CN102870494A - 用于无线通信的高效率、远程可重构的远程射频头单元系统及方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于实现宽带通信系统的高效率和高线性度的远程射频头单元（RRU）系统。本发明基于用于使RRU内部的功率放大器线性化的自适应数字预失真方法。通过宽带反馈路径来监视并且通过数字模块中的自适应算法来控制功率放大器特性，如放大器输出信号的线性的变化和异步失真。因此，本发明的实施方式可以补偿功率放大器系统的非线性以及记忆效应，并且还在功率附加效率、相邻信道泄漏比和峰值平均功率比方面改善了性能。本公开内容使得能够对功率放大器系统进行现场重构并且支持多调制方案（调制不可知）、多载波、多频带和多信道。因此，远程射频头系统特别适用于无线传输系统，如基站、中继器和室内信号覆盖系统。

Description

用于无线通信的高效率、远程可重构的远程射频头单元系统及方法

相关申请

本申请要求以下申请的权益：

2009年3月31日递交的、申请号为12/415,676的美国专利申请，以及申请12/415,676延及的2008年3月31日递交的、申请号为61/041,164的美国专利申请；本申请也要求2009年4月24日递交的、申请号为61/172,642的美国临时专利申请的权益；

2009年10月21日递交的、申请号为12/603,419的美国专利申请，申请12/603,419延及的2008年4月23日递交的、申请号为12/108,507的美国专利申请，以及申请12/108,507延及的2007年4月23日递交的、申请号为60/925,577的美国专利申请；

2008年12月8日递交的、申请号为12/330,451的美国专利申请，以及申请12/330,451延及的2007年12月7日递交的、申请号为61/012,416的美国专利申请；

2007年12月20日递交的申请号为11/961,969的美国专利申请，申请11/961,969延及的2006年12月26日递交的、申请号为60/877,035的美国专利申请，以及2007年4月23日递交的、申请号为60/925,603的美国专利申请；

2008年4月23日递交的、申请号为12/108,502的美国专利申请，申请12/108,502延及的2008年1月28日递交的、申请号为12/021,241的美国专利申请，以及申请12/021,241延及的2007年1月26日递交的、申请号为60/897,746的美国专利申请；

2009年12月21日递交的、申请号为61/288,838、发明名称为“MULTI-BAND  WIDEBAND POWER  AMPLIFIER DIGITALPREDISTORTION SYSTEM AND METHOD”且发明人为Wan-JongKim、Kyoung-Joon Cho和Shawn Patrick Stapleton的美国专利申请；

2009年12月21日递交的、申请号为61/288,840、发明名称为“REMOTE RADIO HEAD UNIT SYSTEM WITH WIDEBANDPOWER AMPLIFIER AND METHOD”且发明人为Chengxun Wang和Shawn Patrick Stapleton的美国专利申请；

2009年12月21日递交的、申请号为61/288,844、发明名称为“MODULATION AGNOSTIC DIGITAL HYBRID MODE POWERAMPLIFIER SYSTEM AND METHOD”且发明人为Wan-Jong Kim、Kyoung-Joon Cho、Shawn Patrick Stapleton和Ying Xiao的美国专利申请；

2009年12月21日递交的申请号为61/288,847、发明名称为“HIGHEFFICIENCY.REMOTELY RECONFIGURABLE REMOTE RADIOHEAD UNIT SYSTEM AND METHOD FOR WIRELESSCOMMUNICATIONS”且发明人为Wan-Jong Kim、Kyoung-Joon Cho、Shawn Patrick Stapleton和Ying Xiao的美国专利申请。

针对所有目的通过引用将前述所有申请合并在本文中。

技术领域

本发明通常涉及使用功率放大器和远程射频头单元（RRU或RRH）的无线通信系统。更具体地，本发明涉及一种作为分布式基站的一部分的RRU，其中，所有射频相关的功能都包含在可以被布置在远离主单元的位置处的单个很小的单元中。能够根据GSM、HSPA、LTE和WiMAX标准来操作的多模式射频和先进的软件可配置性是更灵活且能量有效的射频网络的部署的关键特征。本发明还可以在单个RRU内提供多频带以节省射频网络部署的成本。

背景技术

无线和移动网络操作者面临建立对高的数据流量增长速率进行有效地管理的网络的持续挑战。终端用户的多媒体内容的移动性和增加的量级要求端到端的网络自适应性，端到端的网络自适应性支持新的服务以及对于宽带和统一费率互联网访问的增加的需求。此外，网络操作者必须考虑向4G的网络的最大成本效益演进。无线和移动技术标准正朝着对于峰值速率和小区吞吐量增长的更高频带需求发展。支持无线和移动技术的最新标准是HSPA+、WiMAX、TD-SCDMA和LTE。部署基于这些标准的网络所需要的网络更新必需平衡新的频谱的有限的可用性、发挥现有频谱的杠杆作用以及确保所有期望标准的操作。这些都必须在过渡阶段的同时发生，过渡阶段通常跨越很多年。分布式开放基站结构概念已经平行于标准的发展而发展，以提供用于管理射频接入发展的灵活、廉价且更可扩展（scalable）模块化的环境，图6。例如，开放式基站结构联盟（OBSAI）、通用公共无线接口（CPRI）和IR接口标准引入了通过光纤使基站服务器和基站的远程射频头部分分离的标准化接口。

