CN102790978B - 一种gsm系统中的信号校正方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种GSM系统中的信号校正方法及装置，该方法通过确定样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，并确定每个最小值的位置前向数字信号和反馈数字信号的概周期，根据每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值对应的系统时延估计值，选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，从而进行校正。采用基于本发明实施例的数字预失真训练样本数据的选择方法，可以保证选择的样本数据的正确性，控制反馈信号的误差向量幅度，避免相位失真，保证校正的准确性。

Description

一种GSM系统中的信号校正方法及装置

技术领域

本发明涉及通讯技术领域，尤其涉及一种全球移动通信(Global System ofMobile communication，GSM)系统的信号校正方法及装置。

背景技术

图1为现有技术中经非线性功放后，输入信号及输出信号间的关系。根据图1所示的可知由于功放的非线性，尤其是当功放的输出接近饱和区时，信号失真严重，尤其是在信号幅值较大的部分，但是同时当功放工作在接近输出信号的饱和区时，其工作效率较高。因此，需要减小功放的失真。数字预失真(Digital Predistortion，DPD)技术可以提前对信号进行校正，减少功放的失真，从而提高基站功放的效率。图2为现有技术中采用数字预失真对信号进行提前校正的示意图，在该图中，输入信号首先经过数字预失真处理，其输出作为非线性功率放大器的输入。由于加入了预失真处理，在理想情况下，输出信号y为输入信号x的线性函数，即y＝kx，其中k为常数。

数字预失真技术主要基于数学模型，该模型的参数估计需要使用从系统中实际抽取的样本数据，当样本数据失真比较严重时，将会影响数据模型的性能，因此需要选择适当的样本数据，从而确定功放的工作点和估计模型参数。现有技术中一般基于信号时域的幅度相关性，确定样本数据。

但是，对于GSM系统，其信号由于具有等幅调制的特性，仅仅依靠时域的相关性，很难辨识失真特别严重的数据，从而无法选择出较佳的样本数据，导致无法有效的对信号提前校正，功放后的输出信号失真较严重。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供一种GSM系统中的信号校正方法及装置，用以解决现有技术在GSM系统中无法选择较佳的样本数据，导致无法有效对信号提前校正问题。

本发明实施例提供一种全球移动通信GSM系统中的信号校正方法，该校正方法包括：

针对获取的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的模构成的样本对，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置；

根据确定的该样本对出现每个局部最小值的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期；

针对不同的反馈信号的时延值，确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值，该和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值；

选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，并根据选择的数据进行数字预失真处理，根据数字预失真处理的结果为信号进行校正。

本发明实施例提供一种全球移动通信GSM系统中的信号校正装置，所述装置包括：

位置确定模块，用于针对获取的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的模构成的样本对，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置；

概周期确定模块，用于根据确定的该样本对出现每个局部最小值的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期；

时延确定模块，用于针对不同的反馈信号的时延值，确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值，该和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值；

校正模块，用于选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，并根据选择的数据进行数字预失真处理，根据数字预失真处理的结果为信号进行校正。

本发明实施例提供了一种GSM系统中的信号校正方法及装置，该方法通过确定样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，并确定每个最小值的位置前向数字信号和反馈数字信号的概周期，根据每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值对应的系统时延估计值，选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，从而进行校正。采用基于本发明实施例的数字预失真训练样本数据的选择方法，可以保证选择的样本数据的正确性，控制反馈信号的误差向量幅度，避免相位失真，保证校正的准确性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为现有技术中经非线性功放后，输入信号及输出信号间的关系；

图2为现有技术中采用数字预失真对信号进行提前校正的示意图；

图3为本发明实施例提供的GSM系统中的信号校正过程；

图4为本发明实施例提供的数字预失真处理原理示意图；

图5为本发明实施例提供的数字预失真处理结构示意图；

图6为本发明实施例提供的进行数字预失真样本数据选择的过程；

图7为本发明实施例提供的校正方法，f_s＝184.32MHz，f₀＝10MHz时，前向信号和反馈信号的幅度曲线；

图8为本发明实施例提供的一种全球移动通信GSM系统中的信号校正装置结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚、明白，以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例为了选择较佳的样本数据，有效的对信号提前进行校正，减小功放输出信号的失真，提供了一种GSM系统中的信号校正方法及装置。图3为本发明实施例提供的GSM系统中的信号校正过程，该过程包括以下步骤：

