CN102835021B - 处理直流电动机的电动机变量 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种处理用于机动车辆的致动装置(1)的直流电动机(2)的至少一个电机变量(I_a,U_m)的方法，所述直流电动机是由一个车载电气系统直流电压(U_B)供电的，在该方法中对该直流电动机(2)的电枢电流(I_a)以及电机电压(U_m)进行检测并且通过对在电枢电流(I_a)的时间特征曲线内包含的电流波纹(R_n)进行计数而从该电枢电流(I_a)的时间特征曲线确定一个致动元件(3)的致动位置。在初始阶段(10)期间，随时间(t)的推移而上升的电枢电流(I_a)是由一个函数复制的，该函数是从电机电压(U_m1,2)以及该电枢电流(I_a1,2)的多对值(U_m1,2、I_a1,2)确定的，这些值是在一个时间间隔(Δt_1,2)内检测的。从这一点而言，在以后的时间点(t₃)可以预计的该电枢电流(I_a)的一个电流值(I_x)从其用外推法求得，其中，在以后的时间点(t₃)检测的电枢电流(I_a)与外推的电枢电流(I_x)之间存在偏差(ΔI_ax)的情况下，启动波纹计数用于检测电流波纹(R_n)，具体而言是启动在将该直流电动机(2)运行期间产生的第一电流波纹(R₁)。

Description

处理直流电动机的电动机变量

本发明涉及一种处理用于机动车辆的致动装置的直流电动机的至少一个电机变量的方法，在该方法中对电枢电流以及电机电压进行检测并且通过对在电枢电流的时间特征曲线内包含的电流波纹进行计数而从该电枢电流的时间特征曲线确定一个致动元件的致动位置。本发明还涉及根据所述方法运行的一种致动装置。

许多机动的致动装置通常出现在现代的机动车辆中。这种致动装置例如是电动摇窗开关、电动座椅调节系统或用于车门、行李箱盖、敞篷车辆的滑动顶盖或顶部的机动调节装置。

作为这种致动装置的致动过程的一部分，必须准确地接近一个所希望的末端位置。为此，精确地知道致动装置的致动位置是必须的。此外,知道当前的致动位置或变量通常也是必须的用于陷俘实例的可靠识别，这些变量可以从所述当前致动位置导出，比如致动速度(电机转速)、致动方向(电机转动的方向)或所覆盖的致动路径(调整路径)。

上述的这种致动装置通常是由一个机械的换向直流电动机(换向器电动机)运行。在这种致动装置中，可以通过对所谓的电动机或电枢电流波纹进行计数来确定致动位置。在这种情况下，由直流电动机的换向引起的特征波纹被称为电流波纹，即电动机或电枢电流的周期性脉冲式波动。在电动机或电枢电流信号中包含的电流波纹以与换向器的叠片数量相对应的频率发生，从而对该电流波纹进行计数提供了该电枢(转子)的当前(瞬时)转动位置以及因此关于致动元件在所述制动元件的预定调整路径中的瞬时转动位置的可靠信息，该致动元件是由直流电动机驱动的。

然而，在典型的致动过程的整个持续时间上无误地对电流波纹进行计数一般是不可能的。因此，典型的致动过程被分解成一个初始启动阶段(启动阶段)以及一个随后的均衡阶段(稳定阶段)以及一个空转阶段以及一个随后的刹车阶段。众所周知，初始阶段是在驾驶阶段之前，在初始阶段已经向直流电动机或所述直流电动机的电枢绕组供应了电流但是电枢(转子)还没有动(即还没有转动)并且因此直流电动机是静止的。

在启动阶段期间，电动机速度设定在一个稳定的最终速度。在随后的均衡阶段期间，这个最终速度并且因此同样电流波纹的频率是近似恒定的。空转阶段是由换向器电动机接地的两个连接启动，用于结束该致动过程。在这种情况下，空转阶段延伸至这种切换过程期间，包括一个开关相关的反弹阶段，并且典型地持续大约3ms至4ms。由于此切换过程，在电动机的致动速度基本不变的情况下，没有电枢电流(电动机电流)或一种非常难以复制的电枢电流(电动机电流)在空转阶段流动。两个电动机触点一稳定地接地，空转阶段就转换至随后的刹车阶段。在刹车阶段，经由接地短路的电动机作为一个发电机运行并且由以此方式生成的环行电流制动。

