CN102931835A - 开关电路和dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及开关电路和DC-DC转换器。根据实施方式，提供一种具备高侧开关、整流单元和驱动电路的开关电路。所述高侧开关连接于高电位端子与输出端子之间。所述整流单元连接在所述输出端子与低电位端子之间，使得从所述低电位端子朝向所述输出端子的方向为正向。所述驱动电路根据所输入的高侧控制信号，对所述高侧开关的控制端子提供第一电压以使所述高侧开关导通，在所述输出端子的电压上升到了规定值以上时，对所述高侧开关的控制端子提供比所述第一电压高的第二电压。

Description

开关电路和DC-DC转换器
相关申请的交叉参考
本申请基于并要求2011年8月8日提交的日本专利申请No.2011-173345的优先权，其所有内容通过参考而援入于此。
技术领域
这里描述的实施方式广泛地涉及开关电路和DC-DC转换器。
背景技术
具有高侧开关和低侧开关的开关电路作为对电感性负载进行驱动的输出电路而广泛地使用。此外，例如，在使用了这种开关电路的DC-DC转换器等中，存在大电流化的要求，以减少由半导体工艺的微细化引起的开关元件的导通电阻。作为其结果，在高侧开关导通时流过的恢复电流变大，成为开关噪声产生、动作效率降低的重要因素。
发明内容
本发明实施方式提供一种减少了开关噪声并改善了动作效率的开关电路和DC-DC转换器。
根据实施方式，提供一种具备高侧开关、整流单元和驱动电路的开关电路。所述高侧开关连接于高电位端子与输出端子之间。所述整流单元连接于所述输出端子与低电位端子之间，使得从所述低电位端子朝向所述输出端子的方向为正向。所述驱动电路根据所输入的高侧控制信号，对所述高侧开关的控制端子提供第一电压以使所述高侧开关导通，在所述输出端子的电压上升到规定值以上时，对所述高侧开关的控制端子提供比所述第一电压高的第二电压。
根据本发明的实施方式，能提供一种减少了开关噪声并改善了动作效率的开关电路和DC-DC转换器。
附图说明
图1是例示出第一实施方式的开关电路的构成的电路图。
图2是表示栅极-源极间电压Vgs与导通电阻R导通的关系的特性图。
图3是第一实施方式的开关电路的主要信号的时间图，(a)表示高侧控制信号VH，(b)表示低侧控制信号VL，(c)表示检测信号VD，(d)表示控制端子的电压VG，(e)表示输出电压VLX，(f)表示高侧电流IH，(g)表示低侧电流IL，(h)表示电感器电流ILL。
图4是例示出驱动电路的高侧控制电路的构成的其他电路图。
图5是例示出第二实施方式的开关电路的构成的电路图。
图6是例示出第三实施方式的开关电路的构成的电路图。
图7是例示出第四实施方式的DC-DC转换器的构成的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图来详细地说明本发明的实施方式。另外，在本申请说明书和各图中，对于与关于已经出现的图所述的部件相同的单元，标注相同的附图标记，详细的说明适当地省略。
首先，对第一实施方式进行说明。
图1是例示出第一实施方式的开关电路的构成的电路图。
开关电路(由虚线1包围的部分)由串联连接的高侧开关2和低侧开关3、对高侧开关2和低侧开关3进行控制的驱动电路(由虚线5包围的部分)构成，对电感性负载17进行驱动。另外，低侧开关3作为寄生二极管包含整流单元4。
高侧开关2连接于输出端子1 8与高电位端子19之间。高侧开关2是P沟道MOSFET(以下记作PMOS)，作为第一主电极的源极连接于高电位端子19，作为第二主电极的漏极连接于输出端子18。此外，作为高侧开关2的控制端子的栅极2g连接于驱动电路5。在高侧开关2中包含未图示的寄生二极管。
