VIE的等效电抗修改了较小的增量来主动改变天线失配，以确定由这种改变而引起的RSSI变化的天线匹配梯度。在该示例中，通过随着失配损耗的值增大将C_M的值增大5％，会使天线的性能变差。

在一次迭代之后，可以计算ΔX_M1＝X_M1-X_M0作为VIE的电抗的变化。可以通过在查找表中查找等效电容值C_M0和C_M1的变化，或者通过使用以下公式来确定值X_M0和X_M1：

$X_M=-\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_M}$

如技术中已知的，ω是角频率。如果VIE模型的等效电抗在工作频率下具有正符号，则还可以在该频率下由单一电感来对该VIE模型的等效电抗建模：

X_M＝ωL_M

对于该示例，ΔC_M1＝0.32pF并且ΔX_M1＝-0.6286Ω。ΔRSSI₁可以近似为-ΔLoss_MM1，其是：

ΔLoss_MM＝Loss_MM1-Loss_MM0

因此，在该数字示例中，对于ΔX_M1＝-0.6286Ω，ΔLoss_MM＝0.0228dB。

如上所述，

${{\mathrm{RSSI}}^{\′}}_1={\lim }_{\mathrm{\Δ}{X}_{M\→0}}[-\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{Loss}}_{\mathrm{MM}}}{\mathrm{\Δ}{X}_M}]=-\frac{20}{\ln 10}\·\frac{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2]}$

将获得的ΔLoss_MM1和ΔX_M1的值代入该方程的左侧，得到：

${\mathrm{RSSI}}_1^{\′}={\lim }_{\mathrm{\Δ}{X}_{M\→0}}[-\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{Loss}}_{\mathrm{MM}1}}{\mathrm{\Δ}{X}_{M1}}]=0.02280\mathrm{dB}/-0.6286\mathrm{\Ω}=-0.036276\mathrm{dB}{\mathrm{\Ω}}^{-1}$

将X_M0和R_ant的值代入该方程的右侧，得到：

$-0.036276\mathrm{dB}{\mathrm{\Ω}}^{-1}=-\frac{20}{\ln 10}\·\frac{(X_{\mathrm{ant}}-12.5715)}{[{(40+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}-12.5715)}^2]}$

可以重新布置该方程以形成仅关于X_ant的二阶多项式。对于该示例，两个可能解是X_ant＝(53.3438，211.2358)Ω。

然后控制器可以尝试这些解，以通过监视实际系统中的RSSI值来确定哪个解会导致失配损耗更大的改善。对于该特定示例，由于53.3438Ω更接近精确解，所以与错误解211.2358Ω相比，针对该阻抗计算出的匹配网络值产生更优的RSSI值。

备选地，控制器可以被配置为执行另一迭代并再次修改VIE的值和测量RSQI(或RSSI)值。在该数字示例中，VIE 302等效电抗又改变了大约5％，使得对应的电容值C_M2＝6.67pF。对于该示例，ΔX_M1＝ΔX_M2＝ΔX_M并且ΔX_M2＝X_M2-X_M1。

在该示例中，VIE 302的等效电抗现在是X_M2＝-j11,3144Ω。在参考点307处测量的阻抗现在是Z_{ant_b2}＝(40+j41.7157)Ω。这导致|Γ_{ant_b2}|＝0.43244，Loss_MM2＝0.8990dB。

针对可变电容的值从C_M1到C_M2的变化对一阶差分方程求解得到RSSI’₂＝-0.03664dBΩ^-1。

如上所述：

${\mathrm{RSSI}}^{\′\′}={\lim }_{\mathrm{\Δ}{X}_{M\→0}}\left[\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{RSSI}}^{\′}}{\mathrm{\Δ}{X}_M}\right]=\frac{20}{\ln 10}\·\frac{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2-{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2]}{[{(R_{\mathrm{ant}}+50)}^2+{(X_{\mathrm{ant}}+X_M)}^2{]}^2}$

使用RSSI’₁、RSSI’₂和ΔX_M对方程左侧求解，得到：

${\mathrm{RSSI}}^{\′\′}={\lim }_{\mathrm{\Δ}{X}_{M\→0}}[-\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{RSSI}}^{\′}}{\mathrm{\Δ}{X}_M}]=\left[\frac{{{\mathrm{RSSI}}^{\′}}_2-{{\mathrm{RSSI}}^{\′}}_1}{\mathrm{\Δ}{X}_{M_2}}\right]=\left[\frac{(-0.03664)-(-0.03627)}{-0.6286}\right]=0.0005813d{B}^2{\mathrm{\Ω}}^{-2}$

将R_an、X_M0和先前找到的可能X_ant值中的第一个(53.3438)代入方程右侧，得到：

$\frac{20}{\ln 10}\·\frac{[{(40+50)}^2-{(53.3438-12.5715)}^2]}{[{(40+50)}^2+{(53.3438-12.5715)}^2{]}^2}|=-0.0005867d{B}^2{\mathrm{\Ω}}^{-2}$

将R_ant、X_M0和先前找到的可能X_ant值中的第二个(211.2358)代入方程右侧，得到：

$\frac{20}{\ln 10}\·\frac{[{(40+50)}^2-{(211.2358-12.5715)}^2]}{[{(40+50)}^2+{(211.2358-12.5715)}^2{]}^2}|=-0.0001204d{B}^2{\mathrm{\Ω}}^{-2}$

可以看出，将第一值X_ant＝j53.3438Ω代入RSSI”方程的右侧产生了与通过对RSSI”方程的左侧求解而获得的值相似的值。因此，可以接受X_ant＝j53.3438Ω作为天线电抗值的良好估计。在该示例中，天线电抗的“正确”值是53.03jΩ。计算出的值与正确值之间的差异是由计算精度和极限函数的限制而引起的。根据定义，ΔX_M对于精确解来说应当是无穷小。

可以拒绝第二值X_ant＝j211.2358Ω作为可能天线电抗值。在一些示例中，天线电抗(X_ant)的两个可能值中，将提供了与使用RSSI’₁、RSSI’₂和ΔX_M2而确定的RSSI”值最接近的RSSI”值的那个可能值，作为X_ant的正确值。在一些示例中，对于要被看作是正确的并且在后续处理中使用的X_ant值，根据天线电抗值的可能值而确定的RSSI”值必须与使用RSSI’₁、RSSI’₂和ΔX_M2而确定的RSSI”值足够接近。例如，这两个值可能必须在最大绝对值或相对阈值之内。