然而随时间的推移可以比较可靠地使用电枢电流信号的电流波纹，用于在启动阶段内特别地在随后的均衡阶段内的位置确定，当电动机或所述电动机的致动器开始转动(移动)，在启动阶段的开始确定第一(可检测的)电流波纹存在问题。这进而可导致波纹计数器开始波纹计数太晚或没有考虑第一初始电流波纹中的一个。这导致了不希望的计数错误并且在所确定的致动元件的实际位置的致动位置中导致了本来要避免的偏差。

本发明的目的是改进处理用于机动车辆的致动装置的直流电动机的至少一个电动机变量，具体而言是电枢电流(电动机电流)，该直流电动机是由一个车载电气系统直流电压供电的。在这种情况下，具体而言目的是改进电流波纹的检测以及评估。

本发明从一种方法开始，在该方法中对直流电动机的电枢电流以及电机电压进行检测并且通过对在电枢电流的时间特征曲线内包含的电流波纹进行计数而从该电枢电流的时间特征曲线确定一个致动元件的致动位置。

关于一种处理用于机动车辆的致动装置的直流电动机的至少一个电动机变量的方法，该直流电动机由一个车载电气系统直流电压供电，所述目标是根据本发明通过权利要求1的特征实现的。在所述权利要求中，假设在已经向静止的直流电动机供应电流的初始阶段期间，随着时间而增加的电枢电流是由电机电压以及电枢电流的多对值确定的一个函数映射的，这些值是在一个时间间隔内检测的。在以后的时间可以预计的电枢电流的一个电流值从其用外推法求得。在电枢电流与该外推的(电枢电流)值存在偏差情况下，该偏差可以在以后的时间检测，将一个波纹计数启动用于检测电流波纹。理想地将该计数器与启动阶段一起启动，即当直流电动机启动并且产生第一电流波纹时。

在这种情况下，术语“电动机变量”总体上指代电动机或电枢电流的任意希望的电流强度或电压变量，该电动机或电枢电流允许得出致动装置的运行状态的结论，具体而言是电流波纹的计数。该电动机变量优选地还是所谓的反电动势(E)。此外，电枢绕组的绕组电阻(电枢绕组电阻R_a)以及电枢绕组电感(L_a)以及因此电动机电压(L_a·dl_a/dt)的自感元件也被用作电动机变量。

本发明出自以下考虑：第一，在已经向仍然静止的直流电动机供应电流的初始阶段，电枢电流随着时间至少近似线性地增加；并且第二，在初始阶段期间，由于直流电动机的电枢还未移动，反电动势(E)等于零。因此，随着时间线性地增加的电枢电流的梯度可以从直流电动机的电气方程式根据关系U_m＝R_a·I_a+L_a·dl_a/dt+E而确定，其中根据已在电流的线性增加的时间间隔中测量的两个电流以及电压值，E＝0。进而，可以将梯度用于计算在以后的时间可以预计的电枢电流的一个电流值，如果在这个以后的时间，该直流电动机保持静止并且相应地自感以及因此反电动势依然是零(E＝0)。然而，如果预计的电流值偏离于在同一时间所测量的电流值，并且因此偏离实际的电流值，在这个以后的时间，可以假定在这个后来的时间电动机已经移动，这导致反电动不同于零(E≠0)。

为了考虑公差以及测量误差，有利的是在后来的时间确定的电流值与电枢电流的实际电流值的偏差同一个(可预先定义的)参考值或阀值比较，该偏差是当电动机静止时所预计的。在这种情况下，理想地以这种方式定义阀值从而使得电动机真实地移动或电枢真实地转动，但是所预计的第一电流波纹依然没有发生。如果真实的电枢电流与所外推的电流值的偏差(差异)超过了这个阀值，则这个准则可用于初始化波纹计数。这保证了已经识别了第一电流波纹并且避免了由于第一电流波纹或随后的电流波纹而导致的没有被识别的计数错误。

众所周知，可以根据直流电动机的电气方程式计算电枢的绕组电阻以及绕组电感，例如作为根据电枢电流以及电枢电压的两个时间偏移量测量在合适的时间间隔期间的电枢电流的时间特征曲线的参考测量的一部分。如果这些电动机变量是已知的，则可以可靠地计算所预计的电流值。这个预计的电流值用于同电枢电流值比较，该预计的电流值实际上是在以后的时间检测的。因此，以一种合适的方式从两对值确定第一电枢绕组电阻以及第二电枢绕组电感，这两对值是在电动机电压以及电枢电流的时间间隔内检测的。这些变量(电枢绕组电阻以及电枢绕组电感)则用于在后来的时间确定外推的电枢电流。