S301：针对获取的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的模构成的样本对，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置。

确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，包括：

当满足时，则未一个局部最小值，k_s，i为样本的第i个局部最小值的位置。

S302：根据确定的该样本对出现每个局部最小值的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期。

所述确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期，包括：

$\begin{array}{c}{p}_{s,i}^{\mathrm{tx}}=k_{s,i+1}^{\mathrm{tx}}-k_{s,i}^{\mathrm{tx}}\\ p_{s,i}^{\mathrm{fb}}=k_{s,i+1}^{\mathrm{fb}}-k_{s,i}^{\mathrm{fb}}\end{array}$

其中，为最小值的索引k_s，i对应的前向数字信号的概周期，为最小值的索引k_s，i对应的反馈数字信号的概周期。

S303：针对不同的反馈信号的时延值，确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值，该和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值。

所述和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值，包括：

根据确定系统时延估计值，其中τ_s为系统时延估计值，为T个出现局部最小值的个数，对应的每个前向数字信号和反馈数字信号对应的概周期差的和。

S304：选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，并根据选择的数据进行数字预失真处理，根据数字预失真处理的结果为信号进行校正。

选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，包括：

选择满足|τ_s-τ₀|≤τ_th的样本对作为进行数字预失真处理的数据，其中τ_th是预设的阈值，τ₀是用其他方法计算的反馈信号的系统时延。

在该GSM系统中的信号校正过程中，较重要的是进行数字预失真处理。图4为本发明实施例提供的数字预失真处理原理示意图，当获取了数字中频信号后，对该数字中频信号进行数字预失真处理，将处理后的信号转换为数字信号并进行上变频处理，之后将上变频后的数字信号输入到功率放大器，该功率放大器的输出与发射天线连接，该功率放大器的输出送入发射天线发送。但同时获取该发射天线发射的信号，对该信号进行1/K的功率衰减系数、及下变频处理，处理后的信号转换为模拟信号，并作为数字预失真处理的反馈信号，通过数字预失真等校正处理输出到发射天线发送。从前向信号到反馈信号，系统存在时延，即时刻t1的中频信号，经反馈后在时刻t2(t2＞t1)到达数字预失真模块，τ＝t₂-t₁称为中频信号的系统时延。

图5为本发明实施例提供的数字预失真处理结构示意图，在该数字预失真处理结构中包括：数字预失真模型、模型参数求取以及信号误差计算。当获取了数字中频信号后，该数字中频信号的一部分作为数字预失真模型的一个输入信号，另一部分作为信号误差计算的输入信号，并且该信号误差计算的另一输入信号为反馈信号，该信号误差计算的输出作为模拟参数求取的输入，模拟参数求取的输出信号作为数字预失真模型的另一输入信号，该数字预失真模型的输出取负值作为加法器的一个输入信号，该数字中频信号的再一部分作为加法器的另一输入信号，该加法器的输出发送到模数转换器。

采用本发明实施例中的数字预失真技术中的训练样本选择方案，可以有效的选择训练样本数据，保证采用数字预失真技术的GSM系统可以防止相位失真。

对于GSM系统，其基带信号可以表示为下式：

$s(t,b)=\exp \left({\mathrm{j\πh}}_F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}b\left(i\right)q(t-{\mathrm{iT}}_b)\right)$

$q\left({t-\mathrm{iT}}_b\right)={\∫}_{-\∞}^{t-{\mathrm{iT}}_b}g\left(u\right)\mathrm{du}---\left(0.1\right)$

具体的在该上式中h_F＝1/2，T_b＝48/(1.3*10⁷)，b(i)表示第i个发送的符号，并且，其中，

$g\left(t\right)=h\left(t\right)\⊗\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)---\left(1.2\right)$

为卷积，在该上式中rect(x)定义如下：

另外，h(t)为高斯滤波器的输入函数，其定义如下：

$h\left(t\right)=\frac{\exp \left(\frac{t^2}{{2\mathrm{\δ}}^2{T_b}^2}\right)}{\sqrt{2\mathrm{\π}}\·\mathrm{\δ}{T}_b}---\left(1.4\right)$