RRU概念构成了现有技术基站架构的基本部分。目前的RRU功率效率低、成本高且不灵活。它们的差的DC到RF功率变换确保了它们可能具有大的机械外壳。来自服务供应商的RRU要求RRU平台的更灵活性。随着标准演进，需要软件可升级的RRU。当前的RRU缺少灵活性和服务供应商所需的性能。RRU性能限制部分地由RF放大器的差的功率效率所驱动。因此，需要高效的、灵活的、可现场重构的RRU架构。

发明内容

因而，鉴于现有技术中的以上问题给出了本发明，并且，本发明的目的是提供一种用于宽带通信系统应用的通过高线性度且高效率的功率放大器来启用的多频带RRU系统的性能高且成本有效的方法。本公开内容使得能够对RRU进行现场可重构，并且支持多调制方案（调制不可知型）、多载波、多频带和多信道。

为了实现以上目的，根据本发明，技术通常基于自适应数字预失真方法来使RF功率放大器线性化。公开了本发明的各种实施方式，包括单频带、双频带和多频带RRU的实施方式。另一种实施方式是多频带多信道RRU。在一种实施方式中，在PA系统中利用峰值因数衰减、PD、功率效率提升技术以及系数自适应算法的组合。在另一种实施方式中，还利用模拟正交调制器补偿结构来提高性能。

本发明的某些实施方式能够监视功率放大器特性的波动并且借助于自适应算法来进行自适应调节。当前公开的一种这样的自适应算法称为数字预失真算法，其在数字域实现。

本发明的应用适于与所有无线基站、远程射频头、分布式基站、分布式天线系统、接入点、移动装置和无线终端、便携式无线设备以及如微波和卫星通信等其它无线通信系统一起使用。本发明还能够通过诸如至远程计算中心的以太网连接的链接来进行现场升级。

附图说明

根据结合附图给出的以下详细描述，可以更全面地理解本发明的另外的特征和优点，其中：

图1是示出远程射频头单元系统的基本形式的框图。

图2是示出根据本发明一种实施方式的多信道远程射频头单元的框图。

图3是示出本发明的远程射频头系统中的基于多项式的预失真的框图。

图4是适用于本发明的远程射频头单元中的自适应的数字预失真算法的框图。

图5示出模拟调制补偿块。

图6是示意性地描绘用于基于RRU的系统架构的各种可能的安装方案。

图7描绘包括有与基站服务器的光链接的RRU系统结构的三扇区布置。

图8以框图形式示出包括有峰值因数衰减和数字预失真的各种基于DSP的功能。

图9是根据本发明另一种实施方式的具有RF输入信号或基带调制信号或者光接口的数字混合模块。

图10是示出根据本发明另一种实施方式的具有光接口的数字混合模块的双信道远程射频头框图。

图11是示出根据本发明另一种实施方式的具有光接口的数字混合模块的替选的双信道远程射频头框图。

图12是示出具有光接口的数字混合模块的8信道双频带远程射频头框图，并且，还包括用于确保每个功率放大器输出彼此在时间、相位和幅度上对准的校准算法。

术语表

本文中所使用的缩写具有以下含义：

ACLR    相邻信道泄漏比

ACPR    相邻信道功率比

ADC     模数转换器

AQDM    模拟正交解调器

AQM     模拟正交调制器

AQDMC   模拟正交解调器校正器

AQMC    模拟正交调制器校正器

BPF     带通滤波器

CDMA    码分多址

CFR     峰值因数衰减

DAC     数模转换器

DET     检测器

DHMPA   数字混合模式功率放大器

DDC     数字下变频器

DNC     下变频器

DPA     Doherty功率放大器

DQDM    数字正交解调器

DQM     数字正交调制器

DSP     数字信号处理

DUC     数字上变频器

EER     包络消除和恢复

EF      包络跟随

ET      包络跟踪

EVM     误差矢量幅度

FFLPA   前馈线性功率放大器

FIR     有限脉冲响应

FPGA    现场可编程门阵列

GSM     全球移动通信系统

I-Q     同相-正交

IF      中频

LlNC    使用非线性部件的线性放大

LO      本地振荡器

LPF     低通滤波器

MCPA    多载波功率放大器

MDS     多方向搜索

OFDM    正交频分复用

PA      功率放大器

PAPR    峰值平均功率比

PD      数字基带预失真

PLL     锁相环

QAM     正交幅度调制

QPSK    正交相移键控

RF      射频

RRU     远程射频头单元

SAW     表面声波滤波器

SERDES  并串行转换器/串并行转换器

UMTS    通用移动通信系统

UPC     上变频器

WCDMA   宽带码分多址

WLAN    无线局域网

具体实施方式

本发明是利用自适应数字预失真算法的新的RRU系统。本发明是数字模块和模拟模块的混合系统。混合系统的数字模块和模拟模块的相互影响使频谱增生线性化并且提高了PA的功率效率，同时维持或增加了宽的带宽。因此，本发明实现了宽带复合调制载波的更高的效率和更高的线性度。