为了尽可能地在初始阶段或恒定运行或均衡阶段期间准确地并且没有干扰地确定电流波纹，将电枢电流供应至一个可控频率滤波器，该滤波器根据所检测的电流波纹产生一个与转速成比例的输出信号。为此，将一个控制信号以及一个滤波输入信号供应至该频率滤波器，该控制信号是从该直流电动机的反电动势(E≠0)确定的，而该滤波输入信号是从该电枢电流信号以及该电动机电压得出的。在这种情况下，该反电动势理想地是从该电动机电压以及该电枢电流和电枢电阻的乘积确定的。

电动机电压理想地用低通特性的滤波器加权并且从其得出一个校正信号。滤波信号是从电枢电流信号以及电动机电压的校正信号之间的差异产生的。此外，将一个低通滤波控制信号方便地供应至可控频率滤波器。

根据本发明的另一个方面，通过一个脉宽调制信号(PWM信号)致动该直流电动机，将其占空比设置为在该车载电气系统直流电压中的电压波动的一个函数。其结果是，可以将该车辆的车载电气系统或电池电压中的电压波动过滤掉，否则这些波动还会反映在(所测量的)电枢电流信号中。这种电压波动可以存在于电流波纹频率的频率范围内，并且这会导致计数错误。PWM信号的采样频率方便地在20kHz的范围内，这对应于T_PWM＝50μs的PWM信号的周期持续时间。

在这种电压过滤的有利改进中，PWM信号的固定占空比是基于参考电压以及滤波电压之间的比率确定的。在这种情况下，滤波电压对应额定车载电气系统直流电压，该直流电压没有电压波动。该占空比根据当前的车载电气系统直流电压与该滤波电压之间的偏差以一个比较低或比较高的电压值而增加或减少。例如，如果用额定车载电气系统直流电压设置70％的占空比，则在电压波动至低于额定车载电气系统直流电压的一个电压值的情况下，占空比实际上是实时增加的，例如，增加至80％，。类似地，在额定车载电气系统直流电压中的偏差降低至超过额定车载电气系统电压的一个电压值的情况下，占空比实际上又实时地降低至例如，50％或60％。

根据本发明，所述目标是通过机动车辆的致动装置额外地实现的，该致动装置具有一个由车载电气系统直流电压供电的机械式换向直流电动机，并且具有一个用于致动直流电动机的控制单元。在这种情况下，设计该控制单元执行上述的方法，即以程序和/或电路的形式设计。提供用于执行该方法的控制单元和/或功能模块(块)优选地由一个微处理器(微控制器)形成。

在致动装置的合适改进中，在每种情况下直流电动机连接至两个电桥通路之间的一个电桥电路(H桥)上，这两个电桥通路具有一个高电势侧半导体开关以及一个低电势侧半导体开关的。所述半导体开关的控制输入端连接到控制单元或微控制器并且由所述控制单元或微控制器通过具有占空比的PWM信号致动，该占空比随着电池或车载电气系统直流电压的电压波动而变化。将控制单元或微控制器设计或编程首先用于计算(具体而言通过外推)一个电流值，该电流值是在直流电动机的启动阶段的一个特定时间处预计的，向该直流电动机供应了电流但其仍然静止。第二，将控制单元或微控制器设计或编程用于通过适当地改变PWM信号的占空比来过滤出车载电气系统电压的电压波动，从而使得直流电动机实际上以一个恒定的供应电压(工作电压)致动并且运行，这个恒定的供应电压没有干扰和波动。

