CN102870333B - 无线收发器、自适应负电导电路及校准陷波滤波器方法 - Google Patents

无线收发器、自适应负电导电路及校准陷波滤波器方法 Download PDF

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Abstract

本发明实施例提供了无线通信收发器、自适应负电导电路及校准陷波滤波器方法。该无线接收器包括：与一个或多个天线输入对应的一个或多个低噪声放大器，其中一个或多个低噪声放大器的一个或多个输出在电流输出节点上进行结合；以及并联式陷波滤波器，与该电流输出节点相耦合或连接，用于衰减拦截和/或干扰信号。本发明实施例提供的无线通信收发器、自适应负电导电路及陷波滤波器方法，使得在例如40nm的低压CMOS工艺限制下实施时，在最低功率消耗具有宽接收器动态范围。

Description

无线收发器、自适应负电导电路及校准陷波滤波器方法
技术领域
本发明一般涉及用于数字通信系统的无线收发器。更具体地，本发明涉及一种对RF干扰信号进行自适应可配置的抑制的系统和方法，同时避免了对昂贵的芯片外RF SAW滤波器的需求。本发明结合了这样的技术，使得在例如40nm的低压CMOS工艺限制下实施时，在最低功率消耗具有宽接收器动态范围。 
背景技术
US2005/0107051(A1)2005年5月19日Aparin等人“Adaptive Filter for transmit Leakage Signal Rejection” 
US7221924(B2)2007年5月22日Zheng等人“Wideband Monolithic Tunable High-Q Notch Filter for Image rejection in RF Application” 
US7266360(B2)2007年9月4日Kang等人“Low Noise Amplifier for Wireless Communications” 
US2007/0264943(A 1)2007年11月15日Darabi H“Translation and Filtering Techniques for Wireless Receivers” 
ISSCC 2008 10.2 2008年2月Tenbroek等人“Single-Chip Tri-Band WCDMA/HSDPA Transceiver without External SAW Filters and with Integrated Tx Power Control” 
IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS-II:EXPRESS BRIEFS，2008年3月，第55卷，3号Groe J“A Multimode Cellular Radio” 
US2008/0242245(A1)2008年10月2日Aparin V“Rejection of Transmit Signal Leakage in Wireless Communication Device” 
US7471204(B2)2008年12月30日Aminghasem S等人“Receiver Architecture for Canceling Blocking Signals” 
JSSC 2009年第44卷2009年2月Vallese等人“Analysis and Design of an Integrated Notch Filter for the Rejection on Interference in UWB Systems” 
US2009/0213764(A1)2009年8月27日Chinq-Shiun等人“Full Division Duplex System and a Leakage Cancellation Method” 
US2009/0213770(A1)2009年8月27日Fenghao Mu“Active Cancellation of Transmitter Leakage in a Wireless Transceiver” 
US2009/0233568(A1)2009年9月17日Zhang等人“High Linearity Receiver with Transmit Leakage Cancellation” 