低侧开关3连接于输出端子1 8与低电位端子23之间。低侧开关3是N沟道MOSFET(以下记作NMOS)，作为第一主电极的源极连接于低电位端子23，作为第二主电极的漏极连接于输出端子18。此外，作为低侧开关3的控制端子的栅极连接于驱动电路5。另外，低电位端子23接地，高电位端子19与低电位端子23之间被提供电源电压VIN。
整流单元4连接于输出端子1 8与低电位端子23之间，使得从低电位端子23朝向输出端子1 8的方向为正向。即，阳极作为整流单元4的第一主电极连接于低电位端子23，阴极作为整流单元4的第二主电极连接于输出端子18。
驱动电路5具备：对高侧开关2进行控制的高侧控制电路6、对低侧开关3进行控制的低侧控制电路7、以及对输出端子18的电压即输出电压VLX进行检测的检测电路8。
高侧控制电路6连接于高电位端子19与第二中电位端子20之间，根据高侧控制信号VH，将电压VG提供给高侧开关2的控制端子2g，对高侧开关2进行控制。高侧控制电路6具备否定电路(反相器)9、10、第一晶体管11、第二晶体管12、第三晶体管13以及逻辑和的否定电路(NOR)14。
第一晶体管11与第二晶体管12串联连接于高电位端子19与第二中电位端子20之间。第一晶体管11是PMOS，经由反相器9对栅极输入使高侧控制信号VH反相后的信号。第二晶体管12是PMOS，经由反相器9、10对栅极输入与高侧控制信号VH同相的信号。第一晶体管11的源极连接于高电位端子19，第一晶体管11的漏极连接于第二晶体管12的源极，第二晶体管12的漏极连接于第二中电位端子20。
此外，第三晶体管13与第二晶体管12并联连接。第三晶体管13是NMOS，漏极与第二晶体管12的源极连接，第三晶体管13的源极连接于第二晶体管12的漏极以及第二中电位端子20。经由NOR14对第三晶体管13的栅极输入使高侧控制信号VH和检测电路8的输出的逻辑和反相后的信号。另外，对高电位端子19与第二中电位端子20之间提供电源电压Vs2，反相器9、10在电源电压Vs2下进行动作。另外，电源电压Vs2为电源电压VIN以下。
低侧控制电路7连接于第一中电位端子21与接地端子22之间，将使低侧控制信号VL反相后的信号输出到作为低侧开关3的控制端子的栅极。另外，对第一中电位端子21与接地端子22之间提供电源电压Vs1，接地端子22与低电位端子23一起接地。此外，低侧控制电路7为反相器，低侧控制电路7在电源电压Vs1下动作。另外，电源电压Vs1为电源电压VIN以下。
检测电路8包括将输出电压VLX与基准电压Vs进行比较的比较电路15和生成基准电压Vs的电压源电路16。比较电路15的反相输入端子连接于输出端子18，对非反相输入端子输入从电压源电路16输出的基准电压Vs。作为检测电路8的输出，从比较电路15的输出端子对NOR14输出检测信号VD。另外，省略将检测信号VD的逻辑电平变换为高侧控制电路6的逻辑电平的电平转换器(level shifter)。此外，基准电压Vs是成为用于对输出电压VLX相对于低电位端子23的电压上升了这一情况进行检测的基准的电压，例如设定为电源电压VIN的90％。
接着，对开关电路1的动作进行说明。
开关电路1根据从外部输入的高侧控制信号VH以及低侧控制信号VL，对使高侧开关2和低侧开关3交替导通并在电感性负载17中流动的电流ILL进行控制。此外，驱动电路5的高侧控制电路6根据由检测电路8检测的输出电压VLX的电平，对提供到高侧开关2的控制端子2g的电压VG进行切换，对高侧开关2的导通电阻R导通进行控制。
图2是表示栅极-源极间电压Vgs和导通电阻R导通的关系的特性图。
在图2中，取高侧开关2的栅极-源极间电压Vgs为横轴，取导通电阻R导通为纵轴，示出了导通电阻R导通的栅极-源极间电压Vgs依赖性。此外，各电压表示绝对值。
对于阈值电压Vth以上的栅极-源极间电压Vgs，导通电阻R导通单调降低。控制端子2g的电压VG以高电位端子19的电位为基准，因此控制端子2g的电压VG与高侧开关3的栅极-源极间电压Vgs相等。在控制端子2g的电压VG为第一电压V1时，导通电阻是R导通1。在控制端子2g的电压为第二电压V2时，导通电阻是R导通2。在此，成为| Vgs1 |＜| Vgs2 |、R导通1＞R导通2。