图1是示出有时被称为远程射频头单元或RRU的基本系统架构的高层级框图，至少对于某些实施方式，可以认为RRU包括数字模块和模拟模块以及反馈路径。数字模块是包括有PD算法、其它辅助DSP算法和相关数字电路的数字预失真控制器101。模拟模块是主功率放大器102、诸如DPA的其它辅助模拟电路以及整个系统的相关外围模拟电路。本发明操作为“黑盒”（即插即用型系统），因为其接受RF调制信号100作为其输入，并且提供与其基本一致但放大的RF信号103作为输出，因此，其是RF输入/RF输出。根据本发明的一种实施方式，可以向数字预失真器控制器直接施加基带输入信号。根据本发明的一种实施方式，可以向数字预失真器控制器直接施加光输入信号。反馈路径主要向预失真控制器101提供输出信号的表示。在下文中，本发明有时被称为远程射频头单元（RRU）。

图2以示意性框图形式示出其中提供有输入信号200的八信道（或n信道）RRU的实施方式。取决于实现，输入信号可以采用RF调制信号、基带信号或光信号的形式。输入信号200被馈送给多个信道，其中，每个信道包括数字预失真（DPD）控制器，分别用201、211和271表示。在至少某些实施方式中，DPD可以用FPGA来实现。对于每个信道，DPD输出分别被馈送给相关联的PA 202、212和272，并且，PA输出203、213和273被反馈给该信道的DPD。

图3示出本发明的RRU系统中的基于多项式的数字预失真功能。本发明中的PD通常使用基于自适应LUT的数字预失真系统。更具体地，在数字处理器中通过如下专利申请中提出的自适应算法来处理在下述图9-12中所公开的实施方式中和图3中说明的PD：标题为“A Method forBaseband Predistortion Linearization in Multi-Channel WidebandCommunication Systems”、申请号为11/961,969的美国专利申请。图3中的用于RRU系统的PD具有多个有限脉冲响应（FIR）滤波器，即，FIR1301、FIR2303、FIR3305和FIR4307。PD还包含三阶乘积生成块302、五阶乘积生成块304和七阶乘积生成块306。来自FIR滤波器的输出信号在求和块308中被合并。基于参考输入信号与放大的功率输出信号之间的误差通过数字预失真算法来更新多个FIR滤波器的系数。

图4以框图形式示出根据本发明的包括有DPD的实施方式的另外的细节，并且下文中进行更详细的讨论。总体上，输入400被提供给DPD401。DPD的输出被馈送给DAC 402并且因此被馈送给PA 403。通过ADC406接收来自PA的输出端的反馈信号，并且，以数字形式提供给对准逻辑405，其后，对准的信号被提供给DPD估计器逻辑404，估计器逻辑404也接收来自DPD 401的输出端的输入。然后，DPD估计器的输出被反馈给DPD 401。

图5示出模拟调制补偿块。输入信号被分为同相分量X_I和正交分量X_Q。模拟正交调制补偿结构包括四个实部滤波器{g11，g12，g21，g22}和两个DC偏移补偿参数c1、c2。AQM中的DC偏移将由参数c1、c2补偿。AQM的频率依赖将由滤波器{g11，g12，g21，g22}补偿。实部滤波器的阶数取决于所需要的补偿水平。输出信号Y_I和Y_Q将被呈献给AQM的同相端口和正交端口，下文中结合图9进行讨论。

图6示出基于RRU的系统架构的多个可能的实现，其中，基站服务器600连接至如塔上安装的RRU 605、屋顶安装的RRU 610和/或墙上安装的RRU 615。

图7示出基于RRU系统架构的三扇区实现的实施方式，其中，基站服务器700光地链接至多个RRU 710，以给站点提供足够的覆盖。

图8以简化的形式示出了本发明的某些实现的DSP功能的实施方式。输入信号被馈送给接口800，其可以采用若干形式，包括OBSAI、CPRI或IR。输入信号被馈送给数字上变频器（DUC）805并且接着被馈送给CFR/DPD逻辑810，诸如FPGA。接着，CFR/DPD逻辑810的输出被提供给DAC 815。DAC向系统的模拟RF部分820提供输出信号，模拟RF部分820又向ADC 825提供反馈信号，并且，以输入的形式通过DSP块回到CFR/DPD和DDC 830。DDC向接口800输出信号，接口800进而可以提供输出。