商业应用的先进无线通信系统，如WCDMA(宽带码分多址)和LTE(长期演进)蜂窝网络，均以将某给定无线信道的数据容量、范围和抗干扰性最大化为设计目的。因此，这些系统的终端使用的收发器需要提供优异的性能，同时还要满足成功商业化所要求的成本目标。RF(射频)接收器部分需要提供非常低的噪声，以便在接收所需微弱信号的同时具有高线性(功率处理能力)以及对不需要信号的高抑制性，从而在干扰信号和需要的信号都存在时避免失真。当前蜂窝无线的低集成性导致了相对高的终端成本。WCDMA和LTE都是FDD(频分双工)系统，这意味着发射器和接收器同时运行。这样就导致了一个具体的问题，即大功率发射信号可能会使通过受限的接收器线性接收到的需要的弱信号失真。第二点是大功率发射信号上的噪声会出现在所需接收器频带中。上述这些效应都会破坏所需信号并可能使其无法恢复。 
一种被称为双工器的独立电子设备用于将接收器与大功率发射信号隔离开，但是小面积、低成本的双工器提供的发射器和接收器之间的隔离是有限的，Tx频率下最小隔离为50dB。以3级WCDMA终端(Class-3WCDMA Terminal)为例，以发射方式输入到天线的功率是+24dBm。考虑双工器和开关造成的介入损耗(insertion loss)为2dB，PA(功率放大器)输出的功率须达到+26dBm。这意味着接收器输入端在接收需要的-98dBm的信号的同时Tx泄漏(Tx leakage)将达到-24dBm。 
今天的WCDMA和LTE收发器用外部发射SAW滤波器(external transmit SAW filter)来消除所需接收频带中的发射噪声，并用外部LNA(低噪声放大器)和接收SAW(表面声波)滤波器来得到足够的接收器线性，以此处理发射器拦截的问题。这意味着一个带有2端口分集接收器(2Port Receiver Diversity)的三频收发器需要9个SAW滤波器和6个LNA，明显与高集成、低成本蜂窝终端的要求相反。这种终端需要具有处理接收频带中Tx拦截和Tx噪声能力的硅集成无线设备，而无需外部SAW滤波器，即所谓的“无SAW”无线设备。 
商业无线电的需求在于低成本、以及在具有无线、数字等功能的SOC(System-on-a-chip)系统中的单IC的可集成性，这就意味着要具有深亚微米(deep sub-um)CMOS工艺。当前用于近期商用无线开发的最先进的CMOS工艺为40nm工艺，指掩模上能处理的最小特征尺寸。40nm工艺提供了低成本数字逻辑、存储器集成以及高频磁心晶体管的机会，但其也随之带来了低供电电压极限和高附加连线阻抗。这两种特性在提供低噪声、高线性的无线设备时都是重要的限制。 
由于通过定标(scaling)实现了小的数字逻辑和小的存储区，所以采用40nm工艺设计的用于无线应用的SoC能够高性价比地集成多种应用，如蜂窝、GPS、蓝牙、WiFi、FM等。但是，由于集成在一个硅片上的各个应用都需要包括一个无线设备，因此产生了各无线设备之间以及每个无线设备与自身就是高效的干扰生成器的数字基带之间共存的问题。需要一种技术使得单独的各无线接收器能够在此恶劣环境中成功运行，即：当存在片上干扰源时，例如存在2GHz数字逻辑时钟和2.48GHz WiFi传输时，接收需要的无线播送信号，该需要的无线播送信号具有所要求的信号-噪声和干扰比(signal to noise and interference ratio)。 
有可能降低无线接收器性能的干扰源并不限于自生型(self-generated)干扰源，如蜂窝Tx拦截或2GHz数字逻辑时钟。一些最麻烦的干扰信号是通过无线播送的，这些干扰信号能够被天线接收到，并按照与所需信号同样的方式传输给接收器。GPS就是一种对合法及非法生成的外部干扰信号所造成的影响极敏感的应用例子。例如，GPS接收的典型卫星信号强度是-130dBm。由于使用了使接收器具有抗干扰性的信号扩展技术，商用GPS接收器包含一定程度的处理增益。抗干扰水平随接收器的类型变 化，但一般在40dB左右，这意味着频带内或接近频带边缘的外部干扰信号将妨碍在-90dBm的中等功率上的运行。需要这样一种技术，用于为特定应用在RF频率上提供高度的片上(因而成本低)接收器选择性，在此GPS的特定例子中，为1.575GHz。此场景也适用于LTE等其他无线接收器。 
实际上，任何接收器函数都可能需要同时处理一种以上的拦截信号。例如，FDD模式中的蜂窝接收器需要容忍其相应的Tx拦截以及可能的2GHz数字逻辑时钟。 
发明内容
本发明实施例涉及无线通信收发器、自适应负电导电路及校准陷波滤波器方法。优点是单独的无线接收器可在恶劣的干扰环境中成功运行。 
本发明实施例提供了一种自适应、可重新配置的多频带无SAW无线接收器和/或发射器，其可在40nm和类似的低压CMOS工艺的限制下运行的。其包括以下一种或多种不同的单独且独立的元素的结合： 
1)单个LNA或多个(取决于适用的频带和方式)LNA的电流输出节点。在后一种情况下，电流输出节点汇总所有单独的LNA输出。这意味着信号在LNA之外及沿接收路径移动时被处理的是电流而不是电压。 