图3是第一实施方式的开关电路的主要信号的时间图，(a)表示高侧控制信号VH，(b)表示低侧控制信号VL，(c)表示检测信号VD，(d)表示控制端子的电压VG，(e)表示输出电压VLX，(f)表示高侧电流IH，(g)表示低侧电流IL，(h)表示负载电流ILL。
另外，图3(a)例示了作为高侧控制信号VH输入使高电平和低电平周期性地重复的矩形波的情况。此外，低侧控制信号VL是与高侧控制信号VH反相的信号(图3(b))。
此外，图3(b)分别以导通、截止表示低侧开关3被控制为导通或截止，图3(d)分别以导通、截止表示高侧开关2被控制为导通或截止。此外，为了避免高侧开关2与低侧开关3同时导通而设置死区时间Td。
首先，说明从外部输入的高侧控制信号VH为高电平、低侧控制信号VL为低电平时的动作(图3(a)、(b))。
高侧控制电路6的NOR14输入高电平的高侧控制信号VH，对第三晶体管13的栅极输出低电平。其结果是，第三晶体管13截止。此外，反相器9输入高电平的高侧控制信号VH，对第一晶体管11的栅极输出低电平。其结果是，第一晶体管11导通。此外，反相器10对第二晶体管12的栅极输出高电平。其结果是，第二晶体管12截止。因此，导通的第一晶体管11使高侧开关2的控制端子2g的电压VG为高电平。其结果是，高侧开关2截止，不流过高侧电流IH(图3(d)、(f))。
低侧控制电路7输入低电平的低侧控制信号VL，对低侧开关3的栅极输出高电平。其结果是，低侧开关3导通。电感性负载17使输出电压VLX变为低电平(图3(e))，经由低侧开关3流过再生电流。流过低侧开关3的低侧电流IL作为负载电流ILL而流过(图3(g))。由于输出电压VLX比基准电压Vs低，所以检测电路8输出高电平作为检测信号VD(图3(c))。
接着，说明高侧控制信号VH为高电平、低侧控制信号VL为高电平的死区时间Td中的动作。
当低侧控制信号VL变为高电平时，低侧控制电路7对低侧开关3的栅极输出低电平。其结果是，低侧开关3截止。电感性负载17经由低侧开关3的整流单元(寄生二极管)4流过再生电流。负载电流ILL作为低侧电流IL而流过低侧开关3的整流单元4(图3(g)、(h))。
接着，对高侧控制信号VH变为低电平、低侧控制信号VL变为高电平时的动作进行说明(图3(a)、(b))。
反相器9输入低电平的高侧控制信号VH，对第一晶体管11的栅极输出高电平。其结果是，第一晶体管11截止。此外，反相器10对第二晶体管12的栅极输出低电平。其结果是，第二晶体管12导通。第二晶体管12的源极-漏极间电压变得与第二晶体管12的源极-栅极间电压Vsg(与栅极-源极间电压Vgs相反方向的电压)几乎相等。
因此，驱动电路5的高侧控制电路6输出第一电压V1＝Vs2-Vsg作为高侧开关2的控制端子2g的电压VG。另外，PMOS由于栅极电位低于源极电位，所以第一电压V1取为将高电位端子19侧即高侧开关2的源极作为基准、使高侧开关2的栅极电压为正的方向。
低侧控制电路7对低侧开关3的栅极输出低电平。其结果是，低侧开关3维持截止的状态。此外，由于高侧开关2导通了，所以流过了低侧开关3的再生电流作为整流单元4的相反方向恢复电流流过高侧开关2。因此，对高侧开关2在整流单元4的相反方向恢复时间的期间，流过该相反方向恢复电流的大电流值的高侧电流IH(图3(f)的点划线R包围的部分)。但是，由于对高侧开关2的控制端子2g的电压VG提供相对低的第一电压V1，所以高侧电流IH由高侧开关2的相对大的导通电阻R导通1限制。
在高侧开关2中流过相反方向恢复电流的期间，输出电压VLX为低电平(图3(e))。由于输出电压VLX低于电压源电路16的基准电压Vs，所以检测电路8输出高电平作为检测信号VD。其结果是，NOR14对第三晶体管13的栅极输出低电平，第三晶体管13截止。