将理解，可以采用备选步骤来比较第一和第二差分方程的结果。

图6示出了时隙波形，本发明的一些实施例可以利用该时隙波形来工作。该时隙波形具有由接收机非活跃的时隙所分开的多个活跃时隙，所述多个活跃时隙可以是活跃接收机时隙601、603、605、607、609。非活跃时隙也称作保护时隙602、604、606、610。控制器可以根据以下描述的该时隙波形来实现图5所示的过程。

有利的是，在活跃接收机时隙601、603、605、607、609期间不改变VIE的电抗，因为活跃时隙期间的突然变化可能干扰接收器从而干影响接收信号质量。然而有必要的是，在活跃接收机时隙601、603、605、607、609期间测量RSQI值。

图5的过程可以包括：

在接收机活跃时隙601期间接收第一RSQI(RSQI₁)(在步骤501)；

在保护时隙602期间向VIE提供第一信号(在步骤502)；

在接收机活跃时隙603期间接收第二RSQI(RSQI₂)(在步骤503)；

在保护时隙604期间向VIE提供第二信号(在步骤504)；

在接收机活跃时隙605期间接收第三RSQI(RSQI₃)(在步骤505)；

在保护时隙606期间结束之前确定天线的电抗(在步骤506)；以及

在保护时隙606期间提供用于根据天线电抗来设置VIE组件的电抗值的信号(在步骤507)。

在不同实施例中，步骤507还包括：根据查找表(LUT)中存储的电阻值来设置VIE组件的阻抗。在这样的实施例中，可以在步骤506期间进行查找过程。可以将电阻值作为频率的函数存储在查找表中。

在后续的接收机(RX)活跃时隙607期间，接收机将以与RX输入级阻抗相匹配的天线阻抗来工作，其中由VIE 102使用在步骤501-507期间计算和设置的阻抗将天线阻抗与RX输入级阻抗相匹配。

然后，可以在给定的时间段608之后重复该过程。在该时间段608之后，该过程重新开始并在后面的接收机活跃时隙609期间执行步骤501。然后在接下来的保护时隙601期间执行步骤502，以此类推。备选地，可以进行RSSI的周期性评估，并且当评估结果表明RSSI劣化时重复该过程。

可以在具有多接收机(RX)链的电路中，或者在具有至少一个接收机和至少一个发射机(TX)链的电路中，实现根据一些实施例的控制器。图7示出了包括本发明实施例的控制器705的收发机(RX/TX)电路。

无线电电路700的天线701、接收机链703和RSSI产生器704与之前图中描述的元件相类似，在此不再对其进行进一步论述。根据之前的图，参考点706存在于VIE 702和天线701之间的连接处。VIE 702在参考点707处耦合至无线电电路700的接收机链703的输入级和发射机链的功率放大器(PA)719输出级。

在该实施例中，在接收机链703和参考点707之间存在多个附加的组件。将方向性耦合器715耦合在参考点707和复用器716之间，复用器706继而耦合至接收机链703和发射机链的功率放大器719(或其他合适的组件)。可以使用复用器716将接收机链703或发射机链耦合至天线701，以允许在相应的RX和TX活跃时隙期间从天线701接收信号或者向天线701发射信号，用于时分双工(TDD)操作。相同的复用器还可以被配置为使用频率分离模块717来耦合设计用于频分双工(FDD)操作的无线电系统的RX链和TX链，其中频率分离模块717可以是使用带通滤波器的频率双工器的一部分的形式。备选地，频率分离模块717可以是双工器形式的，所述双工器具有利用高通滤波器和低通滤波器来区分高通信号(TX或RX)与低通信号(RX或TX)的功能。在一些实施例中，复用器716可以由控制器705来控制。

在TX活跃时隙期间，将功率放大器719的输出施加到参考点707处天线701和VIE 702的组合阻抗。

可变阻抗元件702用在发射模式和接收模式两者下，并且包括多个可变阻抗元件711、712、713。这些元件711、712、713是以与图2中VIE202a所示的可变阻抗元件相似的方式配置的。对于双工系统，VIE 702的通带应当充分地比无线电电路700所支持的系统的最高RX/TX双工频率区间(frequency separation)宽。

从方向性耦合器715向失配检测器718馈送正向信号(forward signal)720和反射信号721。正向信号720表示在活跃时隙期间从TX链传递至天线的信号。反射信号721是由于天线701和发射机之间的阻抗失配而在活跃时隙期间从天线701反射回发射机的信号。方向性耦合器715和失配检测器718均是技术中已知的，在针对发射机(TX)电路的需求来匹配阻抗网络时对方向性耦合器715和失配检测器718的使用也是技术中已知的。图7所示实施例中的失配检测器718为控制器705提供信号721以及信号722、723，其中，信号721表示正向信号721和反射信号720之间的相位差，信号722、723与正向信号720和反射信号721幅度有关。备选地，控制器705可以提供与反射信号721的幅度与正向信号720的幅度之间的比值有关的单一信号。

将控制器705的输出耦合至VIE 702的输入，以向VIE 702提供控制信号710。控制器还耦合用于从接收机链内的RSQI产生器704接收RSQI709。控制器705包括模数转换器，所述模数转换器从失配检测器718接收三个信号721、722、723或其组合，并向数学处理模块提供数字信号。数学处理模块还接收来自RSQI产生器704的RSQI信号709，并且可以处理这四个信号721、722、723、709，以确定应当如何设置VIE 702的参数。如果失配检测器718中的幅度检测器提供了相对信号作为反射信号721的幅度与正向信号720的幅度之间的比值，则被处理的信号的数目也可以是三个。

在该示例中，控制器705的输出是数字信号，并且被数模转换器转换成适于设置VIE 702的模拟控制信号710。在其他实施例中，可以不需要数模转换器和模数转换器之一或两者。

可能需要发射机电路的阻抗匹配的组件值与接收机电路的阻抗匹配所需的组件值不同。可以优化发射机电路阻抗匹配，使得参考点707处发射机的输出阻抗是表观天线阻抗(也在参考点707处)的复共轭。

例如，可以通过实现WO 2008/007330中描述的装置，来实现TX电路的功率放大器719与天线701之间的满意阻抗匹配。备选地，可以将用于对天线和TX电路之间的匹配加以改善的VIE 702的值作为工作频率的函数存储在查找表中。工作频率是无线电电路已知的(例如，是基带处理器已知的)，因此控制器可以在其计算期间使用该信息。那么该实施例的控制器705就可以根据LUT值向VIE 702提供控制信号710。该控制信号710包括用于将VIE 702组件的电抗设置为LUT中的值的命令。