2)一种用于衰减添加到LNA电流输出节点的干扰信号的并联式可控频率陷波滤波器(shunt style of steerable frequency notch filter)。这样会为整个接收器产生低或最小介入损耗并使噪声系数降低。 
3)一种自适应的负电导电路，可使陷波滤波器提供的干扰抑制量根据偏流设置和RF设备尺寸设置而变化。 
4)一种用于补偿诸如在40nm或类似低压CMOS工艺中遇到的寄生电阻的自适应负电导电路。补偿水平可以是偏流设置和RF设备宽度的函数。例如，自适应负电导电路可装置在LNA负载感应器中，以便提升Q(质量)因数。 
5)一种加速监听电路，提供一种用于指示可用供电电压在负电导电路的设备之间的分配的信号。该信号还可应用于本地模拟回路，以便将具有指定陷波滤波器抑制(notch filter rejection)水平的陷波滤波器(notch filter)线性 最大化，该本地模拟回路用于调整负电导电路中偏流和RF设备宽度的。可选地，此控制回路可通过数字基带闭合。 
6)一种并联式可控频率陷波滤波器，设置在蜂窝发射器中一个或多个PPA(功率预放大器)之前可控频率陷波，用于抑制产生在对应的接收器频带和/或杂散频率分量中的发射器噪声。 
7)一种可控频率陷波滤波器，设置在LO(本地振荡器)之前，用于向诸如上变频器(发射器应用)，或下变频器(接收器应用)的频率变换器提供输入，以便衰减掉频带噪声或杂散分量。 
本发明实施例允许单独的无线信号接收器在恶劣的干扰环境中成功运行，即当存在片上资源干扰时，例如存在2GHz数字逻辑时钟和2.48GHzWiFi传输时，接收需要的无线播送信号，该需要的无线播送信号具有所要求的信号-噪声和干扰比。 
本发明实施例为特定应用在RF频率上提供了高度的片上(因而成本低)接收器选择性，如GPS的1.575GHz。也适用于LTE等其他无线接收器。 
本发明实施例允许接收器处理一种以上的干扰源。 
本发明实施例可在40nm CMOS(或类似)工艺的低供电电压及相对高的互连寄生限制中实现。 
尽管频率变换回路可用于以“无SAW”方式实现对干扰信号的抑制，本发明实施例在不依赖频率转换的自适应RF陷波滤波器上应用了一种本质上不同的技术。尤其可使用“并联陷波(shunt notch)”。 
在回路(IF陷波滤波器)中进行下变频(downconversion)后，频率变换回路可以用作陷波滤波器而非低通滤波器。本发明实施例提供了一种本质上不同的技术，不依赖于频率变换。 
将后置LNA陷波滤波器(post LNA notch)应用于使用了由加法器和复杂的自适应估计器组成的自适应滤波器的蜂窝应用时，此自适应估计器依赖于接收的发射器输出信号和单独的参考信号。本发明实施例提供了一种本质上不同的技术，其在抑制本地Tx信号或天线接收到的外部拦截方面与干扰信号无关。 
已知一种用于下变频之后(post downconversion)的陷波滤波器，可称为IF(中频，Intermediate Frequency)陷波滤波器，而非在下变频之前执行的 RF(射频)陷波滤波器。区别主要在于IF陷波滤波器不保护下变频模块(混频器)而RF陷波滤波器则保护。在无线接收器中，下变频模块可能是限制接收器线性的原因，因而用RF陷波滤波器对其进行保护具有重要性。 
用于镜像抑制滤波应用的片上无SAW技术，其所需频带和抑制频带之间的分数间隔(fractional spacing)高，例如F_抑制＝0.5*F_所需，不适用于一般F_抑制＝0.96*F_所需的蜂窝Tx抑制应用。此方法不使用Q增强，因而其仅限于所需信号与干扰信号的宽间隔。 
在使用了有Q增强的RF陷波滤波器的情况下，有几个实质性问题应牢记： 
1)基于单谐振(LC)的陷波电路与本发明实施例不同，本发明实施例使用峰(peak)、槽(trough)双谐振(LCC)来将干扰信号抑制最大化。这样便只使用一个感应器，这一点的重要性在于感应器需要大量硅面积，即意味着更多成本。 
2)如果使用了三层设备堆栈(device stacking)，Q增强电路可能会面临例如低电压、40nm及以下CMOS实现的挑战。本发明实施例只能使用两层设备堆栈。 
3)本发明实施例可包括加速监听电路作为Q增强电路的一部分，其在一切条件下都会将电路调整到最大线性。这使得这些实施例适合40nm及以下CMOS。 
4)本发明实施例可选择实现第二谐振来处理双重干扰的情况。 
随着现代蜂窝标准的发展，对蜂窝通信无线子系统性能的要求提高了。尤其是对无线接收器的要求，在大动态范围和宽频带覆盖方面的要求尤其苛刻，同时还要在严格的成本预算内进行。设计高性能蜂窝接收器所面临的挑战中的一个额外因素是模块(block)有可能作为CMOS SoC的一部分实现，并在低供电电压的情况下运行，一般是1.2V或更低。 