而且，在输出端子18未短路的情况下，在整流单元4的相反方向恢复时间经过后，高侧开关2使输出电压VLX从低电平上升到高电平(图3(e)的由点划线P包围的部分)。此外，在输出端子1 8短路的情况下，在整流单元4的相反方向恢复时间经过后，高侧开关2无法使输出电压VLX上升到高电平，输出电压VLX保持原样为低电平(图3(e)的由点划线Q包围的部分)。
首先，对(1)输出端子1 8未短路的情况进行说明，接着对(2)输出端子18短路的情况进行说明。
(1)在输出端子未短路的情况下，如上所述，高侧开关2使输出电压VLX从低电平上升到高电平(图3(e)的由点划线P包围的部分)。其结果是，输出电压检测电路8检测到输出电压VLX上升到了基准电压Vs以上这一情况，作为检测信号VD，输出低电平(图3(c))。
NOR14输入低电平的检测信号VD，对第三晶体管13的栅极输出高电平。其结果是，第三晶体管13导通，使高侧开关2的控制端子2g的电压VG成为高于第一电压V1的第二电压V2(图3(d))。其结果是，高侧开关2的导通电阻R导通成为比第一电压V1被提供给栅极时低的导通电阻R导 通2。另外，第二电压V2与第一电压V1同样地取为以高侧开关2的源极为基准、使高侧开关2的栅极电压为正的方向。此外，第二电压V2与高电位端子19和第二中电位端子20之间的电压Vs2几乎相等。
而且，高侧开关2在导通电阻R导通相对低的状态下，使输出电压VLX几乎上升至电源电压VIN。其结果是，在高侧控制信号VH为低电平的期间，对电感性负载17的两端提供直流电压，高侧电流IH呈线性上升(图3(f))。此外，高侧电流IH经由输出端子18作为负载电流ILL流过电感性负载17。
接着，高侧控制信号VH为高电平、低侧控制信号VL为高电平的死区时间Td中的动作与上述相同。高侧控制电路6输入变为高电平的高侧控制信号VH，作为高侧开关2的控制端子2g的电压VG而输出高电平。其结果是，高侧开关2截止。此外，低侧控制电路7输入高电平的低侧控制信号VL，对低侧开关3的栅极输出低电平。其结果是，低侧开关3维持截止的状态。
电感性负载17经由低侧开关3的整流单元4流过再生电流。负载电流ILL作为低侧电流IL流过低侧开关3的整流单元4(图3(g)、(h))。
而且，当高侧控制信号VH变为高电平、低侧控制信号VL变为低电平时，下一周期开始，重复与上述同样的动作。
(2)在输出端子18短路的情况下，如上所述，输出电压VLX保持原样地为低电平(图3(e)的由点划线Q包围的部分)。检测电路8检测到输出电压VLX低于基准电压Vs这一情况，作为检测信号VD，输出高电平(图3(c))。
NOR14由于检测信号VD为高电平，所以对第三晶体管13的栅极持续输出低电平。其结果是，第三晶体管13保持原样地截止，使高侧开关2的控制端子2g的电压VG维持为第一电压V1(图3(d))。其结果是，高侧开关2的导通电阻保持原样地为相对大的状态。虽然输出端子18短路，但高侧开关2的电流IH成为由相对高的导通电阻限制的电流值。
接着，高侧控制信号VH为高电平、低侧控制信号VL为高电平的死区时间Td中的动作与上述同样。高侧控制电路6输入变为了高电平的高侧控制信号VH，作为高侧开关2的控制端子2g的电压VG输出高电平。其结果是，高侧开关2截止。此外，低侧控制电路7输入高电平的低侧控制信号VL，对低侧开关3的栅极输出低电平。其结果是，低侧开关3维持截止的状态。
电感性负载17经由低侧开关3的整流单元4流过再生电流。负载电流ILL作为低侧电流IL流过低侧开关3的整流单元4(图3(g)、(h))。
而且，当高侧控制信号VH变为高电平、低侧控制信号VL变为低电平时，下一周期开始，重复与上述相同的动作。
接着，对本实施方式的效果进行说明。
在本实施方式中，在高侧控制信号VH变为了低电平时，将电压相对低的第一电压V1提供给控制端子2g，使高侧开关2导通。其结果是，高侧开关2在导通电阻相对高的状态下导通，能对相反方向恢复电流的电流值进行限制，能减少在高侧开关2与低侧开关3之间流过的脉冲式贯通电流引起的噪声、电磁辐射。