将参照附图在下面更详细地解释本发明的示例性实施方案，其中：

图1示意性地示出了在一个方框图中用于处理直流电动机的电动机变量的具有一个控制单元的致动装置的功能块，

图2示出了在初始阶段以及在启动阶段的开始直流电动机随着时间改变的电枢电流以及电枢电压的一个典型特征曲线的示意图，

图3示出了随着时间改变的一个波动的电动机电压信号以及一个相关联的电枢电流信号的另一个图，

图4示出了根据图3的未过滤的电动机电压信号以及一个过滤的电动机电压信号的一个图，

图5示出了随着时间改变的具有固定占空比的一个PWM信号的一个图，

图6示出了根据图5的具有变化的占空比的PWM信号的一个图，以及

图7示出了输入至控制单元的滤波输入信号以及从控制单元输出的滤波输出信号的特征曲线的一个电流/时间图。

在所有的图中相应的部件以及变量配备有相同的参考符号。

图1所示的方框图代表一种方法以及一种致动装置1的功能，该方法及致动装置用于确定由于所述直流电动机被换向而导致的机械式换向直流电动机2的电枢电流信号I_a中产生的电流波纹。用电池或称作操作直流电压的车载电气系统直流电压U_B为直流电动机2供电。将电流波纹叠加在直流电动机2的直流信号上作为一个交流信号元件。由于直流电动机2的换向器的叠片数量是已知的，电动机转速以及电动机电枢的位置(电枢位置)可以从每单位时间的电流波纹数量确定。

电枢位置又对应于机动车辆的由直流电动机2驱动的致动元件3的位置。因此，例如，可以使用相对简单的手段精确地确定可以通过作为致动装置1的摇窗驱动自动地调节的车窗的窗户位置，因为机动车辆的致动元件3沿着上部关闭位置以及下部打开位置之间的调节路径。在这种情况下，致动装置1包括通过致动机构4连接到车窗3上的直流电动机3，其方式为使得所述车窗可以在致动区域(调整路径)5之内在打开位置以及关闭位置之间移动。

致动机构4包括一个驱动轴6，该驱动轴连接到直流电动机2的称作转子的电枢上，并且该驱动轴通过齿轮机构7作用在车窗3上。该致动装置1还包括一个由微控制器形成或包括微控制器的控制单元8。控制单元8作用在H桥的四个半导体开关T₁至T₄上，该H桥作为降压转换器而运行并且具有两个桥路，每个桥路具有高电势侧(+U_B)半导体开关T₁、T₃以及一个低电势侧(接地M)半导体开关T₂、T₄。直流电动机2在桥路之间连接，并且在半导体开关T₁和T₂以及也在T₃和T₄之间通过其电动机连接而连接。工作电压U_B是机动车辆的电池或车载电气系统直流电压。

将电动机的测量值I_a以及U_m或电枢电流强度I_a或电动机电压U_m以及工作电压U_B或一个与其成比例的测量值供应至控制单元8的输入端。控制程序是通过控制单元8或其微处理器9中的软件实现的。控制单元8包含多个功能块，在下面更详细地描述了这些功能块。微控制器9的控制程序首先通过切换半导体开关T₁切换至T₄而致动直流电动机2来用于执行致动过程，其结果是车窗3在打开或关闭位置的方向上移动。为此，微处理器9产生一个脉宽调制的控制信号(PWM信号)S_PWM，该控制信号根据直流电动机2的转动方向而供应给高电势侧半导体开关T₁或T₃而低电势侧半导体开关T₂或T₄由微处理器9连接。

直流电动机2中的电动机电枢在直流电动机2的运行期间在所述直流电动机的定子磁场内转动。其结果是，将同样称作反电动势E的电压在电动机运行期间在电枢绕组(电枢线圈)中根据发电机原理进行感应，所述电压根据工作电压U_B以及因此相对的电枢电流I_a具有极性。反电动势E与电枢或电动机转速是线性相关的并且当电枢电流I_a的方向反向时致使电动作为一个发电机而机运行并且从而可以用于对直流电动机2制动。

当直流电动机2静止时并且因此也是在初始阶段，已经向直流电动机2或其电枢绕组供应了电流，反电动势E等于零(E＝0)。直流电动机2的电枢绕组的电枢绕组电阻R_a是比较地小，并且从而电枢电流I_a至少大约线性地增加至一个特定的电流值，并且在这种情况下至少在一个特定的时间间隔Δt＝t₂–t₁内，在初始阶段期间当电动机电枢还没有转动时。在时间间隔Δt内在初始阶段期间在图2中示出了电枢电流I_a中的这种增加。

为了处理相关的电动机变量，具体而言是电枢电流，为了可靠地检测并且滤波并且计数包含在电枢电流I_a中(在电枢电流或电枢电流信号的时间特征曲线中)的电流波纹，为了尽可能精确地确定驱动直流电动机2的电动机电枢的转动位置并且尽可能精确地确定致动元件3(车窗)位置，使用了以下方程式(1)，所述方程式示出了直流电动机2的数学模型：