在本发明实施例中，无线系统不需要使用接收或发送SAW滤波器(receive or transmit SAW filters)或外部LNA。可以使用无感应器、宽带的电流输出LNA(current output LNA)，并为需要的每个频带输入重复使用。一个或多个电流输出LNA之后是并联式可控频率陷波滤波器，用于过滤掉发射拦截和/或不需要的干扰信号。优选地，过滤应达到使干扰信号不会在后续 接收模块中造成任何重大失真的程度。优选地，LNA加陷波滤波器的组合之后是被动电容式衰减器(passive capacitive attenuator)，其允许LNA在高增益的情况下运行以便取得最小噪声指数，同时确保混频器前的增益处于避免混频器线性问题的水平上。 
在40nm WCDMA和LTE蜂窝应用中，已对接收器进行了充分分析。例如，在普遍运行的960MHz频带中，已模拟了以下性能参数： 
  参数   值   备注
  增益   21dB   最大增益设置
  噪声指数   1.4dB   最大增益的情况下
  IIP 3(线性)   -4dBm   最大增益的情况下
  陷波抑制   15dB   最大Tx抑制设置
  功率消耗   24mW   最大Tx抑制设置
将干扰抑制降低到0dB就能将功率消耗从24mW降至14mW。 
前文提到的12个现有技术都属于以下三种类别之一。 
1)变换回路(Translational loop，TL)。对入站接收信号进行下变频，在低频情况下进行过滤并可在其中应用大量选择性，然后上变频回RF。上变频后的信号随即与原输入Rx信号结合以便抵销干扰信号(通常是Tx拦截，但不必须是Tx拦截)。 
2)Tx拷贝(TC)。发送信号的一份拷贝被应用于接收带并在其中进行处理，并以某种能抵销Tx拦截的方式应用于入站Rx信号。不适用于一般干扰信号抵销，只针对Tx拦截。 
3)陷波滤波器(NF)。入站Rx信号在RF下被施加至陷波滤波器电路，其可以使用或不使用Q因数增强技术来获得所需选择性。 
US2005/0107051(A1)：TC，使用由加法器和复杂的自适应估计器组成的自适应滤波器，为蜂窝应用实现后置LNA陷波。此自适应估计器依赖于接收的发射器信号以及单独的参考信号。这是一种与本发明所提供的技术具有重大区别的技术，由于其依赖Tx信号的本地拷贝来实现陷波滤波器，因而只应用于Tx拦截抑制而非一般的干扰信号抑制。 
US7266360(B2)：NF，用于镜像抑制过滤应用的片上无SAW技术，其中所需频带与抑制频带之间的分数间隔高，如F_抑制＝0.5*F_所需。此技术不适用于一般F_抑制＝0.96*F_所需的蜂窝Tx抑制应用。这是为改进超 外差接收器(super heterodyne receivers)的性能而设计的。 
US7221924(B2)：NF，与US7266360(B2)类似，用于镜像抑制过滤应用的片上无SAW技术，不适于蜂窝Tx或一般干扰信号抑制应用。适用前文说明。 
US2007/0264943(A1)：TL，使用频率变换回路来实现干扰信号的抑制。一种与自适应陷波滤波器完全不同的技术，也是一种具有重大缺陷的技术，其中最重要的是NF(噪声指数)的严重降低，降低3dB左右。 
ISSCC 2008 10.2：NF，一种与本发明提供的用于蜂窝应用类似的技术，一种在LNA输出上具有用于Q增强的负电导的自适应陷波滤波器。不过，此技术是为高压0.18um工艺设计和实现的，其中所提供的专利包括允许此类型的系统在低压40nm技术中和有多个接收器输入的情况下成功运行的特定想法。 
IEEE TRANS：NF，一种后置LNA RF陷波滤波器，使用串联拓扑而不需要负电导生成器进行Q增强。此陷波滤波器技术介入损耗高，不适用于低压电流模式电路。 
US2008/0242245(A1)：TL，这是一种基于频率变换方法的干扰信号抑制技术，与US2007/0264943(A1)的原理类似，因而与本发明应用提供的方法完全不同。 
US7471204(B2)：TC，这是一种适用于Tx干扰信号拦截的、基于抵消的技术，只是其依赖于生成表示Tx拦截的信号。然后将此表示信号与入站信号进行比对，产生的差错信号用于将输入拦截的抵销最大化。一种与本发明应用提供的技术完全不同的技术。 
JSSC 2009年第44卷2009年2月：NF，此出版物概述了一种与本发明提供的技术类似的技术，其也是在输出端具有可控频率陷波滤波器的LNA。关键区别在于其是为单接收器输入超宽带(UWB)应用设计的，已在0.13μm内实现，不包括在本发明应用中详细描述的用于将低压工艺，如40nm工艺，性能最大化的额外特性。 