并且上式中 $\mathrm{\δ}=\frac{\sqrt{\ln \left(2\right)}}{2\mathrm{\πB}{T}_b},{\mathrm{BT}}_b=0.3---\left(1.5\right)$

下面以两路GSM基带中频信号为例进行说明，其中该两路GSM基带中频信号的中频零点不一定在两个频段的重点。

该两个中频信号的和为s_IF(t，b)，其中，

$s_{\mathrm{IF}}(t,b)=A\·\exp \left[j({\mathrm{\πh}}_F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_1\left(i\right)q(t-{\mathrm{iT}}_b)-{2\mathrm{\πf}}_{o}t)\right]$

$+A\·\exp \left[j({\mathrm{\πh}}_F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_2\left(i\right)q(t-{\mathrm{iT}}_b)+{2\mathrm{\πf}}_{o}t)\right]$

$=2A\cos ({0.5\mathrm{\πh}}_F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(-b_1\left(i\right)+b_2\left(i\right))q(t-{\mathrm{iT}}_b)+{2\mathrm{\πf}}_{o}t)\exp \left({j0.5\mathrm{\πh}}_F\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(b_1\left(i\right)+b_2\left(i\right))q(t-{\mathrm{iT}}_b)\right)$

(1.6)

从上述(1.6)式可以看出，s_IF(t，b)相当于信号被调制，该调制的瞬时频率为：

根据上式，令当-b₁(i)+b₂(i)全为2时，该2πf(t)存在最大值，当该-b₁(i)+b₂(i)全为-2时，该2πf(t)存在最小值。并且：

$f_{\max }=\frac{h_F}{{4T}_b}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}[\mathrm{erf}\left(\frac{t-T_b\·(k+\frac{1}{2})}{\mathrm{\σ}{T}_b\sqrt{2}}\right)-\mathrm{erf}\left(\frac{t-T_b\·(k-\frac{1}{2})}{\mathrm{\σT}\sqrt{2}}\right)]=\frac{h_F}{{4T}_b}[\mathrm{erf}(\∞)-\mathrm{erf}(-\∞)]=\frac{h_F}{{2T}_b}$

(1.8)

其中，erf(·)是误差函数(error function)，因此可知，

$\frac{\mathrm{d\Φ}}{\mathrm{dt}}\∈(f_0-f_{\max },f_0+f_{\max })---\left(0.2\right)$

Ф为对应的函数，f₀为两路中频信号距离中频信号频域中心点的距离。对于GSM系统，F_m是一个该周期的包络函数，对于一个抽样频率为f_s的中频信号来说，一般有f₀远大于f_max，其数字信号周期N_p约为：

$N_p=\frac{f_s}{f_0}---\left(0.3\right)$

其中数字信号周期N_p指从谷峰到谷峰的距离，准确来说该周期应该为概周期。例如，在f_s＝184.32MHz，f₀＝10MHz配置下，一般情况下数字信号周期N_p(在18和19个点之间，由于是信号的模，N_p多为9、10。

并且根据上述(1.6)可知，s_IF(t，b)的相位由确定，并且在一个符号内连续变化；若b₁+b₂≠0，长度约π/4，对应T_b·f_s≈680个采样点，变化缓慢，若b₁(i)+b₂(i)＝0，则基本没有变化。

因此，从上面分析可知，由于信号的变化周期较短，若对于GSM系统中信号进行大幅度的削峰或者不当的提升功放的工作点，由于相位变化较缓慢，。容量引入大量的失真，造成信号性能的恶化。而经实际数据分析，信号失真后仍然表现出与原信号相似的波形，反馈信号的误差向量幅度(error vector magnitude，EVM)＝7％，相位会严重失真。

同时，上述(1.6)为一个概周期函数，概周期函数经过功放的若非线性失真后仍然是概周期函数。因此提出了本发明实施例中的信号校正方法，在该信号校正方法中，首先要进行数字预失真样本数据的选择。

图6为本发明实施例提供的进行数字预失真样本数据选择的过程，该过程包括以下步骤：

S601：针对前向数字信号序列和反馈数字信号序列分别求两个数字信号序列的模。

其中，前向数字信号序列包括：数字中频信号序列，或经数字预失真处理后的数字中频信号序列。反馈信号序列包括来自功率放大器输出端的，最接近发射天线的信号序列，或经处理后接入数字预失真处理模块的信号序列。