经由方向性耦合器715(也称作信号分配器)的天线失配检测仅对于发射机模式操作是可能的，而不可以应用于接收机模式。由于需要检测相反的信号方向和相对低的信号电平，所以用于发射模式操作的失配检测方法不直接应用于接收机操作。在一些实施例中，控制器705使用方向性耦合器715和失配检测器718来确定所需的VIE 702阻抗，以表示参考点707处的至少部分地与发射机718的输出阻抗相匹配的阻抗。这可以提高或最大化发射机的性能中的一个或多个，例如，发射期间的功率传递、线性度和功率效率。

在该示例中，复用器716根据时隙波形将接收机(RX)703或发射机(TX)的功率放大器719连接至天线701。图6的时隙波形可以用于这样的收发机，其中，使用频率双工将活跃时隙601、603、605、607、609同时用于RX和TX两者。备选地，复用器可以针对根据另一时隙波形的单一时隙在接收机(RX)和发射机(TX)中的仅一个之间切换。

如果将VIE 702置于由所有发射链和接收链共享的公共物理位置，那么当仅考虑与发射频率下测量的天线失配相关联的发射性能约束来设置VIE 702时，接收机的性能可能会变差。在这种情况下，应当通过将VIE 702放在复用器716和PA 719之间，来将每个VIE 702与该一个或多个接收机物理隔离。

备选地，可以将宽带VIE设计为使其至少覆盖系统的双工频带。即，VIE同时传递TX和RX频率。备选地，继而可以改变VIN的设置以优化RX和TX性能。

图8示出了第二示例时隙波形。该时隙波形包含多个保护时隙801、803、805、807、809、811、813、816。活跃时隙是RX活跃时隙802、806、810、814、817或TX活跃时隙804、808、812。在本发明的不同实施例中，无线电电路的控制器被配置为在保护时隙803、807、811期间设置VIE的电抗，以改善在紧接着的后续TX活跃时隙804、808、812中的表观天线阻抗与发射机电路输出之间的匹配。

在接收机活跃时隙802、806、810、814、817及其前面的保护时隙801、805、809、813、816期间，控制器可以被配置为根据RSQI的值向VIE提供控制信号或者执行确定该控制信号所需的步骤。例如，对于双工RX/TX系统，可以如下执行图5的过程：

在接收机活跃时隙802期间接收第一RSQI(RSQI₁)(在步骤501)；

在保护时隙805期间向VIE提供第一信号(在步骤502)；

在接收机活跃时隙806期间接收第二RSQI(RSQI₂)(在步骤503)；

在保护时隙809期间向VIE提供第二信号(在步骤504)；

在接收机活跃时隙810期间接收第三RSQI(RSQI₃)(在步骤505)；

在保护时隙813结束之前，在保护时隙811、813或TX活跃时隙812中确定天线的电抗(在步骤506)；以及

提供用于在保护时隙813期间根据天线阻抗来设置VIE的电抗值(在一些示例中，设置VIE的匹配支路的电抗值)的信号(在步骤507)。

在不同实施例中，步骤507还包括根据存储在查找表(LUT)中的电阻值来设置VIE组件的阻抗。在这样的实施例中，可以在步骤506期间执行查找过程。可以将电阻值作为频率的函数存储在查找表中。与查找到的值相对应的频率可以是发射机的工作频率、接收机的工作频率或者在发射机的工作频率和接收机的工作频率之间的频率。在RX活跃时隙814和后续的RX活跃时隙817期间，接收机将以使用根据本发明实施例(如，图5的过程)计算并设置的阻抗通过VIE补偿的天线电抗来工作。

备选地，可以在给定的时间段815之后或在进行了RSSI的周期性评估并且确定RSQI已经劣化到所需水平以下之后，重复图5描述的过程。在这种情况下，过程在步骤501重新开始，可以在RX活跃时隙817期间执行该步骤501。

图9示出了根据本发明实施例的过程。该过程包括控制双工无线电电路。可以在时隙波形(如，图8所示的时隙波形)内执行该过程。以下给出了这样的示例。

在步骤901，在RX活跃时隙期间接收RSQI。在步骤902，该过程确定RSQI是否超过预设的阈值。如果超过阈值，则可以认为系统工作在接收信号足够强以至于不存在接收信号灵敏度问题的环境中。即，可以满意地处理接收信号。在这种情况下，在步骤903，如之前描述的，该过程向VIE发送用于根据发射机输出阻抗来设置VIE的阻抗(X_M)的信号。将针对后续的TX活跃时隙和RX活跃时隙来设置VIE阻抗，直到过程终止，或者可以在预定时间间隔之后从步骤901开始重复进行该过程。

如果在步骤902确定没有超过阈值，则在步骤904，该过程使得根据接收到的RSQI来设置VIE的每个元件的电抗X_M。该步骤可以包括针对图8所示的时隙波形执行图5描述的过程。在这种情况下可以省略步骤501，因为已经执行了等效的步骤901。

这样，可以在认为接收信号的质量可接受的情况下根据TX需求来设置收发机的输入阻抗，或者可以在认为接收信号的质量不足的情况下根据RX需求来设置收发机的输入阻抗。

图10示出了根据本发明另一实施例的过程。图10示出了改进无线电电路的接收机性能的迭代方法，该方法可以实现在接收机电路或收发机中。在步骤1001，在活跃接收机时隙期间接收第一RSQI测量结果(RSQI₁)。然后在步骤1002向VIE提供控制信号。控制信号可以包括用电抗值来改变VIE的阻抗的命令。改变VIE的阻抗可以包括：设置由无线电电路端接的VIE的等效串联/并联电抗或VIE的至少一个匹配支路的电抗。

由于这是步骤1002的第一次迭代，所以电抗改变了ΔX₊₁。在步骤1003接收第一RSQI测量结果(RSQI₂)，并在步骤1004将RSQI₁与RSQI₂相比较。如果改进了RSQI值，则RSQI₂大于RSQI₁，然后该过程返回步骤1002，并向VIE提供用于命令VIE以电抗值来修改其电抗的另一信号。由于这是步骤1002的第二次迭代，所以电抗改变了ΔX₊₂。在该示例中，该电抗值ΔX₊₂的电抗符号与来自前一步骤1002的电抗值ΔX₊₁的电抗符号相同。由于在将VIE的电抗修改了ΔX₊₁之后匹配网络的性能有所提高，ΔX₊₂的电抗符号与ΔX₊₁的电抗符号相同。这种方法假定具有相同符号的电抗的附加变化不会继续对RSQI起到有益作用。