US2009/0213764(A1)：TC，这是一种适用于Tx干扰信号拦截的、基于抵消的技术，只是其依赖于生成表示Tx拦截的信号。然后将此表示信号与入站信号进行比对，产生的差错信号用于将输入拦截的抵销最大化。一种与本 发明应用提供的技术完全不同的技术。 
US2009/0213770(A1)：TC，这是一种适用于Tx干扰信号拦截的、基于抵消的技术，只是其依赖于生成表示Tx拦截的信号。然后将此表示信号与入站信号进行比对，产生的差错信号用于将输入拦截的抵销最大化。这是一种比所回顾过的其他抵销技术还糟糕的方法，其噪声指数会严重降低。一种与本发明应用提供的技术完全不同的技术。 
US2009/0233568(A1)：TL，一种与US2008/0242245(A1)类似的变换回路技术，但其在回路中下变频后使用的是陷波滤波器而非低通滤波器。它还提供了将反馈放置到LNA之前或之后的选择。一种与本发明应用提供的技术完全不同的技术。 
附图说明
图1显示了本发明的一个实施例以及在典型的接收路径中的管理模块，其中接收路径是下变频器，也称为混频器。 
图2显示了本发明具有单LNA输入而非多LNA输入的实施例。 
图3示出了根据本发明实施例的单端形式的并联式陷波滤波器。 
图4示出了根据本发明实施例的差分形式的并联式陷波滤波器。 
图5示出了本发明适用于双重干扰场景，如Tx拦截和处理器时钟，允许建立两个陷波(低频带和高频带)的实施例。 
图6示出了作为本发明实施例的-G小区，其可与本发明的任何其他实施例一起使用，且基于带有交叉耦合电容反馈(cross-coupled capacitive feedback)的NMOS差分小区。 
图7显示了描述与本发明特定实施例相关联的校准过程的流程图，该校准过程可用于本发明任何其他实施例。 
图8显示了本发明实施例以及发射器或收发器中典型发射器路径中的其他模块，其中该发射器或收发器包括上变频器，也称为混频器，以及PPA(功率预放大器)。 
图9显示了本发明实施例以及典型发射器带中的其他模块，其中发射器带包括上变频器，也称为混频器，以及PPA(功率预放大器)和LO(本地振荡器)驱动。 
具体实施方式
本发明将就特定实施例参考特定附图进行描述，但本发明不限于此，而仅由权利要求书限定。所描述的附图仅是示意性的而没有限制性。在附图中，可能会放大一些元素的尺寸而非按比例绘制，以便于说明。说明书和权利要求书中使用了术语“包括”的，并不排除其他元素或步骤。此外，说明书和权利要求书的术语第一、第二、第三等，用于区分类似元素，不一定是描述相继或时间次序。应理解，上述情况下使用的术语在适当情况下可以互换，本申请中描述的本发明的实施例可以按照本申请中描述或示出以外的其他顺序执行。 
图1显示了本发明的一个实施例以及在典型的接收路径中的管理模块，其中接收路径是下变频器，也称为混频器。在此实施例中，提供了一个或多个LNA模块104、105、106，每个单独的LNA对应硅IC上一个单独的接收天线输入101、102、103。每个LNA的宽带性质意味着特定RF频带可灵活地应用到接收器带(receiver strip)天线输入上，从而允许所产生的结果提供一些不同的配置。LNA模块的设计会具有最优增益值，实现了噪声指数、线性、增益和输入阻抗匹配的最佳混合。 
在深亚微米(deep submicron)CMOS电路系统的电压供应限制下，从信号线性的角度看，可获得每个LNA 104、105、106的电流输出。电流输出允许单一输出节点对各LNA求和，而特定LNA通过简单加电即可启用。电流输出还允许使用单一并联式陷波结构107，该单一并联式陷波结构107的优点在于在最小的介入损耗下实现充分的发射拦截或干扰抑制。例如，串联陷波会出现严重的介入损耗，介入损耗进而会转换为更高的接收噪声指数、更差的线性以及更高的功率消耗。输入并联式陷波会极大地降低噪声指数(预期为3dB)，且可能需要对每个输入进行重复。并联式陷波滤波器107可方便地放置在LNA 104、105、106输出的单一求和节点上，并可优选地以电子方式进行调节，以适用于与不同频带相关联的不同拦截频率。优选地，还可对并联式陷波滤波器107进行调整，以使其抑制给定拦截的范围最大化。最后，在LNA 104、105、106输入上没有不需要的发射拦截或外部干扰信号时，并联式陷波滤波器107可方便地下电。这样可降低接收器的功率消耗，而这 在电池供电的终端应用中始终是受欢迎的。它还会清除在并联式陷波滤波器运行时在接收器噪声指数中出现的任何轻度降低。 
本发明中的衰减器108可使用串联陷波电容器安排，并允许将接收器RF增益设置为与下变频器109的线性要求相匹配的值，而不考虑最优LNA增益水平。此衰减器108可按XdB的幅度变化，其中X是由总接收器动态范围要求和AGC系统确定的数字。 