$U_m=R_a\·I_a+L_a\·\frac{{\mathrm{dI}}_a}{\mathrm{dt}}+E---\left(1\right)$

在所述方程式中，术语L_a·dI_a/dt表示自感电压并且术语E表示反电动势，其中是L_a绕组电感并且R_a是电枢绕组的绕组电阻。U_m以及I_a是所测量的电动机电压以及对应地所测量的电枢电流。

电枢电流I_a在初始阶段10期间随时间的推移线性地增加，这在图2中展示。电动机电压U_m也在初始阶段10线性地增加。在初始阶段10期间可以确定(计算)在展示的时间间隔Δt_1,2内是线性的电枢电流I_a的梯度，在该阶段期间在每种情况下在所述的展示的时间间隔Δt_1,2中在时间t₁以及t₂处可以检测一对值U_m1(t₁)、I_a1(t₁)以及U_m2(t₂)、I_a2(t₂)。这种计算是根据方程式(1)通过微处理器9以及因此通过控制单元8确定的(计算的)。因为在初始阶段10已经供应了电流，在该阶段中直流电动机2或其电枢仍然是静止的，反电动势E等于零(E＝0)，这给出了以下关系(方程式)：

$U_{m1}=R_a\·I_{a1}+L_a\·\frac{{\mathrm{dI}}_{a1}}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

$U_{m2}=R_a\·I_{a2}+L_a\·\frac{{\mathrm{dI}}_{a2}}{\mathrm{dt}}---\left(3\right)$

$\frac{{\mathrm{dI}}_{a1}}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{dI}}_{a2}}{\mathrm{dt}}=\frac{I_{a2}-I_{a1}}{t_2-t_1}$

$\left(4\right)$

U_m2-U_m1＝R_a·(I_a2-I_a1)    (5)

$R_a=\frac{(U_{m2}-U_{m1})}{(I_{a2}-I_{a1})}---\left(6\right)$

$L_a=\frac{U_{m2}-R_a\·I_{a2}}{\left(\frac{I_{a2}-I_{a1}}{t_2-t_1}\right)}---\left(7\right)$

$\frac{{\mathrm{dI}}_a}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_a}\{U_m-R_a\left(\mathrm{\θ}\right)\·I_a-E\}---\left(8\right)$

在这种情况下，第一波纹R₁(图2)可以通过看方程式(8)识别。这是直流电动机2在初始阶段10后移动并且相应地反电动势不等于零(E≠0)的结果。由于电枢绕组的绕组电阻R_a额外地依赖直流电动机2的电枢位置或转子位置，这两个效应影响电枢电流I_a的变化。在这种情况下，可以假定第一电流波纹R₁在启动阶段11当图2中所指示的电流变化ΔI_ax已经到达或超过一个特定的阀值I_s(ΔI_ax≥I_S)时发生。

ΔI_ax值是在初始阶段10后在时间t₃的瞬时(所测量的)电枢电流I_a(t₃)与电流值I_x的偏差，该电流值是在时间t₃预计的并且根据以下关系(方程式)推导。为此，当E＝0时，方程式(1)至(7)给出了以下内容：

$\frac{L_a(I_x-I_{a\mathrm{1,2}})}{(t_3-t_{\mathrm{1,2}})}=U_x-R_a\·I_x---\left(9\right)$

(t₃-t_1,2)＝Δt        (10)

$I_x\left(t_3\right)=\frac{U_x\·\mathrm{\Δt}/L_a+I_{a\mathrm{1,2}}}{1+\frac{\mathrm{\Δt}\·R_a}{L_a}}---\left(11\right)$

ΔI_ax＝I_x(t₃)-I_a(t₃)       (12)

如果控制装置8或微处理器9计算出的ΔI_ax值大于或等于特定的(预先定义的)阀值I_S，则可以假定在时间t₄预计的最小值将跟随有一个电枢电流最大值I_a，该电枢电流最大值将第一电流波纹R₁特征化。