如果RSQI₁＝RSQI₂，该过程也可以返回步骤1002。

备选地，如果在步骤1004的第一次迭代中确定在第一和第二RSQI之间尚未改进RSQI值，则控制器执行步骤1005而不是执行步骤1002的第二次迭代。在步骤1005，控制器向VIE提供用于命令VIE以电抗值ΔX_-修改其电抗的信号，电抗值ΔX_-的电抗符号与步骤1002中提供的电抗值(在该示例中，ΔX₊)的电抗符号相反。例如，如果步骤1002增大VIE 702的电抗(ΔX₊)，则步骤1005将减小VIE的电抗(ΔX_-)。在执行了步骤1005之后，该过程返回步骤1003以进行第二次迭代。以上提到的电抗值修改可以同时应用于VIE的单个或多个元件。

对于步骤1004的两种可能结果而言，对于下一次迭代(当过程进行至步骤1002或1005时)，控制器考虑会以来自前一次迭代的RSQI₂作为该下一次迭代的第一RSQI值(RSQI₁)。

该实施例的控制器可以设置VIE的电抗使得在接收机的输入处或发射机的输出处的阻抗与天线的阻抗相匹配。可以通过询问查找表并获取在系统的工作频率下的电阻的值，来确定天线阻抗的电阻部分，所述查找表包含作为频率的函数而存储的电阻值。

在过程的各个步骤中电抗值的变化量(ΔX₊，ΔX_-)可以是恒定的或者是始终变化的。为了减小该过程的收敛时间，取代针对连续迭代之间的电抗变化ΔX_M使用恒定的步长，也可以使用已知的可变步长最大化算法之一。

例如，可变步长最大化算法1：

$X_M^{k+1}=X_M^k\±f^{\′}\left(X_M^k\right);$

或可变步长最大化算法2：

$X_M^{k+1}=X_M^k\±\frac{f^{\′}\left(x_M^k\right)}{f^{\′\′}\left(X_M^k\right)}.$

当使用算法1和2时，失配损耗(Loss_MM)可以根据VIE中可变元件的电抗来演化。可以利用VIE的电容(C_M)来建模该电抗。图11a示出了对于特定示例，使用算法1获得的相对于VIE中电容值的变化而言的失配损耗函数1129(方程右侧的项以减号隔开)。如上所述，Loss_MM是针对RSSI的控制因子。在该示例中，在给定频率下针对给定的环境条件，当VIE采用1pF的电容时使失配损耗最小化，这意味着使RSSI最大化。图11a中以虚线1130示出了失配损耗相对于VIE的电容的一阶导数。根据定义，导数函数帮助确定了电容递增的步长和符号。

图11b示出了使用算法2获得的相对于图11a所示的VIE的相同电容而言的失配函数1140a(方程右侧的项也是以减号隔开的)。可以看出，这两个算法均使得VIE电容向最优值快速收敛。图11b中以虚线1141示出了失配损耗相对于VIE的电容的一阶导数，以点线1142示出了二阶导数。

可以通过以小步长操纵VIE的值，来随着阻抗的变化监视所引起的RSQI变化。在图11a和11b二者中，针对VIE使用4.7pF的初始电容，以参考数字1139、1150示出了这些测量结果。点1138、1149示出了针对具有4.6pF电容的VIE所取的测量结果(即，例如以0.1pF来修改电容)，以确定天线电抗的一阶差分。应理解，进行两次测量提供了确定失配损耗相对于电容变化的变化速率所需的信息。

根据上述可变步长最大化算法来进一步调节VIE的电容。以参考数字1131至1137示出了图11a中的后续测量结果，以参考数字1143至1148示出了图11b中的后续测量结果。

从图11a可以看出，算法1需要8次迭代地改变电抗值，以收敛到1pFC_M的最优值。图12示出了算法2需要7次迭代来收敛到1pF的最优值。

在本发明的一些实施例中，控制器被配置为使用算法1或2来设置在每次迭代之间修改VIE的电抗所需的电抗值。该过程还可以包括处理器执行的附加步骤：以较小的电抗值来修改VIE的电抗(如，0.1pF，如在关于图11a和11b的上述示例中的至少一些示例中一样)，以及在以小电抗值修改电抗之后测量RSQI。在执行了该附加步骤之后，控制器将会获得两个测量结果，计算失配损耗的一阶导数并从而使用算法1计算电抗值的下一次变化需要这两个测量结果。

为了使用算法2设置用于下一次迭代的电抗值，控制器可以进一步以另一小电抗值来修改VIE的电抗值并再次测量RSQI，从而获得计算失配损耗的二阶导数所需的三个测量结果。

图12示出了根据本发明另一实施例的过程。该过程使用具有LUT的存储器，以查找LUT中存储的在各种发射机工作频率下的VIE阻抗值。可以通过在TX操作期间执行天线失配测量来获得这些值，或者可以在天线制造期间作为天线设计参数来存储这些值。

在步骤1201，该过程查找适合发射机频率的VIE的值，并在步骤1202，在保护时隙期间向VIE提供用于将查找到的值应用于VIE的信号。VIE的值可以描述表观阻抗的电阻部分和电容部分。

本领域技术人员应清楚，确定用于发射机的合适VIE阻抗的其他方法是公知的。

在步骤1203，接收在RX活跃时隙期间测量的RSQI，在步骤1204，该过程确定RSQI是否超过预设的阈值。如果RSQI满足阈值，则对于接收机而言灵敏度不是要考虑的问题，收发机可以将VIE阻抗的当前值用于TX活跃时隙和RX活跃时隙两者。在这种情况下，该过程可以在步骤1207结束，或者可选地在经过一段时间之后返回步骤1203。

如果RSQI没有超过阈值，则在步骤1025针对VIE的电抗X_M确定一组边界条件X_M1、X_M2。边界条件可以针对整个VIE的等效电抗，或者针对VIE的单个或多个匹配元件/支路。这些边界条件可以是针对各个匹配元件/支路的独立值，或者边界条件中的一些或全部可以被定义为其他匹配元件值或边界的函数。可以计算这些边界条件，使得在改变VIE元件值的同时不超过工作发射频率下的目标VSWR值，以改善工作接收频率下的VSWR值。