本发明的一个替代实施例的LNA 104、105、106，陷波滤波器107以及衰减器108是差分的而不是单端的。这样就为片上生成的干扰源(例如数字时钟谐波)提供了额外的抗干扰性并提高了线性(一般是3dB的优势)。 
图2显示了本发明具有单LNA输入而非多LNA输入的实施例。其他组件已在图1中描述过。此架构适合对干扰信号敏感的单频带无线应用，如GPS。 
图3示出了单端形式的并联式陷波滤波器的实施例。该实施例具有一个双谐振频率响应，藉此，带有感应器的并联电容(Cp)的谐振在较高频率侧使响应达到峰值，而带有感应器的串联电容(Cn)和并联电容(Cp)组合的谐振，在较低频率侧使创建陷波的响应为空值。一个单独的校准电路修改串联和并联电容器的值，以便将频率空值对正不需要的拦截，并将频率峰值对正或接近所需频率。幅度响应中的峰值和空值之差被指定为陷波滤波器的抑制性或选择性。 
图4示出了差分形式的并联式陷波滤波器的实施例。该实施例具有一个双谐振频率响应，藉此，带有感应器的并联电容(Cp)的谐振在较高频率侧使响应达到峰值，而带有感应器的串联电容(Cn)和并联电容(Cp)组合的谐振，在较低频率侧使创建陷波的响应为空值。一个单独的校准电路修改串联和并联电容器的值，以便将频率空值对正不需要的拦截，并将频率峰值对正或接近所需频率。幅度响应中的峰值和空值之差被指定为陷波滤波器的抑制性或选择性。 
图4显示的差分形式的并联式陷波滤波器适用于差分LNA输出，可以具有与单端相同的频率响应。 
陷波滤波器的替代实施例包括外部感应器，如图5所示。此安排允许建立两个陷波(低频带和高频带)，从而适用于双重干扰场景，如Tx拦截和处 理器时钟。其使高频带陷波较低一侧而非较高一侧的响应达到峰值，适合特定的蜂窝接收和发射器应用。 
陷波滤波器中使用的、且可与本发明任何实施例一起使用的-G(负电导)小区有时称为Q-增强电路，并使Q因数最大化，从而使陷波抑制最大化。此电路一般提供偏流和RF设备尺寸增量，此偏流和RF设备尺寸增量在校准例程(由校准电路提供)的控制下进行调整，从而将所生成的负电导水平以及所关联的电路线性最优化。 
图6示出了作为可能实施例的-G小区，其可与本发明的任何其他实施例一起使用，且基于带有交叉耦合电容反馈的NMOS差分小区。所生成的负电导的水平通过调整偏流(Ibias)和/或RF NMOS设备宽度(wn)进行修改。用于建立所需负电导量的Ibias和wn的混合通过本地控制回路或数字基带选择，以便给出不使总接收器线性降低的线性性能水平。 
图7显示了描述与本发明一特定实施例相关联的校准过程的流程图，该校准过程可用于本发明任何其他实施例。单端和双端实施例都适用。此过程一般通过系统中的微处理器进行控制，不过也可通过外部控制器实施。在陷波校准启动时，第一步是读取电容器校正值或针对制造过程错误的初始校准所生成的值，并将其应用到所需操作信道对应的Cn和Cp控制字。这样会具有将Cp和Cn值设置为接近正确的值的效果。然后，需要“安全”应用偏流(Ibias)和RF设备宽度(wn)的值，即不会使所需信道不稳定。将测试或校准信号在所需设备信道频率的情况下应用到LNA输入。此信号一般会在片上生成以便实现独立的校准步骤。调整Cp直至陷波响应开始达到幅度峰值。将测试信号重新调谐到对应的发送频率，并调整Cn直至陷波衰减达到最大值。计算所产生的陷波抑制并轮询Vmonitor信号，以便确定负G小区中的偏压对于电路线性是否最优。如果抑制和Vmonitor是指定的值，则校准完成。不过，在特定信道上进行第一次校准时，预期此过程要重复多次才能成功完成校准。 
此校准方法还可适用于例如图8或9显示的发射器或收发器。单端和双端实施例都适用。此过程一般通过系统中的微处理器进行控制，不过也可通过外部控制器实施。在陷波校准启动时，第一步是读取电容器校正值或针对制造过程错误进行初始校准所生成的值，并将其应用到操作需要的信道对应 的Cn和Cp控制字。这样会具有将Cp和Cn值设置为接近正确的值的效果。然后，需要“安全”应用偏流(Ibias)和RF设备宽度(wn)的值，即不会使所需信道不稳定。将测试或校准信号在所需发射信道频率的情况下应用到上变频器。此信号一般会在片上生成以便实现独立的校准步骤。调整Cp直至陷波响应开始达到幅度峰值。将测试信号重新调谐到对应的接收频率，并调整Cn直至陷波衰减达到最大值。计算所产生的陷波抑制并轮询Vmonitor信号以便确定负G小区中的偏压对于电路线性是否最优。如果抑制和Vmonitor是指定的值，则校准完成。不过，在特定信道上进行第一次校准时，预期此过程要重复多次才能成功完成校准。 