将所测量的电枢电流I_a以及所测量的电动机电压U_m供应至一个功能或程序模块12(图1)，该功能或程序模块用于根据方程式(1)至(12)识别第一电流波纹R₁并且确定参数。当已经识别到或检测到第一电流波纹R₁时，这个功能模块12供应一个触发信号S_T至微处理器9。功能模块12另外启动波纹计数器13，将所确定的电动机变量R_a(电枢绕组电阻)以及L_a(电枢绕组电感)供应至该波纹计数器。当近似的电流值I_x偏离于电枢电流I_a时，将波纹计数器13相应地启动并且触发微处理器9，该电枢电流I_a在同一时间t₃测量的并且这个偏差ΔI_ax超过了预先定义的阀值I_S。然后波纹计数器13对包含在电枢电流信号I_a中并且在启动阶段11以及随后的均衡阶段检测的电流波纹R_n进行计数。微处理器9或控制单元8从所述电流波纹确定直流电动机2的转速n或转动速率和/或致动元件(车窗)3的当前致动位置。

也可以将霍尔信号S_H1,2(图3)供应至微处理器9或控制装置8用于确定直流电动机2或致动元件(车窗)3的转速、转动方向和/或位置。为此，霍尔传感器14与固定在电枢或轴上并且位于直流电动机2的驱动或电枢轴6上的环形磁铁15相互作用。

电动机变量U_B、U_m以及I_a的处理的又一方面根据图3至6描述。这个方面反映了以下情形：直流电动机2的工作电压(电池或车载电气系统直流电压)U_B受到电压中的操作相关的波动的影响。根据微处理器9处理的电压信号(工作电压)U_B在图3和4中展示这种情形。工作电压U_B中的这些波动也将在电枢电流I_a中反映，根据图3的图中所展示。如果电压波动在电流波纹R_n的频率范围内，则这使得更难精确地对电流波纹进行确定并计数R_n或防止这种情形。

因此下面更详细描述的测量目的是消除这种电压波动并且为此相应地过滤工作电U_B压从而给直流电动机2提供免于波动以及干扰的工作电压U_Bf。因此，本发明的这个方面使得可以通过PWM信号S_PWM来致动直流电动机2并且将其占空比t_on/T_PWM设置为工作电压U_B中的电压波动的函数，即有待改变的所谓的占空因数或占空比。

为此，应当从一开始假定参考电压U_R以及车载电气系统或电池直流电压(在随后的整个文本中称作操作电压U_B)之间的比率是70％，在这种情况下，工作电压U_B等于过滤的工作电压U_Bf。使用占空比，t_on＝0.7·T_PWM。因此，t_on＝U_R/U_Bf·T_PWM。如果电流(瞬时)工作电压U_B不等于过滤的工作电压U_Bf，则占空比t_on/T_PMW根据偏差而增加或降低。以下关系在这种情况下适用：

$t_{\mathrm{on}1}=\frac{U_{\mathrm{Bf}}}{U_{\mathrm{inst}}}\·t_{\mathrm{on}}=\frac{U_{\mathrm{Bf}}}{U_{\mathrm{Bf}}}\·\frac{U_R}{U_{R1}}\·T_{\mathrm{PWM}}---\left(13\right)$

$t_{\mathrm{on}1}=\frac{U_R}{U_{\mathrm{inst}}}\·T_{\mathrm{PWM}}---\left(14\right)$

在这种情况下，U_Bf是过滤的工作电压，U_R是参考电压并且U_inst是参考电压U_R与一个相对大或相对小的电压值的电流电压偏离。在这种情况下，根据方程式(14)的关系对U_R≤U_Bf有效。

在图5中展示在额定工作电压处U_B＝U_Bf的占空比t_on/T_PWM，其中t_on＝0.7·T_PWM。图6示出了从该额定占空比t_on/T_PWM＝70％变化的一个占空比，例如，t_on1/T_PWM’＝80％以及t_on2/T_PWM＝60％。相对于额定占空比(70％)减少的占空比60％补偿一个瞬时电压波动至一个电压值，例如，13V，这个电压值相比于额定工作电压U_B更大，例如12V。占空比增加至80％将会类似地补偿电压偏离至一个更小的电压值，例如11V。

由于采样频率f_s＝1/t_s以合适的方式被设置为20kHz并且因此采样时间t_s或周期持续时间T_PWM设置为50μs，PWM信号S_PWM的占空比实际上是按照电压波动实时调整的，这导致工作电压U_B的相应地精确过滤并且因此导致相应地无波动(过滤的)的工作电压U_Bf。这进而导致电枢电流I_a也几乎免受波动，这最终导致所述电枢电流所包含的电流波纹R_n的精确识别以及计数。