例如，可以将边界条件设置为VIE的电抗X_M的下限X_M1和上限X_M2。可以将这些极限值设置为确保不超过天线和VIE共同的电压驻波比(VSWR)，并且还将这些极限值设置为不超过针对给定的VIE组件的最大和最小组件值极限。VSWR是天线和TX电路之间最大可接受阻抗失配的代表度量。例如，高VSWR可以使发射机的性能在功率效率或线性度方面变差。VSWR的合适极限值可以是4∶1、3∶1、2∶1或1.5∶1。可以使用在TX操作期间执行的之前的天线阻抗测量结果，来确定VIE的电抗X_M的边界条件X_M1、X_M2。备选地，可以通过查找LUT中存储的针对给定工作频率的值X_M1、X_M2，来确定与VSWR极限值相对应的VIE电抗X_M1、X_M2。可以作为经验得到的值，或者通过校准实验，在制造时将这些值设置在LUT中。该过程还可以确定RSQI是否刚好满足预设的阈值而不超过该阈值。

在确定了与VSWR极限相对应的VIE的电抗X_M1、X_M2之后，在步骤1206执行修改VIE的电抗和接收RSQI值的迭代方法。步骤1206的方法可以与图10所示的过程类似。然而在该示例中，可以调节VIE的电抗值使得不超过极限X_M1、X_M2。如果步骤1206的处理达到这些边界条件之一，则可以结束该过程或将正在应用的电抗值变化极性反转。例如，如果在应用附加电容性阻抗以改善RSQI值时达到了边界条件，则该过程可以命令VIE取而代之地应用相反的电抗变化(电感性电抗)。在这些极限值之内执行迭代方法使得控制器可以在针对发射机电路同时维持合适的条件的情况下提高接收信号质量。控制器可以在经过预定时间间隔之后从步骤1203开始反复进行该过程，以确保RSOI值不劣化。

本发明实施例的一个优点在于：允许在天线和多个收发机链之间耦合单一可变阻抗网络(VIN)，也称作匹配网络。现有技术方案可能需要将VIE放置在天线与发射机之间，而不放在天线与接收机之间。此外，现有技术方案可能针对每个功率放大器(PA)或每个接收机链都需要一个专用的VIN。在备选实施例中，可以将图12的步骤1201替换成：初始地执行图5或图10所示的过程，以确定发射模式下天线的电抗。如果采用这样的过程，则可以预期：当开始执行步骤1202时，系统已经以改进的表观天线阻抗来工作。在一些实施例中，图5或图10的过程将修改VIN的多个组件的电抗，图12的步骤1206的方法可以应用于VIN内的组件的子集。

本发明可以提供灵活性，以根据环境条件和所支持的无线系统的需求，来平衡收发机无线电电路的不同对象。通过执行部分匹配和部分滤波，VIN可以能够适合于滤波用途(如，低通滤波、带通滤波、高通滤波和陷波滤波)、阻抗匹配用途或同时适合于两者。这种灵活性的原因是，与现有技术方案不同，根据本发明实施例使用的VIE不需要被放置在对于无线平台中的所有接收机和发射机而言公共的物理位置。无线应用中自适应滤波VIN的优点之一在于：由于VIN的自适应性，与必须在提供静态频率抑制的同时覆盖整个系统带宽的静态前端滤波器相比，VIN的带宽对选择性需求可以不那么严格。换言之，自适应滤波器不需要具有与它们的静态对应方(counterpart)相同的选择性级别。这样，VIE可以使用多个LC组件来抑制给定的频率，以在具有较宽通带的同时确保相同的抑制，而这对于静态LC滤波器来说是不可行的，因为静态LC滤波器具有更高的选择性需求。

图13示出了多种示例阻抗和滤波器网络配置1352-1359，这些网络1352-1359中的组件中的一个、多个或全部可以具有可控的可变值。这些组件可以表示上至少一个以上提到的VIE或VIN。

电路1352示出了LC网络，LC网络的输入耦合至输出。输入和输出通过两个通道耦合至地。一个通道包括串联的电容器和电感器。另一个通道包括电容器。

电路1353示出了LC网络，LC网络的输入经由电感器耦合至输出。输入通过串联的电容器和电感器耦合至地。输出通过电容器耦合至地。

电路1354示出了LC网络，LC网络的输入经由电感器耦合至输出。输入通过串联的电容器和电感器耦合至地。输出通过电感器耦合至地。

电路1355a示出了LC网络，LC网络的输入经由电容器和电感器的并联布置耦合至输出。输入通过串联的电容器和电感器耦合至地。输出通过串联的电容器和电感器耦合至地。

电路1356示出了LC网络，LC网络的输入经由电容器和电感器的并联布置耦合至输出。输入和输出均通过相应的电感器耦合至地。

电路1357示出了LC网络，LC网络的输入经由电容器和电感器的并联布置耦合至输出。输入和输出均通过相应的电容器耦合至地。

电路1358示出了LC网络，LC网络的输入经由电容器耦合至输出。输入和输出均通过相应的电感器耦合至地。

电路1359示出了LC网络，LC网络的输入经由电感器耦合至输出。输入和输出均通过相应的电容器耦合至地。

电路1355b示出了电路1355a的示例，其中，组件被明确表示为可变值组件。图1355b提供了允许电路1352-1359所示的所有可能配置的一般性描述。

将理解，任何电路的元件都可以具有被短路或被断路的能力。

电路1355c提供了附加信息，在一些实施例中，可以使用所述附加信息来实现该阻抗网络。该电路是其中有一些组件被断路或短路的电路1355b的实现示例。

每个支路的断路和短路可能性以及经由SW1的恒定电阻性负载(R_load)选择(例如，50Ω)可以使能自动校准特征，如，S(散射)参数校准。可以在系统(如，图7所示的系统)中使用电路1355c作为VIE 702来执行校准。由该系统中的发射链中的至少一个向天线发送任意频率下的正向路径信号。在这样的校准期间，可以由参考点707处的电路1355c来表示断路阻抗、短阻抗和负载阻抗。在这种情况下，可以补偿(back-off)PA 719的增益或其输入驱动电平，使得保护PA 719不受在断路和短路校准期间产生的反射的影响。在执行了校准之后，可以通过将电路1355c配置为使得通过SW2a旁路掉串联支路(输入到输出短路)并且通过SW1和SW3将分路支路断路，来测量天线阻抗。这种电路修改允许直接测量天线阻抗。在该电路中，假定电容器CM1和CM3可以采用足够高的电容值，以根据需要工作在旁路模式下。备选地，可以与这些组件并联地使用针对CM1的旁路开关和针对CM3的另一旁路开关。

