CN102788930B - 数字绝缘监测传感器及测试漏电流的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字绝缘监测传感器，包括：激励单元和测控单元；所述激励单元，用于根据测控单元发出的充电指示，使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈对电容进行充电；所述测控单元，用于按照设定的切换频率向所述激励单元发出充电指示，分别获取激励电压源正向或反向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小。本发明还提供相应的测试漏电流的方法。本发明技术方案仅采用一个电压源，简化了系统结构，降低了成本；通过采用依次进行正向或反向激励的技术手段，使测试结果的零点稳定性和线性度较更好，抗干扰性能更强。

Description

数字绝缘监测传感器及测试漏电流的方法

技术领域

本发明涉及传感器技术领域，具体涉及一种数字绝缘监测传感器及测试漏电流的方法。

背景技术

绝缘监测装置用于变电站、发电厂直流系统母线和馈线屏的接地漏电流检测，是实现直流系统接地故障检测和故障定位的重要核心部件。针对直流系统的绝缘监测传感器，目前市场上有磁调制式、电压输出型、电流输出型和PWM输出型漏电流互感器。

其中，电压输出型漏电流互感器需要正负双电源供电，抗干扰能力差。电流输出型漏电流互感器的抗干扰能力虽然稍强，但也需要正负双电源供电，且功耗相对较大，成本相对较高。另外，上述两种漏电流互感器中的部分产品由于采用了运放而导致零点漂移，及零点的长期稳定性较差。脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）输出型漏电流传感器，使用运放组成自激振荡器，也需要双电源供电，且传感器零点漂移难于控制，信号输出容易受走线布线的分布电容影响，一致性较差，很难实现满量程优良的线性度。

综上，现有的上述若干种漏电流传感器需要采用正负双电源供电，成本较高，且抗干扰性能不够强，监测结果的零点稳定性差，线性度不够好。

发明内容

本发明实施例提供一种数字绝缘监测传感器及测试漏电流的方法，以解决现有的漏电流传感器成本较高，抗干扰性能不够强，监测结果的零点稳定性差和线性度不够好的技术问题。

一种数字绝缘监测传感器，包括：激励单元和测控单元；

所述激励单元，用于根据测控单元发出的充电指示，使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈对电容进行充电；

所述测控单元，用于按照设定的切换频率向所述激励单元发出充电指示，获取所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小；

其中，所述第一电压上升时间是指激励电压源正向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；所述第二电压上升时间是指激励电压源反向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间。

一种采用上述数字绝缘监测传感器测试漏电流的方法，包括：

测控单元按照设定的切换频率生成并发出充电指示；

激励单元获取并根据所述充电指示，使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈对电容进行充电；

测控单元获取所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，其中，所述第一电压上升时间是指激励电压源正向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；所述第二电压上升时间是指激励电压源反向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；

测控单元根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小。

本发明实施例提供的数字绝缘监测传感器，仅采用一个电压源，简化了系统结构，降低了成本；通过采用依次进行正向或反向激励的技术手段，使测试结果的零点稳定性和线性度较更好，抗干扰性能更强。

附图说明

图1是本发明实施例提供的数字绝缘监测传感器的结构示意图；

图2是本发明实施例中的一个仿真示意图；

图3是本发明实施例中的一个工作波型的示意图；

图4是本发明实施例的电流环通讯电路的原理图；

图5是本发明实施例提供的测试漏电流的方法的流程图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种数字绝缘监测传感器，可以解决现有的漏电流传感器成本高，抗干扰性能不够强，监测结果的零点稳定性和线性度不够好的技术问题。本发明实施例还提供相应的测试漏电流的方法。以下分别进行详细说明。

实施例一、

请参考图1，本发明实施例提供一种数字绝缘监测传感器，包括激励单元和测控单元。所述激励单元，用于根据测控单元发出的充电指示，使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈对电容进行充电。所述测控单元，用于按照设定的切换频率向激励单元发出充电指示，获取所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小。所述第一电压上升时间是指激励电压源正向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；所述第二电压上升时间是指激励电压源反向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间。

可选的，所述激励单元包括串联的激励电压源6和电容8以及通过激励切换开关2、3、4、5串接在所述激励电压源6和电容8之间的电感线圈1。所述激励切换开关2、3、4、5与所述测控单元连接，用于根据测控单元的充电指示，周期性的改变所述电感线圈1的接入方向。

可选的，所述激励切换开关包括两个正向激励切换开关2、3和两个反向激励切换开关4、5，其中，所述的两个正向激励切换开关2、3用于将所述电感线圈1正向串接在所述激励电压源6和电容8之间，所述的两个反向激励切换开关4、5用于将所述电感线圈1反向串接在所述激励电压源6和电容8之间。