处理电动机变量I_a以及U_m的又一方面是适当地过滤电枢电流I_a从而对所述电枢电流所包含的电流波纹R_n进行尽可能没有错误的计数并且因此获得与转速成比例的相应精确的输出信号。为此，控制单元8包括一个优选地处于可调带通形式作为又一功能模块的可调频率滤波器16。可调带通的频率f_BW是由以下关系确定的：

f_BW＝n＝k·E      (15),其中

E＝U_m＝R_a·I_a      (16)

在这种情况下，n是直流电动机2的转速。可以通过WO2010/028736 A2中描述的方程使用方程式(1)确定电枢电流特征曲线I_a，在此可以参考根据WO 2010/028736 A2的第9和10页上的方程式(4)至(7)的数学偏差。

因此，可以确定供应至频率滤波器16的信号输入端的滤波输入信号I_f。为此，包括乘法器18并且包括减法阶段(减法器)19的功能模块17被安排为在频率滤波器16的信号输入端的上游。将所检测到的电枢电流信号I_a直接供应至减法器19并且经由乘法器18将电动机电压U_m供应至减法器19，其中所测量的电动机电压U_m是由以下因子加权的

$A=\frac{1/R_a}{(1+{\mathrm{sL}}_a/R_a)}.$

这个术语对应一阶的低通或低通功能并且因此形成一个低通特征因子A。在减法器19中从所检测到的电枢电流信号I_a减去加权的信号A·U_m。将图7中示出的典型特征曲线的差分信号供应至频率滤波器16作为滤波输入信号I_f。

供应至滤波器模块16的控制输入端以确定其频率或设置其极限或中心频率的有益或控制信号S’_f(反电动势信号)是通过计算在又一功能模块中的差异确定，同样地将电枢电流信号I_a以及电动机电压U_m供应至所述又一功能模块。所述功能模块又包括一个减法阶段(减法器)20。在每种情况下提供了乘法器21、22用于根据关系S_f＝f_BW＝n·p＝k·E以及S_f＝p/k·U_m-p/k·R_a·I_a将电动机电压U_m乘以因子p/K并且电枢电流信号I_a也乘以因子p/K和p/k·R_a。在这种情况下，p是直流电动机2的极数(换向器的叠片以及插槽的数量)。将信号S_f供应至在其输出端提供控制信号S’_f的低通滤波器23将这种低通滤波的控制信号S’_f供应至滤波器模块16的控制输入端。由于频率滤波所产生的输出信号(波纹信号)I_r可以在滤波器模块16的控制输出端分接并且与转速成比例，同样地在图7示出。

由于电动机电压U_m包含在滤波输入信号I_f中并且因此包括在滤波器模块16的滤波操作中，提高了在所谓的波纹计数期间波纹计数的准确度。为此，用于将输出信号I_r数字化的数字化模块24连接到滤波器模块16的下游。可以从其分接与致动元件3的(相对的)位置关联的信息的数字化模块24在输出端连接至波纹计数器13或其构成部分。

将电动机电压U_m首先合并或考虑在滤波器模块16的滤波器输入信号I_f中并且其次结合或考虑在控制信号S_f考虑了与开关或连接状态或反映在电动机电压U_m中的其他电动机干扰影响相关的重要信息。有用或控制信号S_f的额外低通滤波防止了带通滤波器16的滤波器频率的错误调谐，因此实际上也检测了任何现存的电流波纹R_n。这种低通滤波平滑了控制信号S_f的控制频率并且使带通滤波器16的滤波功能稳定。

功能模块16至24以及还有12和13特别地以软件模块以及因此软件的功能组成部分的形式实现，该软件是在控制器8或在微控制器9中执行的。在这种情况下，功能模块16至24还有12和13的所有或只有某些可以在微控制器9中作为软件执行，而剩余的功能模块则在控制单元8的软件中实现。

参考符号列表

1     致动装置

2     直流电动机

3     致动元件/车窗

4     致动机构

5     致动区域/调整路径

6     驱动轴

7     齿轮机构

8     控制装置

9     微处理器

10    初始阶段

11    启动阶段

12    功能模块

13    波纹计数器

14    霍尔传感器

15    环形磁铁

16    频率滤波器/带通

17    功能模块

18    乘法器

19    减法器

20    减法器

21    乘法器

22    乘法器

23    低通滤波器

24    数字化模块

I_a    电枢电流

I_f    滤波输入信号

I_r    输出/波纹信号

R₁    第一电流波纹

R_n    电流波纹

S_f    控制/有效信号

S’_f  控制信号

S_H1,2 霍尔信号

S_PWM  PWM信号

S_T    触发信号

T_1-4  半导体开关

U_B    工作电压

U_m    电动机电压

Claims (10)