备选地，电路1355c可以被配置为预设值，通过使用测量的表观阻抗和电路1355c的预设值(已知参数)来计算单独的天线阻抗。在保护时隙期间执行这些校准和失配测量，只要发射链能够产生处于接收频率的信号，该过程就可以应用于工作接收频率下的天线阻抗/失配测量。

可以这些校准/测量可以作为一次性(one-off)工厂校准来执行，或者可以由工作在通信系统上的控制器来动态地实现，所述通信系统可以承受保护时隙期间的弱信号发射。

在电路1355c的输入和输出之间存在附加路径。在该路径中，单极开关具有耦合至输出的中心端子，可选地，开关的中心端子可以由直接耦合至输入或经由电感器耦合至输入的开关来耦合。

在电路1355c中，将另一单极开关的中心端子耦合在与输入串联的电容器和电感器之间。可选地，开关的中心端子可以由直接连接至地或经由电感器连接至地的开关来耦合。

在电路1355c中，将另一单极开关的中心端子耦合在与输出串联的电容器和电感器之间。可选地，开关的中心端子可以由直接连接至地或经由电感器连接至地的开关来耦合。

如将参考图14来描述的，控制器的实施例被配置为用在紧密靠近GPS接收机的无线电电路中。在这种情况下，现有技术的无线电电路可能是GPS系统的干扰源。这对于GPS系统来说是一个特定的问题，因为GPS接收机单元接收到的信号是相对弱的RF信号。在GPS系统的工作频率下，在紧密靠近GPS系统的位置工作的无线电电路可能具有不足够的后功率放大器(post-power amplifier)选择性，并对GPS系统造成实质上的干扰。

图14绘制了相对于阻抗网络的频率而言的信号传递函数，所述阻抗网络包括与天线耦合的输入和与收发机(RX/TX)耦合的输出。网络具有可变电容器(设置在1.5pF)和固定6.8nH电感器，该可变电容器和固定6.8nH电感器串联在输入和接地之间，以为无线电电路提供后功率放大器选择性。网络在1.575GHz处产生LC凹陷，在该LC凹陷处，LC网络允许在1GHz下观察到的大约-70dB的透射比。然而，不期望地，在1.710GHz(m2)和1.805GHz(m3)的工作频率下的信号衰减很高。

图15示出了与图13的电路1352相似的改进的阻抗网络的性能。电路包括可变电容器和串联电路的并联布置，所述串联电路包括连接在输入/输出与接地之间的可变电容器(设置在1.5pF)和固定6.8nH电感器。该设计的目的是将凹陷频率保持在由串联谐振电路(1.5pF，6.8nH)来固定的GPS工作频率处，并同时估计串联谐振电路的等效电抗(在谐振频率以上时该等效电抗是电感性的，而在谐振频率以下时该等效电抗是电容性的)。通过调整(trim)并联电容器(C_var)值来实现消除(elimination)，以改善(减小)特定工作频率下电路1352的插入损耗。在图15中将工作频率示为频率m2。由于该系统(例如，蜂窝/无线系统)的信道频率可以是并非m2的另一频率，如，m3或m6，所以可以改变电容C_var以适应新的频率。工作在多个不同频率下的可变电容器的理想值为：

C_var＝8.45pF，对于处于1.71GHz的m2；

C_var＝5.02pF，对于处于1.796GHz的m3；以及

C_var＝3pF，对于处于1.93GHz的m6。

图16示出了不同阻抗网络的性能的比较。

曲线1601与图14所示的曲线图相对应，其中串联电路不具有补偿电容器。曲线的独有特征(sole feature)是GPS凹陷。无线工作频率m2附近的插入损耗是不可接受的。

曲线1602对应于使用与串联电路并联的可变电容器(其中，C_var＝8.45pF)在1.71GHz下针对低插入损耗而调谐的曲线。

曲线1603涉及图16所示的网络电路1604的响应。电路1604提供了比前述电路更高的GPS抑制。在0.85GHz附近示出了第二抑制凹陷。

电路1604包括LC网络，LC网络的输入经由可变电容器(设置在5.9pF)和5.9nH电感器的并联布置而耦合至输出。输入通过串联的可变电容器(设置在1.5pF)和6.8nH电感器耦合至地。输出通过串联的可变电容器(设置在1.5pF)和6.8nH电感器耦合至地。

曲线1603上在0.85GHz附近示出了第二抑制凹陷。电路1604具有阻抗校正网络，所述阻抗校正网络提供了两个凹陷之间工作无线频率处的电抗消除。

所需的提取电感值可能在自适应网络中不可用。在这种情况下，可以选择网络中可用的最合适的电感值。然后可以调谐串联支路中与电感器并联的电容器。类似地，也可以调节并联支路中与电感器串联的电容器，以获得在工作频率下所需的电感值。这种方法使用以下认知：可变电容器的粒度(granularity)通常优于可变电感器的粒度。

图17示出了常用的宽带匹配网络，从而将整个匹配网络分成LC阶梯1766、1769、1772的级联。这些部分也称作“L部分”1766、1769、1772。在图17中，每个LC阶梯包括：耦合在每个阶梯的相应输入和输出之间的电感器1764、1767、1770，以及耦合在相应输出和地之间的电容器1765、1768、1771。

每个L部分1766、1769、1772将其源阻抗或负载阻抗转变成(transfer)另一个中间阻抗。通过对相邻L部分的源/负载阻抗进行几何平均来计算这些中间阻抗。图17的匹配网络具有三个L部分1766、1769、1772，这分别在L部分1766和1769之间以及在L部分1769和1772之间产生两个中间阻抗。在这两个交点处测量的电阻标记为R_int1和R_int2，其中R_int1与在L部分1766和1769之间测量的电阻相对应，R_int2与在L部分1769和1722之间测量的电阻相对应。

$R_{\mathrm{int}2}=\sqrt{R_{1775}{R}_{\mathrm{int}1}};$ 以及

$R_{\mathrm{int}1}=\sqrt{R_{1761}{R}_{\mathrm{int}2}}.$

本文描述的示例匹配方法遵循以下方法：

-源阻抗的实部与负载阻抗的实部相匹配(反之亦然)；

-源阻抗的电抗部分1762与最匹配的元件1764的电抗相结合。类似地，负载阻抗1776的等效并联电纳(parallel susceptance)1774与电容器1771的电纳相结合。