S602：针对获取的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的模构成的样本对s，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号和反馈数字信号的位置。

该样本对s为确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号和反馈数字信号的位置，即确定该样本对每个局部最小值的索引。

当满足下式，则是一个局部最小值，其中k_s，i是样本s第i个局部最小值的索引：

$\left|\stackrel{r}{x}(k_i-1)\right|>\left|\stackrel{r}{x}\left(k_i\right)\right|,\left|\stackrel{r}{x}(k_i+1)\right|>\left|\stackrel{r}{x}\left(k_i\right)\right|---\left(1.11\right)$

即该第k_i个数值较其前的第k_i-1个数值小，并且较其后的k_i+1个数值也小时，则可以k_i为最小值的索引。

S603：根据确定的该样本对出现每个局部最小值的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期。

即： $\begin{array}{c}{p}_{s,i}^{\mathrm{tx}}=k_{s,i+1}^{\mathrm{tx}}-k_{s,i}^{\mathrm{tx}}\\ p_{s,i}^{\mathrm{fb}}=k_{s,i+1}^{\mathrm{fb}}-k_{s,i}^{\mathrm{fb}}\end{array}$ (1.12)

其中，为最小值的索引k_s，i对应的前向数字信号的概周期，为最小值的索引k_s，i对应的反馈数字信号的概周期。

S604：针对不同的反馈信号的时延值，确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值，该和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值。

即对于由前向数字信号序列及反馈数字信号序列构成的样本序对T是出现局部最小值的个数，用下式求反馈信号的系统时延估计值：

${\mathrm{\τ}}_s=\arg \underset{{\mathrm{\τ}}_s=c_0+1,c_0+2,L,c_0+C}{\min }\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}|p_{s,t}^{\mathrm{tx}}-p_{s,t+{\mathrm{\τ}}_s}^{\mathrm{fb}}|---\left(1.13\right)$

其中τ_s为系统时延估计值，为T个出现局部最小值的个数，对应的每个前向数字信号和反馈数字信号对应的概周期差的和。

S605：选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据。

该满足设定条件是指，|τ_s-τ₀|≤τ_th，其中τ_th是预设的阈值，τ₀是用其他方法计算的反馈信号的系统时延，即用概周期估计出来的时延估计与其他方法计算出来的时延之差在一定范围内。当该系统时延估计值满足设定条件时，将该系统时延估计值对应的样本序对作为数字预失真处理的数据，即作为训练样本。

下面以一个具体的例子进行说明，当中频信号符合上述(1.6)，且f_s＝184.32MHz，f₀＝10MHz，前者是中频信号的抽样频率，后者是两路中频信号离中频信号频域中心点的距离。在发射GSM信号时，采集10组前向数字信号序列和反馈数字信号序列的中频数据，每个数据为8192点的数字信号，即s＝1，2，...，10，概周期一般不超过20。

测定反馈信号时延τ₀＝119，阈值τ_th＝5，上述(1.13)中c₀＝90，C＝50，按照上述(1.11)～(1.13)，假设求得系统时延估计值{τ_s}＝[120，127，116，118，123，113，119，120，110，122]，由|τ_s-τ₀|≤τ_th，选出S′＝[1，3，4，5，7，8，10]共7个训练样本。

设所有样本个数为N，S′内的样本个数为M，若M/N＜r_L，则射频的功放工作点下调1dBm，若M/N＞r_H，射频的功放工作点上调1dBm，这里r_L≤r_H为预设值。上述过程可多次执行。

图7为本发明实施例提供的校正方法，f_s＝184.32MHz，f₀＝10MHz时，前向信号和反馈信号的幅度曲线。从该图中可以看出前向信号的幅度曲线和反馈信号的幅度曲线很接近，失真较小。

其中，横轴表示离散时间，纵轴表示幅度绝对值(模)，前向数据采用虚线表示，反馈数据采用实线表示。

图8为本发明实施例提供的一种全球移动通信GSM系统中的信号校正装置结构示意图，所述装置包括：

位置确定模块81，用于针对获取的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的模构成的样本对，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置；

概周期确定模块82，用于根据确定的该样本对出现每个局部最小值的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期；