图9是示出RRU系统的更复杂的实施方式的框图，其中，相似的元件用相似的附图标记表示。图9的实施方式在一个数字处理器中在利用自适应算法进行PD之前，应用峰值因数衰减（CFR），以便降低PAPR、EVM和ACPR并补偿记忆效应和由于PA的温度变化导致的线性度的变化。数字处理器可以采取几乎任意形式；为了方便，示出FPGA实施作为示例，但是在许多实施方式中通用处理器也是可接受的。在实施方式的数字模块中实施的CFR基于如下专利申请中所提出的成比例迭代脉冲消除（scaled iterative pulse cancellation）：在2008年3月31日递交的、标题为“An Efficient Peak Cancellation Method For Reducing ThePeak-To-Average Power Ratio In Wideband Communication Systems”的专利申请US61/041,164，该申请通过引用合并在本文中。包括CFR是为了增强性能，因而是可选的。可以从实施方式中去除CFR而不影响整体功能性。

图9是示出根据本发明一种实施方式的RRU系统的框图。RRU系统通常包括三个主要的块：功率放大器、基带处理器和光接口。光接口包含用于发送/接收模式的光电接口。图9所示的光接口901耦接至FPGA。FPGA 902执行SERDES/成帧器/解帧器/控制和管理功能。该FPGA 902与执行以下数字信号处理任务的另一个FPGA 903接口连接：峰值因数衰减/数字上变频/数字下变频和数字预失真。另一种实施方式可以将902和903集成为单个FPGA。并串行转换器/串并行转换器（SERDES）模块将来自光电接收机的高速串行比特流转换成并行比特流。解帧器对并行比特流进行解码并且提取同相和正交（I/Q）调制并将其传送给数字信号处理模块903。控制和管理模块从并行比特流中提取控制信号并且基于所请求的信息来执行任务。从光接口接收的I/Q数据在数字上变频模块（DUC）中被频率转换成中频。接着，对该合成信号进行峰值因数衰减（CFR），以降低峰值平均功率比。接着，将所得到的信号施加给数字预失真器，以补偿功率放大模块905中的失真。RRU以接收模式以及发送模式工作。取决于信道的数量，RRU从输出双工器接收信号并且将该信号传送给一个或多个Rx路径。接收到的信号在接收机（图10的Rx1和Rx2）中被频率转换成中频（IF）。使用数字下变频器（DDC）模块对IF信号进行进一步下变频，并且，将其解调成同相分量和正交分量。接着，将恢复的I/Q信号发送给成帧器模块/串并行转换器与并串行转换器并且准备通过光接口来发送。

图9的系统具有多模式的RF或多载波数字信号，其在输入端可以是光信号而在输出端910可以是RF信号。信号输入的多模式使得灵活性可以最大：RF输入（“RF输入模式”）或者基带信号输入（“基带输入模式”）或者光输入（“光输入模式”）。图9所示的系统包括三个主要的部分：可重构数字（下文中称为“基于FPGA的数字”）模块915、功率放大器模块960、接收机965和反馈路径925。

基于FPGA的数字部分包括两个数字处理器902、903（例如，FPGA）中的任意一个、数字模拟转换器935（DAC）、模拟数字转换器940（ADC）和锁相环（PLL）945。由于图9所示的系统具有多输入模式，因而数字处理器具有三条信号处理路径。对于基带信号输入路径，数字处理器实现数字上变频器（DUC）、CFR和PD。对于光输入路径，实现串并行转换器与并串行转换器、成帧器/解帧器、数字上变频器（DUC）、CFR和PD。对于RF输入路径，实现模拟下变频器、DUC、CFR和PD。

图9的基带输入模式包含I-Q信号。来自多个信道的数字数据流作为I-Q信号输入基于FPGA的数字模块，并且通过DUC被数字上变频成数字IF信号。接着，使这些IF信号穿过CFR块，以降低信号的PAPR。对该PAPR抑制的信号进行数字预失真，以对功率放大器的非线性失真进行预补偿。

在任一输入模式下，还通过PD中的自适应算法补偿由于自加热产生的记忆效应、偏置网络和有源设备的频率依赖性。通过需要非常高速的ADC的宽带反馈来调节PD的系数。使预失真信号穿过DQM，以生成实信号，并且接着，通过DAC将其转换成IF模拟信号。如上所述，不需要或者不需要在所有实施方式中在FPGA中实现DQM。如果在FPGA中没有使用DQM，则AQM实现可以用两个DAC来实现，以分别生成实信号和虚信号935。通过自适应算法确定功率放大器的栅极偏置电压950并且接着通过DAC 935来调节950以稳定由于功率放大器中的温度变化而产生的线性度波动。PLL 945扫描反馈部分的本地振荡信号，以将RF输出信号转换成基带信号，从而在数字模块中进行处理。