可选的，所述测控单元包括：模拟比较器9，基准源7，微处理器10，电流环通信电路11和接线端子17；所述模拟比较器9的正向输入端与所述电容8的正极相连，反向输入端与所述基准源7相连，输出端与所述微处理器的定时器外部捕捉输入端18相连，所述模拟比较器9用于获取并比较所述电容8的电压和所述基准源7的电压，并根据比较结果输出触发信号给所述微处理器10；所述微处理器10与所述激励切换开关，电流环通信电路11以及接线端子17连接，用于根据所述触发信号，生成并发送充电指示给所述激励切换开关，以及获取所述电容8的第一电压上升时间和第二电压上升时间，根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小，通过所述电流环通信电路11和接线端子17与外部连接的检测设备通信。

进一步的，所述激励切换开关可以采用电子开关或多路复用器。

进一步的，所述激励单元中的电感线圈，电容以及激励切换开关组成的二阶电路工作在过阻尼状态。

进一步的，所述激励电压源正向或反向通过电感线圈对电容进行充电时的激励频率相等，相位差固定。

可选的，所述微处理器还可用于采用检测电压方式检测馈线开关的状态。

综上，本发明实施例提供了一种数字绝缘监测传感器，通过仅采用一个电压源，具有系统结构简单，成本低的优点；通过采用依次进行正向或反向激励的技术手段，使得测试结果的零点稳定性和线性度较传统的同类传感器有更加优良，且抗干扰性能更强。

实施例二、

本实施例中，所述激励单元中的电感线圈采用坡莫合金铁心线圈，所述测控单元中的微处理器采用嵌入式微处理器。于是，本实施例提供的数字绝缘监测传感器，包括坡莫合金铁心线圈1、正向激励切换开关2、3，反向激励切换开关4、5、激励电压源6、充电电容8、基准源7、模拟比较器9、嵌入式微处理器10、电流环通讯电路11、以及接线端子17。连接关系如图1所示：

激励单元中：莫合金铁心线圈1的正极分别与正向激励切换开关2和反向激励切换开关5的一端相连，莫合金铁心线圈1的负极分别与正向激励切换开关3和反向激励切换开关4的一端相连，正向激励切换开关2和反向激励切换开关4的另一端与激励电压源6的正极相连，正向激励切换开关3和反向激励切换开关5的另一端与电容6的正极相连，激励电压源6的负极与电容6的负极接地；可选的，还可以再电容的正极与负极之间并联一个电阻。莫合金铁心线圈1，正向激励切换开关2、3或反向激励切换开关4、5及电容6组成二阶RLC串联电路。

测控单元中：模拟比较器9的正向输入端与电容8的正极相连，模拟比较器9的反向输入端与基准源7的正极相连，基准源7的负极接地，模拟比较器9的输出端与嵌入式微处理器10的定时器外部捕捉输入端18相连；嵌入式微处理器10还与激励切换开关2、3、4、5，电流环通讯电路11、以及接线端子17的引脚12相连，接线端子17的引脚15、16与外部电源相连，为数字绝缘监测传感器供电；接线端子17的引脚14、15一边与电流环通讯电路11连接，一边与外部设备连接，通过价格低廉的电流环通讯方式，实现接收和发送数据。

正常工作时，微处理器（MCU）周期性的投切正向激励切换开关2、3以及反向激励切换开关4、5，从而使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈1对电容8进行充电；即，MCU在一个充电周期内将正向激励切换开关2、3闭合，将反向激励切换开关4、5断开，激励电压源6正向通过电感线圈1对电容8进行充电，这时激励电流在铁心中感应的磁通方向与漏电流在铁心中感应的磁通方向一致，称之为正向激励；在下一个相邻的充电周期内，MCU将正向激励切换开关2、3断开，将反向激励切换开关4、5闭合，激励电压源6反向通过电感线圈1对电容8进行充电，这时激励电流在铁心中感应的磁通方向与漏电流在铁心中感应的磁通方向相反，称之为反向激励。

通过在MCU中设定适当的切换频率，周期性控制正反向激励切换开关，可以使每个激励周期内对电容8的电压Uc是一个二阶电路的零状态响应；其简化的微分方程为：

————（1）

激励单元的RLC电路工作在过阻尼状态时，电容8的时域响应为：

————（2）

————（3）

由公式（3）知，电容8的时域响应和莫合金铁心线圈的电感L有直接关系，即，电容充电时电容两端的电压Uc的上升时间在一定的区间内和电感L呈线性比例关系， L越大则上升时间越大，反之越小。如仿真结果图2所示。