时延确定模块83，用于针对不同的反馈信号的时延值，确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值，该和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值；

校正模块84，用于选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，并根据选择的数据进行数字预失真处理，根据数字预失真处理的结果为信号进行校正。

所述位置确定模块81，具体用于当满足时，则为一个局部最小值，k_s，i为样本的第i个局部最小值的位置。

所述概周期确定模块82，具体用于根据确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期，其中，为最小值的索引k_s，i对应的前向数字信号的概周期，为最小值的索引k_s，i对应的反馈数字信号的概周期。

所述时延确定模块83，具体用于根据确定系统时延估计值，其中τ_s为系统时延估计值，为T个出现局部最小值的个数，对应的每个前向数字信号和反馈数字信号对应的概周期差的和。

所述校正模块84，具体用于选择满足|τ_s-τ₀|≤τ_th的样本对作为进行数字预失真处理的数据，其中τ_th是预设的阈值，τ₀是用其他方法计算的反馈信号的系统时延。

本发明实施例提供了一种GSM系统中的信号校正方法及装置，该方法通过确定样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，并确定每个最小值的位置前向数字信号和反馈数字信号的概周期，根据每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值对应的系统时延估计值，选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，从而进行校正。采用基于本发明实施例的数字预失真训练样本数据的选择方法，可以保证选择的样本数据的正确性，控制反馈信号的误差向量幅度，避免相位失真，保证校正的准确性。

上述说明示出并描述了本发明的优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (10)

1.一种全球移动通信GSM系统中的信号校正方法，其特征在于，包括：

针对获取的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的模构成的样本对，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置；

根据确定的该样本对出现每个局部最小值的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期；

针对不同的反馈信号的时延值，确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值，该和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值；

选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，并根据选择的数据进行数字预失真处理，根据数字预失真处理的结果为信号进行校正。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，包括：

当满足时，则为一个局部最小值，k_s,i为样本的第i个局部最小值的位置。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期，包括：

$p_{s,i}^{tx}=k_{s,i+1}^{tx}-k_{s,i}^{tx}$

根据确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期，其中，为最小值的索引k_s,i对应的前向数字信号的概周期，为最小值的索引k_s,i对应的反馈数字信号的概周期。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值，包括：

根据确定系统时延估计值，其中τ_s为系统时延估计值，为T个出现局部最小值的个数，对应的每个前向数字信号和反馈数字信号对应的概周期差的和。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，包括：

选择满足|τ_s-τ₀|≤τ_th的样本对作为进行数字预失真处理的数据，其中τ_th是预设的阈值，τ₀是用其他方法计算的反馈信号的系统时延。

6.一种全球移动通信GSM系统中的信号校正装置，其特征在于，所述装置包括：

位置确定模块，用于针对获取的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的模构成的样本对，确定该样本对出现每个局部最小值时的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置；

概周期确定模块，用于根据确定的该样本对出现每个局部最小值的前向数字信号序列和反馈数字信号序列的位置，确定该每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期；

时延确定模块，用于针对不同的反馈信号的时延值，确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期差的和值，该和值的最小值对应的时延值确定为反馈信号的系统时延估计值；

校正模块，用于选择该系统时延估计值满足设定条件的样本对作为进行数字预失真处理的数据，并根据选择的数据进行数字预失真处理，根据数字预失真处理的结果为信号进行校正。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述位置确定模块，具体用于当满足时，则为一个局部最小值，k_s,i为样本的第i个局部最小值的位置。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述概周期确定模块，具体 $p_{s,i}^{tx}=k_{s,i+1}^{tx}-k_{s,i}^{tx}$

用于根据确定每个前向数字信号和反馈数字信号的概周期，其中，为最小值的索引k_s,i对应的前向数字信号的概周期，为最小值的索引k_s,i对应的反馈数字信号的概周期。

9.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述时延确定模块，具体用于根据确定系统时延估计值，其中τ_s为系统时延估计值，为T个出现局部最小值的个数，对应的每个前向数字信号和反馈数字信号对应的概周期差的和。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述校正模块，具体用于选择满足|τ_s-τ₀|≤τ_th的样本对作为进行数字预失真处理的数据，其中τ_th是预设的阈值，τ₀是用其他方法计算的反馈信号的系统时延。