功率放大器部分包括：用于接收来自基于FPGA的数字模块的实信号和复信号的AQM（诸如在图9中描绘的实施方式）、具有多级驱动放大器的高功率放大器、以及温度传感器。为了改善DHMPA系统的效率性能，取决于实施方式可以使用效率提升技术，诸如Doherty、包络消除和恢复（EER）、包络跟踪（ET）、包络跟随（EF）和使用非线性部件的线性放大（LINC）。这些功率效率技术可以被混合并匹配，并且对于基础RRU系统是可选特征。在通过引用合并在本文中的、2007年4月23日递交的标题为“N-Way Doherty Distributed Power Amplifier”的共同转让的美国临时专利申请60/925,577中提出了一种这样的Doherty功率放大器技术。为了稳定放大器的线性度性能，通过温度传感器来监测放大器的温度，然后通过基于FPGA的数字部分来控制放大器的栅极偏置。

反馈部分包括定向耦合器、混频器、增益放大器和带通滤波器（BPF）。取决于实施方式，这些模拟部件可以与其它模拟部件混合并匹配。放大器的RF输出信号部分通过定向耦合器来采样，然后在混频器中通过本地振荡信号下变频成IF模拟信号。IF模拟信号被传递通过LPF、增益放大器和可以捕获带外失真的BPF。BPF的输出被提供给基于FPGA的数字模块的ADC，以根据输出功率水平和由于记忆效应导致的非对称失真来确定数字PD的动态参数。另外，还通过DET 970来检测温度以计算线性度的变化然后调节PA的栅极偏置电压。从图3和图4可以了解PD算法和自适应反馈算法的更多细节，其中，图3示出了基于多项式的预失真算法，图4示出了可以在本发明的一些实施方式中使用的主要自适应预失真块。

在对诸如WiMAX的宽带无线接入或其它基于OFDM的方案具有严格EVM要求的情况下（EVM<2.5%），为满足严格的EVM规范，基于FPGA的数字部分中的CFR仅能够实现PAPR的小的降低。在一般情况下，这意味着CFR的功率效率增强能力是有限的。在本发明的一些实施方式中，包括新颖的技术以通过使用“削波误差恢复路径”907来补偿来自CFR的带内失真，从而使那些严格的EVM环境下的RRU系统功率效率最大化。如以上提到的，削波误差恢复路径在基于FPGA的数字部分中具有另外的DAC且在功率放大器部分中具有额外的UPC。削波误差恢复路径使得能够在功率放大器的输出端补偿由CFR产生的带内失真。另外，可以在FPGA中使用数字延迟来对准主路径与削波误差恢复路径之间的延迟失配。

尽管图9示出实现有AQM的RRU系统，然而，根据本发明的另一种实施方式，图9的系统还可以包括数字处理器，数字处理器中实现有CFR、PD和模拟正交调制校正器（AQMC）。

再者，替选地，图9的系统可以配置成实现有AQM和基于AQM的削波误差恢复路径。在这种实施方式中，削波误差恢复路径可以配置成在基于FPGA的数字部分中具有两个DAC并且在功率放大器部分中具有替代UPC的AQM。

图10是示出实现有两个功率放大器1000和1005的双信道RRU的框图，两个功率放大器1000和1005分别用于从AQM11010和AQM21015提供的两个不同的频带。双工器1020用于合并两个功率放大器输出并且将合并的输出提供给天线（未示出）。开关1025和1030用于隔离时分同步码分多址（TD-SCDMA）调制中出现的发送信号与接收信号。从PA 1000和1005得到的反馈信号1035和1040分别被提供给另外的开关1045，该另外的开关1045在适当的时间被拨动以允许通过仅单个FPGA1050来对每个PA进行反馈校准。在所示实施方式中，FPGA 1050包括两个块：用1055表示的SERDES成帧器/解帧器和CMA以及块1060，块1060包括DDC1/CFR1/PDC1/DUC1以及DDC2/CFR2/PDC2/DUC2，利用块1060控制相关联的开关的开关定时。反馈信号1035和1040首先通过加法器1065被反馈给块1060，在加法器1065处，反馈信号1035和1040与锁相环信号1070合并，并且接着通过带通滤波器1075、低通滤波器1080和ADC 1085。此外，来自PA 1000和1005的温度传感器信号通过拨动开关1090和检测器1095被反馈给块1060，使得预失真系数可以包括温度补偿。开关1045和1090的拨动被同步，以确保每个PA的输出和温度信号都在适当的时间被提供给块1060。RRU的另一种实施方式将其应用扩展至多个频带。在另一种实施方式中，多频带（即，两个或更多个频带）实现包括添加并联的信道化的功率放大器。在N*1双工器中对另外的功率放大器的输出进行合并，并且将其馈送给单个天线，虽然在某些实施方式中也可以使用多个天线。多频带RRU的另一种实施方式在一个或更多个功率放大器中合并两个或更多个频带。