图8显示了本发明实施例以及发射器或收发器中典型发射器路径中的其他模块，其中该发射器或收发器包括上变频器，也称为混频器，以及PPA(功率预放大器)。此实施例中，有PPA块，如一个或多个。本发明可应用于单端和双端模式。每个单独的PPA对应硅IC上一个单独的天线输出。本发明任一实施例所描述的并联式陷波滤波器可方便地设置在PPA输入的单一求和节点上，并以电子方式进行调节以便对各种对应的接收频带中的发射器噪声进行抑制。并联式陷波滤波器还可进行调整以便使其抑制发射器噪声的范围最大化。 
发送路径中的并联式陷波滤波器具有接收器中所描述的所有优点、特性和组件。 
图9显示了本发明实施例以及典型发射器带中的其他模块，其中发射器带(transmitter strip)包括上变频器，也称为混频器，以及PPA(功率预放大器)和LO(本地振荡器)驱动。在本实施例中，并联式陷波滤波器可以是本发明任一实施例中的类型，可设置在上变频器的LO端口之前，以便对各种对应接收频带中的发射器噪声进行抑制。并联式陷波滤波器还可进行调整以使其抑制发射器噪声的范围最大化。 
在本发明任何发射器或收发器实施例中，并联式陷波滤波器可具有在电流变换函数中给出频率空值的串联电容和串联电感，该陷波滤波器中的串联电容可进行调节以便将空值调节到发射噪声。 
可选地，本发明任何发射器或收发器实施例中的并联式陷波滤波器可具有：在电流变换函数中给出频率空值和频率峰值的串联电容和并联电感和电 容，该陷波滤波器中的串联电容和并联电容可进行调节以便将空值调整到发送噪声。 
可选地，本发明任何发射器或收发器实施例中的并联式陷波滤波器可具有在电流变换函数中给出两个单独的频率空值和一个频率峰值的串联电容和串联电感和并联电容和电感方法，该陷波滤波器中的串联电容和并联电容可进行调节以便将空值和峰值分别调整到发射噪声和需要的信号。 
在本发明任何发射器或收发器实施例中，并联式陷波滤波器优选地具有负电导小区以便向并联式陷波滤波器中的感应器和/或电容器等滤波器组件提供Q因数增强。负电导小区可包括可变偏流和/或可变设备尺寸负电导生成晶体管。可变偏流可包括电流源电路中的可切换设备。 
可变设备尺寸负电导生成晶体管可包括单独切换的RF设备。 
负电导小区可包括晶体管，并可包括用于确定晶体管上电压分布并输出与此对应的直流(DC)信号的电路。 
在本发明实施例中，发射路径陷波滤波器的陷波通过在数字状态机或微处理器中运行的校准算法设置为正确的空值或峰值频率。可选地，陷波滤波器可在没有不需要的发射噪声时下电。例如，陷波滤波器可在无需抑制不需要的发射噪声时在低供电电流情况下运行，从而节约功率消耗。此外，可选地，陷波滤波器可用于提供发射噪声抑制，同时还用于确保其不会降低总发射器线性。 

Claims (28)

1.一种无线接收器，包括：
与一个或多个天线输入对应的一个或多个低噪声放大器，其中一个或多个低噪声放大器的一个或多个输出在电流输出节点上进行结合；以及
并联式陷波滤波器，与该电流输出节点相耦合或连接，用于衰减拦截和/或干扰信号，其中该并联式陷波滤波器的陷波通过在数字状态机或微处理器中运行的校准算法设置为正确的空值或峰值频率，并且该并联式陷波滤波器用于在不存在不需要的发射Tx拦截或外部干扰信号时被下电。
2.根据权利要求1所述的无线接收器，其中所述一个或多个低噪声放大器为宽带、电流输出低噪声放大器。
3.根据权利要求1或2所述的无线接收器，其中所述并联式陷波滤波器具有在电流变换函数中给出频率空值的串联电容和串联电感，该陷波滤波器中的串联电容可调节，以将该频率空值调整为拦截和/或干扰信号。
4.根据权利要求1或2所述的无线接收器，其中所述并联式陷波滤波器具有在电流变换函数中给出频率空值和频率峰值的串联电容、并联电感和并联电容，该并联式陷波滤波器中的串联电容和并联电容可调节，以将该频率空值和频率峰值分别调整到拦截和/或干扰信号，和所需信号。
5.根据权利要求1或2所述的无线接收器，其中所述并联式陷波滤波器具有在电流变换函数中给出两个单独的频率空值和一个频率峰值的串联电容、串联电感、并联电容和并联电感，该并联式陷波滤波器中的串联电容和并联电容可调节，以将各该频率空值和频率峰值分别调整到拦截和/或干扰信号，和所需信号。
6.根据权利要求1或2所述的无线接收器，其中所述并联式陷波滤波器具有负电导小区，用于向该并联式陷波滤波器中的电容和电感提供质量Q因数增强。
7.根据权利要求6所述的无线接收器，其中所述负电导小区包括可变偏流和/或可变设备尺寸负电导生成晶体管。
8.根据权利要求7所述的无线接收器，其中所述可变偏流包括电流源电路中的可切换设备。
9.根据权利要求7所述的无线接收器，其中所述可变设备尺寸负电导生成晶体管包括单独切换的射频设备。