此外，在本实施方式中，在对高侧开关2的控制端子2g提供第一电压V1使其导通后，在输出电压VLX上升到了基准电压Vs以上时，对控制端子2g提供高于第一电压V1的第二电压V2。其结果是，即使整流单元4的相反方向恢复时间的值、输入的电源电压VIN的值发生变化，也能可靠地检测高侧开关2中流过的相反方向电流的结束时刻。例如，有时因第一电压V1的误差、偏差等而使高侧开关2的导通电阻变动，并使提供第一电压V1时的高侧开关2的电流值发生变动。但是，在本实施方式中，能可靠地检测高侧开关2中流过的相反方向电流的结束时刻。
此外，在本实施方式中，在对高侧开关2的控制端子2g提供第一电压V1使其导通之后，对控制端子2g提供高于第一电压V1的第二电压V2，使高侧开关2成为导通电阻相对低的状态。其结果是，能减少高侧开关2的导通损失。此外，提供第一电压V1的期间，与低侧开关2的整流单元4的相反方向恢复时间几乎相等，与开关电路1的开关周期相比较短。因此，提供第一电压V1并成为导通电阻相对高的状态所导致的电力损失很微小。
图4是例示驱动电路的高侧控制电路的构成的另一电路图。
如图4所示，高侧控制电路6a与图1所示的高侧控制电路6相比，输出第一电压V1的第二晶体管12和反相器10的构成不同。即，反相器10和第二晶体管12被置换为二极管24和第二晶体管25。对于反相器9、第一晶体管11、第三晶体管13、NOR14，与高侧控制电路6相同。另外，在图4中，对与图1相同的单元标注相同的附图标记。
第一晶体管11、二极管24、第二晶体管25串联连接在高电位端子19与第二中电位端子20之间。经由反相器9，对第二晶体管25的栅极输入使高侧控制信号VH反相后的信号。在串联连接的二极管24和第二晶体管25的两端连接有第三晶体管13。
在高侧控制信号VH变为低电平时，经由反相器9，对第二晶体管25的栅极输入高电平。其结果是，第二晶体管25导通，作为高侧开关2的控制端子2g的电压VG，输出第一电压V1＝Vs2-Vf＝V2-Vf。在此，Vf是二极管24的正向电压。
这样，作为第一电压V1，高侧控制电路6a输出比第二电压V2低二极管24的正向电压Vf的电压，这一点与输出低PMOS的第二晶体管12的源极-栅极间电压Vsg的电压的高侧控制电路6不同。另外，虽然在图4中，例示了二极管24为一个的情况，但也可以根据第一电压V1的值将任意数目的二极管串联连接。
对于这之外的构成、动作以及效果，与高侧控制电路6相同，对于取代高侧控制电路6而包括高侧控制电路6a的开关电路的构成、动作以及效果，与所述的第一实施方式相同。
接着，对第二实施方式进行说明。
图5是例示第二实施方式的开关电路的构成的电路图。
如图5所示，开关电路1a与图1所示的开关电路1相比，没有低侧开关3、低侧控制电路7且整流单元4由二极管4a构成这一点不同。因此，没有低侧控制信号VL，此外低侧电流IL是整流单元4的电流IL。另外，在图5中，对与图1相同的单元标注相同的附图标记。
对于本实施方式中的这之外的构成、动作以及效果，与所述的第一实施方式相同。
接着，对第三实施方式进行说明。
图6是例示第三实施方式的开关电路的构成的电路图。
如图6所示，开关电路1b与图5所示的开关电路1a相比，低电位端子23经由平滑电容器26接地且在低电位端子23生成负电压这一点不同。另外，在图6中，对于第二中电位端子20和第一中电位端子21，省略记载。此外，对与图5相同的单元标注相同的附图标记。
在本实施方式中也是，在对高侧开关2的控制端子2g提供第一电压V1使其导通之后，在输出电压VLX上升到了基准电压Vs以上时，对控制端子2g提供高于第一电压V1的第二电压V2。但是，由于低电位电源端子23成为负电压，所以在高侧开关2刚导通后，输出电压VLX成为负电压。但是，基准电压Vs与所述的第一实施方式相同地为正电压，例如设定为电源电压VIN的90％。