图11示出双信道RRU的另一种实施方式的框图。在本实施方式中，Rx开关1105和1110放置在电路1115和1120的第三端上，从而减小PA输出与双工器1020之间的插入损失。图11的其余部分基本上与图10相同，因此不再对其进行进一步描述。

图12是示出8信道双频带RRU的实施方式的框图。在本实施方式中，PA 1000A-H和1005A-H中的每个的反馈路径包括接收机链路和宽带捕获链路，接收机链路和宽带捕获链路分别用1200A-H和1205A-H表示，通过相关联的循环器1210A-H和1215A-H从相关联的PA的阵列接收反馈信号。接收机链路在RRU被切换成接收模式时使用，并且对应于图11所示的接收（Rx）路径。宽带捕获链路用于捕获功率放大器的宽带失真，并且对应于图11所示的反馈校准路径。在一种实施方式中，实现了信道校准算法，以确保每个功率放大器输出彼此在时间、相位和幅度上对准。

数字预失真算法

数字预失真（DPD）为用于线性化功率放大器（PA）的技术。图1以框图形式示出了线性数字预失真PA。在DPD块中，使用记忆多项式模型作为预失真函数（图3），并且该模型符合公式：

$z\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_t(n-i)\left(\underset{j=0}{\overset{k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{\mathrm{ij}}{\left|x_t(n-i)\right|}^j\right)$

其中，a_ij为DPD系数。

在DPD估计器块中，使用最小二乘法求解DPD系数a_ij，然后将DPD系数传递至DPD块。在图4中示出主要的DPD块。

延迟估计算法：

DPD估计器将x(n)与其相应的反馈信号y(n-△d)进行比较以求得DPD系数，其中，△d是反馈路径的延迟。由于对于每个PA而言反馈路径延迟不同，因此应当在信号到达系数估计之前对该延迟进行识别。在本设计中，应用发送x(n)和反馈数据y(n)的幅度差关联函数来求反馈路径延迟。该关联由下式给出

$C\left(m\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{sign}(x(i+1)-x\left(i\right))\mathrm{sign}(y(i+m+1)-y(i+m))$

n(delay)＝Max(C(m))

使关联C(m)最大化的延迟n为反馈路径延迟。

由于反馈路径经过模拟电路，因此发送路径与反馈路径之间的延迟可以是分数样本延迟。为了使信号更精确地同步，分数延迟估计是必要的。为了简化设计，本设计中仅考虑半样本延迟，尽管也可以使用更小的分数延迟。

为了得到半样本延迟数据，上采样（upsampling）方法是普遍的选择，然而在本设计中，为了避免FPGA中的非常高的采样频率，使用插值法来得到半样本延迟数据。具有整数延迟和分数延迟的数据并行传送。分数延迟的插值函数为：

$y\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{i}x(n+i)$

其中，c_i为权重系数。

根据幅度差相关器的结果来确定选择分数延迟路径还是整数延迟路径。如果相关结果是奇数，则选择整数路径，否则选择分数延迟路径。

相位偏移估计和校正算法：

电路中存在发送信号与反馈信号之间的相位偏移。为了DPD系数估计更好和更快地收敛，应当去除该相位偏移。

发送信号x(n)和反馈信号y(n)可以表示为：

相位偏移可以通过下式来计算：

$e^{j({\mathrm{\&theta;}}_x-{\mathrm{\&theta;}}_y)}=\frac{x\left(n\right)y{\left(n\right)}^{*}}{\left|x\left(n\right)\right|\left|y\left(n\right)\right|}$

因此，发送路径与反馈路径之间的相位偏移为：

$e^{\mathrm{jo},}=\mathrm{mean}\left(\frac{x\left(n\right)y{\left(n\right)}^{*}}{\left|x\left(n\right)\right|\left|y\left(n\right)\right|}\right)$

可以通过下式计算去除了相位偏移的反馈信号：

$\stackrel{\&OverBar;}{y}\left(n\right)=y\left(n\right)e^{\mathrm{jhe}}$

幅度校正：

由于PA的增益可能会轻微变化，因此应当校正反馈增益以避免由于增益失配而产生的误差。根据以下函数校正反馈信号：

$\stackrel{\&OverBar;}{y}\left(n\right)=y\left(n\right)\frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N\left|x\left(i\right)\right|}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N\left|y\left(i\right)\right|}$

N的选择取决于所期望的精度。

QR_RLS自适应算法：

DPD系数估计的最小二乘方案用如下公式表示：

F(x(n))＝y(n)

$F\left(x\left(n\right)\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{j=0}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{\mathrm{ij}}x(n-i){\left|x(n-i)\right|}^j$