例如，如果表示天线的模块1763的串联电抗1762具有-j10Ω的电抗值，并且根据第一步骤在相邻LC阶梯部分1766中的电感器1764的所需电抗值是+j10Ω，则电感器1764所需的最终值是+j20Ω。然而如果串联电抗1762的电抗值是+j30Ω，则电感器1764应当表现出-j20Ω的电抗，以获得+j10Ω的总体电抗。为了提供电容性电抗和电感性电抗两者，在电路的该实施例中，提供与电感器1764并联的串联电容器1780(虚线)以及类似地与电容器1771并联的分路电感器1773(虚线)。

尽管如此，如在以上第一实施例中说明的，这两个元件不是初始需要的，或者可以通过以下方式来消除这两个元件：调谐其他组件值，使得对于电感器1773和与电感器1764并联的电容器1780(以虚线示出)来说均不需要这两个元件。通过使用等式

来计算最小可能质量因子(Q)值，其中RL是负载1775的电阻，RS是源1761的电阻，并且RL＞RS。

在组件值的计算期间使用相同的Q值。最终，将源阻抗和负载阻抗的电抗部分与最靠近这些端口的元件相结合。

通过在电路设计期间考虑不同的阻抗网络结构，例如，包括附加网络支路的阻抗网络结构，当可变阻抗网络与本发明的实施例结合使用时，可变阻抗网络可以用于针对所支持的系统的发射链和接收链两者的目的自适应前端滤波(purpose adaptive front-end filtering)。

现有技术方案并没有解决无线电电路在接收模式操作期间遭遇的天线阻抗匹配问题。该领域中做出的主要工作仅旨在改善发射模式下的匹配条件，尤其是对于最高发射功率级来说，原因在于最高发射功率级对功率放大器性能(效率、线性度、功率精度等等)的影响与输出功率成正比。不幸地，可能需要在检测到的信号强度最弱的同时将发射机功率最大化。用于发射模式操作的现有技术失配检测方法并不能直接应用于接收机操作，因为需要检测相反的信号方向和相对低的信号强度。此外，对于现有技术方案，如果天线阻抗与工作TX频率的中心相匹配，则工作RX频率下的天线阻抗匹配会变差。这对于用在大多数现有技术方案中的窄带匹配网络来说尤为明显。

在许多情况下，现有技术系统需要多发射机电路(也称作发射链)，以支持不同的无线平台和不同的频带。这主要是由于在大频率范围上对PA性能的限制。将一个公共的功率放大器用于多个发射机通道或系统标准可能是不可行的并且可能是不期望的，因为这会造成性能限制。

由于合并了本发明的实施例，所以与现有技术方案相比可以显著简化无线电电路的前端，特别是可变阻抗网络的布置和操作。在接收模式操作和发射模式操作期间天线失配信息的可用性可以允许本发明实施例通过使VIN以RX频率和TX频率之间的公共频率为中心，来同时解决发射模式和接收模式两者的需求。

这种灵活性使得可以将VIN置于天线701和复用器716之间的任何位置(图7)，而现有技术解决方案是不能这样来实现的。由于这种简洁性，可以将自适应滤波特征集成到单一自适应网络中，从而使现有技术方案所需的多个VIN成为多余的。

对于发射机或收发机系统来说仍然是有问题的，因为将天线阻抗与发射机输出阻抗相匹配趋向于对天线和接收机电路之间的匹配造成有害影响。本发明的实施例可以针对接收机电路改善阻抗匹配性能。

本发明的实施例可以减少对于包括多个收发机链的现有技术系统来说必须要复制的冗余电路元件，如，可变阻抗元件。不论前端架构如何，当与本发明实施例的控制器结合使用时，可以与TX链和RX链的数目无关地使用相同的可变阻抗网络，而无需复制。在这种情况下，也不需要任何类型的附加RF交换网络来在不同的发射排列(line-up)之间共享一个公共的匹配模块，而这对于现有技术方案来说是严重的问题，因为例如实现这种架构会造成低效率或灵活性降低。

本发明的实施例可以直接影响对于要在其中实现这些实施例的无线平台的前端架构和硬件实现的选择。与天线端口相邻的公共自适应匹配网络的实现可以与无线平台使用的接入方法(如，TDMA或FDMA)无关，也与所使用的双工方法(例如，TDD或FDD)无关。

本发明的实施例可以提供高效且自适应的天线阻抗匹配，并且还允许改善的功率传递效率。本发明的实施例还可以提供一种装置，该装置实现了许多对“绿色无线电(green radio)”构思的采用，如发射链的改善的功率传递效率、线性度和功率精度。所有这些特性都可能被天线阻抗失配严重影响。

Claims (15)

1.一种用于无线电电路(100)的控制器(105)，所述无线电电路(100)包括耦合在天线(101)和接收信号质量指示符产生器(104)之间的至少一个可变阻抗元件(102)，

其中，所述控制器(105)被配置为：

接收来自接收信号质量指示符产生器(104)的接收信号质量指示符；以及

向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供控制信号(110)，所述控制信号(110)包括根据接收信号质量指示符的值来设置可变阻抗元件(102)的阻抗的命令。

2.根据权利要求1所述的控制器(105)，还被配置为：

使用接收信号质量指示符来确定天线(101)的电抗；以及

响应于所确定的天线(101)电抗，来设置可变阻抗元件(102)的阻抗。

3.根据权利要求1或2所述的控制器(105)，还被配置为：

接收(501)来自接收信号质量指示符产生器(104)的第一接收信号质量指示符；

向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供(502)第一信号，所述第一信号包括以第一电抗值来修改所述至少一个可变阻抗元件(102)的电抗的命令；

接收(503)来自接收信号质量指示符产生器(104)的第二接收信号质量指示符；

通过对第一和第二接收信号质量指示符和第一电抗值的函数进行求解，来确定(506)天线(101)的电抗；以及

向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供控制信号(100)，所述控制信号(100)包括根据所确定的天线(101)电抗来设置(507)可变阻抗元件(102)的阻抗的命令。

4.根据权利要求3所述的控制器(105)，还被配置为：

向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供(504)第二信号，所述第二信号包括以第二电抗值来修改所述至少一个可变阻抗元件(102)的电抗的命令；