因此，对本实施方式中的这之外的构成、动作以及效果，与没有低侧开关3以及低侧控制电路7的所述的第二实施方式相同。
图7是例示第四实施方式的DC-DC转换器的构成的电路图。
如图7所示，DC-DC转换器30具备开关电路1和对开关电路1进行控制的控制电路31。对于开关电路1，与图1所示的开关电路1相同。另外，在图7中，对于与图1相同的单元，标注相同的附图标记。
此外，DC-DC转换器32具备开关电路1、控制电路31、由开关电路1驱动的电感器33、反馈电阻34、35和平滑电容器36。DC-DC转换器32是使电源电压VIN降压并输出输出电压VOUT的DC-DC转换器。
控制电路31根据输入的电压VFB生成PWM信号，并将其作为高侧控制信号VH、低侧控制信号VL输出到开关电路1。控制电路3 1根据电感器33的另一端的输出电压VOUT，对开关电路1进行控制。
电感器33的一端连接于输出端子18，由开关电路1进行驱动。反馈电阻34和35在电感器33的另一端与接地端子22之间串联连接，将对电感器33的另一端的输出电压VOUT进行分压后的电压VFB反馈给控制电路31。此外，平滑电容器36连接于电感器33的另一端与接地端子22之间，对输出电压VOUT进行平滑化。
在本实施方式中，控制电路3 1根据检测出输出电压VOUT的电压VFB，生成高侧控制信号VH、低侧控制信号VL，对经由开关电路1流过电感器33的电流进行控制。其结果是，能输出使电源电压VIN降压后的输出电压VOUT。
对于本实施方式中的上述以外的构成、动作以及效果，与所述的第一实施方式相同。
另外，虽然在图7中，例示了降压型的DC-DC转换器的构成，但也能使用包括图6所示的高侧控制电路6a的开关电路来构成反相型的DC-DC转换器。此外，也可以对图7例示的DC-DC转换器32的电感器33的另一端进一步追加升压型的DC-DC转换器，构成升降压型的DC-DC转换器。
此外，在第一实施方式中，例示了对高侧控制电路6和低侧控制电路6a分别提供电源电压Vs2、Vs1的自举(bootstrap)型的构成。但是，也可以将第二中电位端子20连接于接地端子22，将第一中电位端子21连接于高电位端子19，使各电源电压为共用的电源电压VIN。
此外进而，虽然在各实施方式中，例示了高侧开关2为PMOS的构成，但高侧开关2也可以是NMOS。在这种情况下，第一电压V1以及第二电压V2分别将高侧开关2的源极电位作为基准来表示高侧开关2的栅极-源极间电压Vgs。此外，高侧开关2以及低侧开关3也可以是BJT、IGBT。但是，在使用了IGBT、BJT等的情况下，无法成为在低电位端子23与输出端子18之间作为整流单元4而连接寄生二极管的状态。因此，需要在低电位端子23与输出端子18之间实际连接二极管等整流单元而做成相同的电流路径。
虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意在对发明的范围进行限定。这些新实施方式能以其他各种方式进行实施，能在不脱离发明的要旨的范围内，进行各种的省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围、要旨中，并且，包含于权利要求书所述的发明及其均等的范围中。

Claims (17)

1.一种开关电路，具备：
高侧开关，连接于高电位端子与输出端子之间；
整流单元，连接于所述输出端子与低电位端子之间，使得从所述低电位端子朝向所述输出端子的方向为正向；以及
驱动电路，根据高侧控制信号，对所述高侧开关的控制端子提供第一电压以使所述高侧开关导通，在所述输出端子的电压上升到了规定值以上时，对所述高侧开关的控制端子提供比所述第一电压高的第二电压。
2.根据权利要求1所述的开关电路，其中，
所述驱动电路具有：检测电路，对所述输出端子的电压和基准电压进行比较；以及高侧控制电路，根据所述高侧控制信号，输出所述第一电压，根据所述检测电路的输出，输出所述第二电压。