10.根据权利要求6所述的无线接收器，其中所述负电导小区包括晶体管，以及用于确定该晶体管上的电压分布并输出对应的直流信号的电路。
11.根据权利要求1或2所述的无线接收器，还包括下变频器，所述并联式陷波滤波器设置在所述下变频器的本地振荡器端口之前。
12.根据权利要求1或2所述的无线接收器，其中所述并联式陷波滤波器在无需抑制存在的不需要的Tx拦截或外部干扰信号时在低供电电流下运行以节约功率消耗。
13.根据权利要求1或2所述的无线接收器，其中所述并联式陷波滤波器用于提供干扰信号抑制，并保持总接收器线性。
14.根据权利要求1或2所述的无线接收器，还包括被动电容式衰减器，该被动电容式衰减器设置在该低噪声放大器之后，用于设置噪声指数、线性、阻抗匹配和增益。
15.一种用于校准接收器的陷波滤波器方法，所述接收器包括低噪声放大器，以及包括电容和负电导小区的可调节、并联式陷波滤波器，其特征在于，所述方法包括：
步骤1：读取电容器校正值并将其应用到并联式陷波滤波器的串联电容和并联电容的控制字；
步骤2：将负电导小区的偏流和射频RF设备宽度控制字设置为确保稳定运行的初值；
步骤3：将校准信号在所需接收信道频率下应用到低噪声放大器LNA输入并调整并联电容的值，直至陷频响应达到幅度峰值；
步骤4：将测试信号重新调谐到对应的发射频率，并调整串联电容的值直至陷波衰减达到最大值；
步骤5：计算所产生的陷波抑制并轮询Vmonitor信号以确定负电导-G块中的偏压对于电路线性是否最优。
16.一种用于校准发射器的陷波滤波器方法，所述发射器包括功率预放大器、上变频器，以及包括电容器和负电导小区的并联式陷波滤波器，其特征在于，所述方法包括：
步骤1：读取电容器校正值并将其应用到并联式陷波滤波器的串联电容和并联电容的控制字；
步骤2：将负电导小区的偏流和射频RF设备宽度控制字设置为确保稳定运行的初值；
步骤3：通过上变频器在所需发送信道频率下应用校准信号，并调整并联电容的值直至陷频响应达到幅度峰值；
步骤4：将测试信号重新调谐到对应的接收频率，并调整串联电容的值直至陷波衰减达到最大值；
步骤5：计算所产生的陷波抑制并轮询Vmonitor信号以确定负电导-G块中的偏压对于电路线性是否最优。
17.一种无线发射器，其特征在于，包括一个或多个功率放大器和并联式陷波滤波器，其中：
所述并联式陷波滤波器与所述一个或多个功率放大器的输入的单一求和节点相连接，所述并联式陷波滤波器用于衰减对应接收器频带中的发射噪声和/或清除杂散频率分量，所述并联式陷波滤波器的陷波通过在数字状态机或微处理器中运行的校准算法设置为正确的空值或峰值频率，并且所述陷波滤波器在没有衰减发射噪声或杂散频率分量的要求时被下电。
18.根据权利要求17所述的无线发射器，其中所述并联式陷波滤波器具有在电流变换函数中给出频率空值的串联电容和串联电感，该陷波滤波器中的串联电容可调节，以使所述频率空值可调节。
19.根据权利要求17所述的无线发射器，其中所述并联式陷波滤波器具有在电流变换函数中给出频率空值和频率峰值的串联电容、并联电感和并联电容，该陷波滤波器中的串联电容和并联电容可调节，以使所述频率空值和所述频率峰值可调节。
20.根据权利要求17所述的无线发射器，其中所述并联式陷波滤波器具有在电流变换函数中给出两个单独的频率空值和一个频率峰值的串联电容、串联电感、并联电容和并联电感，该串联电容和并联电容可调节，以使所述频率空值和所述频率峰值可调节。
21.根据权利要求18–20任一项所述的无线发射器，其中所述并联式陷波滤波器还包括负电导小区，用于向所述并联式陷波滤波器中的电容和电感提供质量Q因数增强。
22.根据权利要求21所述的无线发射器，其中所述负电导小区包括可变偏流和/或可变设备尺寸负电导生成晶体管。
23.根据权利要求22所述的无线发射器，其中所述可变偏流包括电流源电路中的可切换设备。
24.根据权利要求22所述的无线发射器，其中所述可变设备尺寸负电导生成晶体管包括单独切换的射频RF设备。
25.根据权利要求21所述的无线发射器，其中所述负电导小区包括晶体管，以及用于确定晶体管上的电压分布并输出对应的直流DC信号的电路。
26.根据权利要求18–20中任一项所述的无线发射器，还包括上变频器，所述并联式陷波滤波器设置在所述上变频器的本地振荡器端口之前。
27.根据权利要求18–20中任一项所述的无线发射器，其中所述陷波滤波器适合在无需最大化抑制存在的不需要的发射噪声时在低供电电流下运行以节约功率消耗。
28.根据权利要求18–20中任一项所述的无线发射器，其中所述陷波滤波器用于提供发射噪声抑制，并保持总发射器线性。
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