接收(505)来自接收信号质量指示符产生器(104)的第三接收信号质量指示符；以及

通过对第一、第二和第三接收信号质量指示符以及可变阻抗元件(102)的第一和第二电抗值的函数进行求解，来确定(506)天线(101)的电抗。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的控制器(105)，其中，控制信号(100)包括设置所述至少一个可变阻抗元件(102)的阻抗使得天线(101)的表观阻抗与在一定频率下工作的无线电电路的级的阻抗的复共轭更接近的命令。

6.根据权利要求1所述的控制器(705)，其中，无线电电路(700)包括：发射机，被配置为产生射频信号，所述射频信号具有在发射机活跃时隙(804，808，812)之前的保护时隙(803，807，811)，并且

其中，控制器(705)还被配置为在保护时隙(803，807，811)期间向所述至少一个可变阻抗元件(702)提供控制信号(710)，所述控制信号(710)包括设置所述至少一个可变阻抗元件(702)的阻抗以至少部分地将发射机的输出阻抗与天线(701)的表观阻抗相匹配的命令。

7.根据权利要求1所述的控制器(705)，其中，控制信号(710)包括以下命令：设置所述至少一个可变阻抗元件(102)的阻抗，使得在发射机的工作频率和接收机的工作频率之间的频率下，天线(701)的表观阻抗是发射机的输出阻抗与响应于接收信号质量指示符的值而确定的阻抗级别之间的阻抗的复共轭。

8.根据权利要求1所述的控制器(705)，还被配置为：

接收(901)来自接收信号质量指示符产生器(104)的接收信号质量指示符；

确定(902)接收信号质量指示符大于还是小于阈值；以及

如果接收信号质量指示符级别大于阈值，则向所述至少一个可变阻抗元件(702)提供(903)发射控制信号，所述发射控制信号包括设置所述至少一个可变阻抗元件(702)的阻抗以至少部分地与发射机的输出阻抗相匹配的命令，或者

如果接收信号质量指示符级别小于阈值，则向所述至少一个可变阻抗元件(702)提供(904)接收控制信号(710)，所述接收控制信号(710)包括响应于接收信号质量指示符的值来设置所述至少一个可变阻抗元件(702)的阻抗的命令。

9.根据权利要求1所述的控制器(705)，还被配置为：

(i)接收(1001)来自接收信号质量指示符产生器(104)的第一接收信号质量指示符(RSQI₁)；

(ii)向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供(1002)第一信号，所述第一信号包括以第一电抗值(ΔX₊)来修改(702)所述至少一个可变阻抗元件(102)的阻抗的命令；

(iii)接收(1003)来自接收信号质量指示符产生器(704)的第二接收信号质量指示符(RSQI₂)；

(iv)将第一接收信号质量指示符(RSQI₁)与第二接收信号质量指示符(RSQI₂)相比较(1004)，并且

(v.a)如果第二接收信号质量指示符(RSQI₂)大于第一接收信号质量指示符(RSQI₁)，则向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供(1002)继续信号(110)，所述继续信号(110)包括以继续电抗值(ΔX₊)来修改所述至少一个可变阻抗元件(102)的阻抗的命令，所述继续电抗值(ΔX₊)具有与第一电抗值(ΔX₊)相同的电抗符号，或者

(v.b)如果第二接收信号质量指示符(RSQI₂)小于第一接收信号质量指示符(RSQI₁)，则向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供(1005)改变信号(110)，所述改变信号(110)包括以改变电抗值(ΔX_-)来修改所述至少一个可变阻抗元件(102)的阻抗的命令，所述改变电抗值(ΔX_-)具有与第一电抗值(ΔX₊)相反的电抗符号；以及

(vi)将前一迭代期间接收到的第二接收信号质量指示符(RSQI₂)作为第一接收信号质量指示符(RSQI₁)，来执行从步骤(iii)开始的上述步骤(1003-1004)的另一迭代。

10.根据前述权利要求中任一项所述的控制器(705)，还包括存储器，所述存储器包含针对所述至少一个可变阻抗元件(702)的预设值，所述预设值对应于多个频率下发射机级的输出阻抗和/或多个频率下接收机级的输入阻抗，

其中，所述控制器被配置为根据与无线电电路的工作频率相对应的可变阻抗元件(702)的预设值，来设置可变阻抗元件的电抗。

11.根据权利要求10所述的控制器，还被配置为：

(i)通过查找(1201)存储器中存储的期望发射机频率下的天线阻抗和/或发射机输出阻抗，来确定所述期望发射机频率下的天线(701)的阻抗；

(ii)向所述至少一个可变阻抗元件(702)提供(1202)第一信号，所述第一信号包括将所述至少一个可变阻抗元件(702)的阻抗设置为与工作在期望频率下的发射机的输出阻抗减去期望频率下天线(701)的阻抗之差的复共轭大致相等的阻抗值的命令；

(iii)接收(1203)来自接收信号质量指示符产生器(704)的接收信号质量指示符；

(iv)确定(1204)接收信号质量指示符是否小于阈值，如果接收信号质量指示符小于阈值，则控制器被配置为：

(iv.a)确定(1205)所述至少一个可变阻抗元件(702)的边界条件，所述边界条件对应于：所述至少一个可变阻抗元件(702)的针对工作在期望频率下的发射机而言会引起给定电压驻波比的阻抗，以及

(iv.b)通过在所确定的边界条件内迭代地修改(1206)所述至少一个可变阻抗元件(702)的电抗，来改善接收信号质量指示符值。

12.根据前述权利要求中任一项所述的控制器(105)，其中，

无线电电路(100)被配置为对具有活跃时隙(601，603，605，607，609)和保护时隙(602，604，606，610)的射频信号进行操作；并且

控制器(105)还被配置为在保护时隙(602，604，606，610)期间向所述至少一个可变阻抗元件(102)提供控制信号(110)。

13.根据前述权利要求中任一项所述的控制器(105)，其中，接收信号质量指示符是接收信号强度指示符，接收信号质量指示符产生器(104)是接收信号强度指示符产生器(104)。

14.根据前述权利要求中任一项所述的控制器(105)，其中，所述至少一个可变阻抗元件被配置为抑制固定频率信号的频率响应。

15.一种无线电电路(100)，包括根据前述权利要求中任一项所述的控制器(105)、天线(101)和至少一个可变阻抗元件(102)。

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