3.根据权利要求2所述的开关电路，其中，
所述高侧控制电路在所述高电位端子与所述低电位端子之间所提供的电源电压以下的电压下进行动作。
4.根据权利要求1所述的开关电路，其中，
所述开关电路还具备低侧开关，该低侧开关连接于所述输出端子与所述低电位端子之间，
所述整流单元是所述低侧开关的寄生二极管。
5.根据权利要求4所述的开关电路，其中，
所述驱动电路还具有低侧控制电路，该低侧控制电路根据所输入的低侧控制信号，使所述低侧开关导通或截止。
6.根据权利要求5所述的开关电路，其中，
所述低侧控制电路在所述高电位端子与所述低电位端子之间所提供的电源电压以下的电压下进行动作。
7.根据权利要求1所述的开关电路，其中，
所述整流单元是阳极连接于所述低电位端子且阴极连接于所述输出端子的二极管。
8.一种DC-DC转换器，具备开关电路和控制电路，
所述开关电路具有：高侧开关，连接于高电位端子与输出端子之间；整流单元，连接于所述输出端子与低电位端子之间，使得从所述低电位端子朝向所述输出端子的方向为正向；以及驱动电路，根据所输入的高侧控制信号，对所述高侧开关的控制端子提供第一电压以使所述高侧开关导通，在所述输出端子的电压上升到了规定值以上时，对所述高侧开关的控制端子提供比所述第一电压高的第二电压，
所述控制电路根据所输入的电压，生成PWM信号的所述高侧控制信号。
9.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中，
所述驱动电路具有：检测电路，对所述输出端子的电压和基准电压进行比较；以及高侧控制电路，根据所述高侧控制信号，输出所述第一电压，根据所述检测电路的输出，输出所述第二电压。
10.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中，
所述开关电路还具备低侧开关，该低侧开关连接于所述输出端子与所述低电位端子之间，
所述整流单元是所述低侧开关的寄生二极管。
11.根据权利要求10所述的DC-DC转换器，其中，
所述驱动电路还具有低侧控制电路，该低侧控制电路根据所输入的低侧控制信号，使所述低侧开关导通或截止。
12.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述整流单元是阳极连接于所述低电位端子且阴极连接于所述输出端子的二极管。
13.根据权利要求8所述的DC-DC转换器，其中，
还具备：电感器，一端连接于所述输出端子；平滑电容器，连接于所述电感器的另一端与所述低电位端子之间；以及反馈电阻，连接于所述电感器的另一端与所述低电位端子之间，将电压反馈给所述控制电路。
14.根据权利要求13所述的DC-DC转换器，其中，
所述驱动电路具有：检测电路，对所述输出端子的电压和基准电压进行比较；以及高侧控制电路，根据所述高侧控制信号，输出所述第一电压，根据所述检测电路的输出，输出所述第二电压。
15.根据权利要求13所述的DC-DC转换器，其中，
所述开关电路还具备低侧开关，该低侧开关连接于所述输出端子与所述低电位端子之间，
所述整流单元是所述低侧开关的寄生二极管。
16.根据权利要求15所述的DC-DC转换器，其中，
所述驱动电路还具有低侧控制电路，该低侧控制电路根据所输入的低侧控制信号，使所述低侧开关导通或截止。
17.根据权利要求13所述的DC-DC转换器，其中，
所述整流单元是阳极连接于所述低电位端子且阴极连接于所述输出端子的二极管。
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WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

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