1.一种处理用于机动车辆的致动装置(1)的机械式换向直流电动机(2)的至少一个电机变量(I_a,U_m)的方法，该机械式换向直流电动机是由一个车载电气系统直流电压(U_B)供电的，在该方法中对该直流电动机(2)的电枢电流(I_a)以及电机电压(U_m)进行检测并且通过对在电枢电流(I_a)的时间特征曲线(I_a(t))内包含的电流波纹(R_n)进行计数从而从该电枢电流(I_a)的时间特征曲线(I_a(t))确定一个致动元件(3)的致动位置，

-其中，在初始阶段(10)，在该初始阶段向该静止的直流电动机(2)供应电流，随时间(t)的推移而增加的电枢电流(I_a)的理论值是由一个函数映射的，该函数是通过电机电压(U_m1,2)以及电枢电流(I_a1,2)的多对值(U_m1,2,I_a1,2)确定的，这些值是在一个时间间隔(Δt_1,2)内检测的，并且在以后的时间(t₃)可以预计的该电枢电流(I_a)的一个理论值从所述函数中用外推法求得，并且

-其中，在在以后的时间(t₃)检测的该电枢电流(I_a)与该外推的理论值具有偏差(ΔI_ax)的情况下，开始波纹计数用于检测电流波纹(R_n)。

2.如权利要求1所述的方法，在该方法中电枢绕组电阻(R_a)以及电枢绕组电感(L_a)由电机电压(U_m1,2)以及电枢电流(I_a1,2)的两对值(U_m1,2,I_a1,2)确定用于在以后的时间(t₃)确定外推的理论值，这些值是在时间间隔(Δt_1,2)内检测的。

3.如权利要求1或2所述的方法，

-其中，在初始阶段(10)之后的启动和/或恒定运行阶段(11)，将该电枢电流(I_a)供应给一个产生输出信号(I_r)的可控频率滤波器(16)，该电枢电流与转速成比例，并且

-其中将一个控制信号(S’_f)以及一个滤波输入信号(I_f)供应至该频率滤波器(16)，该控制信号是从该直流电动机(3)的反电动势(E)确定的，而该滤波输入信号是从该电枢电流信号(I_a)以及该电机电压(U_m)得出的。

4.如权利要求3所述的方法，其中该反电动势(E)是从该电机电压(U_m)以及该电枢电流(I_a)和电枢绕组电阻(R_a)的乘积确定的。

5.如权利要求3所述的方法，其中将一个低通滤波控制信号(S’_f)供应至该可控频率滤波器(16)。

6.如权利要求1或2所述的方法，其中通过一个脉宽调制信号(S_PWM)致动该直流电动机(2)，将其占空比(t_on/T_PWM)设置为在该车载电气系统直流电压(U_B)中的电压波动的函数。

7.如权利要求6所述的方法，

-其中根据一个参考电压(U_R)与一个滤波电压(U_Bf)之间的比率对该脉宽调制信号(S_PWM)的一个固定占空比(t_on/T_PWM)进行设置，

-其中该滤波电压(U_Bf)对应于额定车载电气系统电压(U_B)，并且

-其中该占空比(t_on1、2/T_PWM)根据当前电流车载电气系统直流电压(U_inst)与该滤波电压(U_Bf)之间的偏差而增加或减少。

8.一种用于机动车辆的致动装置(1)，该致动装置具有一个由车载电气系统直流电压(U_B)供电的机械式换向直流电动机(2)，并且具有一个用于致动该直流电动机(2)的控制单元(8、9)，该控制单元被设计以执行权利要求1至7之一所述的方法。

9.如权利要求8所述的致动装置(1)，在该致动装置中该直流电动机(2)连接至一个电桥电路上，该电桥电路作为一个降压转换器而运行并具有两个电桥通路，每个电桥通路具有一个高电势侧半导体开关(T₁,T₃)以及一个低电势侧半导体开关(T₂,T₄)，所述半导体开关在控制输入端连接到该控制单元(8,9)上。

10.如权利要求9所述的致动装置(1)，在该致动装置中该控制单元(8)包括一个微处理器(9)以及一个波纹计数器(13)，该波纹计数器与所述微处理器相关联并且以第一电流波纹(R₁)开始。