定义h_k＝x(n-i)|x(n-i)|^j，w_k＝a_ij，其中，k＝(i-1)N+j。最小二乘公式可以表示为：

$\underset{k=1}{\overset{N\&times;K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{w}_k{h}_k=y\left(n\right)$

在本设计中，实施QR-RLS算法（Haykin，1996）来解决该问题。QR_RLS算法的公式为：

$\left\{\begin{array}{c}d\left(i\right)\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}y\left(i\right)-{\stackrel{\&CenterDot;}{h}}_i\stackrel{\&OverBar;}{w}\\ {\stackrel{\&OverBar;}{w}}_i\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}{w}_i-\stackrel{\&OverBar;}{w}\\ q_i\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}{\mathrm{\&phi;}}_i^{*/2}[w_i-\stackrel{\&OverBar;}{w}]\end{array}\right.$

其中，φ_i为对角矩阵，q_i为矢量。

QR_RLS算法通过酉变换根据其第（i-1）个矩得到第i个矩φ_i和q_i：

$A=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&phi;}}_i^{1/2}& 0\\ q_i^{*}& e_a^{*}\left(i\right){\mathrm{\&gamma;}}^{\frac{1}{2}}\left(i\right)\\ h_i{\mathrm{\&Phi;}}_i^{-\frac{*}{2}}& {\mathrm{\&gamma;}}^{\frac{1}{2}}\left(i\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&lambda;}}^{1/2}{\mathrm{\&phi;}}_{i-1}^{*/2}& h_i^{*}\\ {\mathrm{\&lambda;}}^{1/2}{q}_{i-1}^{*}& d{\left(i\right)}^{*}\\ 0& 1\end{array}\right]{\mathrm{\&theta;}}_i$

θ_i为酉变换的酉矩阵。

为了在FPGA中更有效地应用QR_RLS算法，将无平方根定标旋转应用于酉变换处理（E.N.Frantzeskakis，1994）

$\left[\begin{array}{cccc}{a}_1& a_2& ...& a_n\\ b_1& b_2& ...& b_n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{k_a}& 0\\ 0& \sqrt{k_b}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{a}_1^{\&prime;}& a_2^{\&prime;}& ...& a_n^{\&prime;}\\ b_1^{\&prime;}& b_2^{\&prime;}& ...& b_n^{\&prime;}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{cccc}{a}_1^{\&prime;}& a_2^{\&prime;}& ...& a_n^{\&prime;}\\ b_1^{\&prime;}& b_2^{\&prime;}& ...& b_n^{\&prime;}\end{array}\right]\mathrm{\&theta;}=\left[\begin{array}{cc}\sqrt{k_a^{\&prime;}}& 0\\ 0& \sqrt{k_b^{\&prime;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}1& {a_2}^{\&prime;\&prime;}& ...& {a_n}^{\&prime;\&prime;}\\ 0& {b_2}^{\&prime;\&prime;}& ...& {b_n}^{\&prime;\&prime;}\end{array}\right]$

$k_a^{\&prime;}=k_a{a}_1^2+k_b{b}_1^2$

k′_b＝k_ak_b/k′_a

a′_j＝(k_aa₁a_j+k_bb₁b_j)/k′_a

b′_j＝-b₁a_j+a₁b_j

对于RLS算法，如下实现第i个矩：

$\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&lambda;}}^{1/2}{\mathrm{\&phi;}}_{i-1}^{*/2}& h_i^{*}\\ {\mathrm{\&lambda;}}^{1/2}{q}_{i-1}^{*}& \stackrel{\&OverBar;}{d{\left(1\right)}^{*}}\\ 0& 1\end{array}\right]{\mathrm{\&theta;}}_i=\left[\begin{array}{cc}\stackrel{\&OverBar;}{{\mathrm{\&phi;}}_1^{1/2}}& 0\\ \stackrel{\&OverBar;}{q_1^{*}}& \stackrel{\&OverBar;}{e_a^{*}\left(1\right){\mathrm{\&gamma;}}^{\frac{1}{2}}\left(1\right)}\\ \stackrel{\&OverBar;}{h_1{\mathrm{\&Phi;}}_1^{-\frac{*}{2}}}& \stackrel{\&OverBar;}{{\mathrm{\&gamma;}}^{\frac{1}{2}}\left(1\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\sqrt{k_a}& 0\\ 0& \sqrt{k_b}\end{array}\right]$

w_i可以通过求解下式来获得：

$\stackrel{\&OverBar;}{{\mathrm{\&Phi;}}^{\frac{*}{2}}}[w_i-\stackrel{\&OverBar;}{w}]=\stackrel{\&OverBar;}{q_1}$

在迭代处理中，数据的块（在本设计中，一个块中有4096个数据）被存储在存储器中，并且算法使用存储器中的所有数据来估计DPD系数。为了使得DPD性能更稳定，仅在对一个块的数据进行了处理之后才更新DPD系数。矩阵A将用于下一个迭代处理，其使得收敛更快。

为了确保DPD的性能稳定，在更新DPD系数时以如下方式使用加权因数f：

w_i＝f×w_i-1+(1-f)w_i

DPD系数估计器通过使用QR_RLS算法来计算系数w_i。这些w_i被复制至DPD块以线性化PA。

信道校准算法

图12的8信道RRU具有16个不同的功率放大器，表示为PA 1000A-H和1005A-H。一半的功率放大器被设计用于一个频带，而其它功率放大器被设计用于第二频带。下文中，频带被称为频带A和频带B，并且占用两个不同的频率。8信道RRU使用八个天线1220A-H，并且，两个频带可以共同存在于每个天线上。为了使性能最大化，每个功率放大器的输出信号需要在时间、相位和幅度上彼此对准。天线对准算法包括三种不同的方法：1）给每个PA中插入导频音；2）通过每个PA发送参考调制信号；或者3）使用实时I/Q数据作为参考信号。导频音方法注入单个载波IF音，其在反馈对准路径或者相应PA接收机中被跟踪。频带A的每个发射机路径在时间、相位和幅度上彼此对准，频带B与此类似。参考调制方法利用所存储的复调制信号，其通过PA的每个频带A来发送，PA的频带B与此类似。接着，使发射机在时间、相位和幅度上彼此对准。可以使用反馈对准路径或各个接收机来获得PA输出信号。实时方法操作实时发送信号。该方法使用DPD时间对准、相位和幅度偏移信息来使每个PA输出彼此同步。

总之，本发明的RRU系统在效率和线性度两方面更有效地增强了性能，这是由于RRU系统能够在一个数字处理器中实现CFR、DPD和自适应算法，其因此节省了硬件资源和处理时间。RRU内部的RF功率放大器的高的功率效率意味着，需要较少的诸如散热器的热量散发机构；因此，显著地减少了机械外壳的尺寸和体积。因此，由于没有真实估计或重量限制、风力因素以及其它安全问题，该小型RRU使得服务提供者能够将RRU部署在不能够部署大型RRU的地方，如杆顶、街灯顶部等。本发明的RRU系统还能够进行重构和现场编程，这是由于可以在任意时间在数字处理器中，类似于软件更新那样来调节嵌入固件的算法和功率效率增强特征。

此外，RRU系统是CDMA、TD-SCDMA、GSM、WCDMA、CDMA2000和无线LAN系统中的QPSK、QAM、OFDM等调制方案不可知型。这意味着，RRU系统能够支持多调制方案、多频带和多信道。多频带优点表示，对于更多的移动用户，移动操作者可以部署较少RRU来覆盖更多频带；因此，显著地减少了CAPEX和OPEX。RRU系统的其它优点包括中继器或室内覆盖系统中的PA非线性的校正，其中，中继器或室内覆盖系统不具有容易获得的必需的基带信号信息。

尽管已经参考优选实施方式对本发明进行了描述，然而，应当理解，本发明不限于所描述的细节。以上描述中建议了各种替代方案和修改，然而，本领域技术人员可以作出其它替代方案和修改。因此，所有这样的替代方案和修改意在包括在所附权利要求限定的本发明的范围内。

Claims (3)

1.一种用于无线通信的双信道远程射频头单元，所述双信道远程射频头单元包括：

至少两个功率放大器，所述功率放大器中的每个功率放大器接收以间隔开的频率为中心的输入信号，并且，所述功率放大器中的每个功率放大器提供所接收的输入信号的放大表示作为输出，

至少两个反馈传感器，所述反馈传感器中的至少一个反馈传感器与每个功率放大器相关联以提供反馈信号，所述反馈信号包括所关联的功率放大器的噪声特性的表示，

数字逻辑，用于处理信号，以及

由所述数字逻辑控制的反馈开关，所述反馈开关用于选择所述反馈信号中的一个反馈信号来与所述数字逻辑连接，以使得所述数字逻辑能够至少部分基于所述反馈信号来生成适合所述功率放大器中的每个功率放大器的预失真补偿信号。

2.根据权利要求1所述的双信道远程射频头单元，还包括至少两个温度传感器，所述温度传感器中的至少一个温度传感器与每个功率放大器相关联，以提供表示所关联的功率放大器的温度的温度信号，以及

由所述数字逻辑控制的温度开关，所述温度开关用于选择所述温度信号中的一个温度信号来与所述数字逻辑连接，以使得所述数字逻辑能够至少部分基于所述温度信号来生成适合所述功率放大器中的每个功率放大器的预失真补偿信号。

3.根据权利要求1所述的双信道远程射频头单元，还包括数字逻辑实现算法，所述数字逻辑实现算法用于确保每个功率放大器输出在时间、相位和幅度上与其它功率放大器输出对准。

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