环形电感线圈的计算公式为：

L=μ0·μr·Ae·N^2 / le ————（4）

其中，μ0为真空磁导率，μr为相对磁导率， le为有效磁路长度，Ae为磁芯截面积。

磁导率公式为：μr=B/H ————（5）

其中，B为磁感应强度，H为磁场强度。

磁通量与磁感应强度的关系为：B=Φ/S ————（6）

其中，Φ为磁通量，S为截面积。

由公式（4）（5）(6)可知环形电感线圈的电感量与磁芯的磁通量有直接比例关系。

再由安培环路定理： -----------（7）

可以得出环形电感线圈的电感量L=K（ΦI±ΦII）------（8）

其中，ΦI为激励电流在磁芯中感应的磁通，ΦII为漏电流I在磁芯中感应的磁通

同理可以得出电容8的充电电压上升时间t=J（ΦI±ΦII），即上升时间与（ΦI±ΦII）成线性比例关系。

由公式（7），ΦII=U*I，即ΦII和漏电流大小成正比。

由上述推论可知，正向激励时电容8的充电电压上升时间t+与反向激励时电容充电电压的上升时间t-之差与漏电流大小成线性比例关系，及（t+）-（t-）=n*I；I为漏电流。

基于上述推导，只要周期性的投切正向、反向激励，将相邻两次激励时电容8的充电电压上升时间进行精确计时，就可以根据获取的两次相邻激励时的充电电压上升时间计算出漏电流I的大小。

本实施例数字绝缘监测传感器的工作波形如图3所示。正向激励波形21、反向激励波形22以相同的频率，固定的相位差投切，目的是为了每次激励对电容8来说是一次零状态响应。电容8的充放电波形为23所示，直线24是比较器9的反向输入端连接的基准电压源7的电压值。波形25是比较器9的输出，波形25中的“T1+”、“T2+”…是反向激励结束到正向激励后电容8的电压上升至比较器反向输入端基准电压的时长；而“T1-”、“T2-”…是正向激励结束到反向激励后电容8的电压上升至比较器反向输入端基准电压的时长。由于正向激励结束至反向激励开始的时长与反向激励结束至正向激励开始的时长相等，所以，电容8在正、反向激励时电压的上升时间差为：

（Ti+）-（Ti-）=（）

从而，漏电流I=m*（Σ（Ti+-Ti-））/n，其中i=1-n。

综上所述，本实施例数字绝缘监测传感器采用依次进行正向或反向激励的技术手段，可以使得测试结果的零点稳定性和线性度较传统的同类传感器有更加优良的效果。另外，如果同时通过采用高磁导率、剩磁少的磁芯，则测试结果的零点稳定性和线性度可以更好。

上述实施例中，微处理器10可以采用具有很高的性价比的新一代32位微控制器，该种微控制器支持最高主频25Mhz，可以利用片内的模拟比较器和32位定时器实现对漏电流的高精度采集。正、反向激励切换开关可以采用低成本的四通道模拟切换开关。电流环通讯电路可以采用如图4所示的解决方案。本发明数字绝缘监测传感器正常工作时，正、反向激励频率是10~50Hz，电容的充放电频率是20~100Hz。使用MCU定时器0作为脉冲计时器，工作在外部捕捉方式，使用片内模拟比较器0输出作为正反向激励时间的捕捉，即模拟比较器0的输出端与T0的外部捕捉引脚相连。当反向激励结束时电容立即放电，此前设定T0的外部捕捉为下降沿中断，实现反向激励结束时开始计时，并把T0的外部捕捉设定为上升沿中断；当正向激励开始并对电容进行充电使电容电压上升到比较器反向输入端基准电压时，比较器输出翻转为高电平，立即触发T0捕捉当前定时器计数值，存放于正向激励时间变量T+中，同时，捕捉中断程序将T0的外部捕捉设定为下降沿捕捉中断。在完成正向激励时间的捕捉后，结束正向激励周期，比较器输出翻转为0触发T0中断，启动反向激励时间的计时，并把T0的外部捕捉设定为上升沿触发。当反向激励开始并对电容进行充电使电容电压上升到比较器反向输入端基准电压时，比较器输出翻转为高电平，立即触发T0捕捉当前定时器计数值，存放于反向激励时间变量T-中，同时，捕捉中断程序将T0的外部捕捉设定为下降沿捕捉。重复上述过程。程序将获得的T+和T-的差值作为一次采样值。

可以对上述采样值进行平均值滤波，例如，对采样值进行累加256次再取平均，已获得更加精确的结果。由于本实施例技术方案具有良好的线性度，可以采用2点校正算法来获得更加精确的采样平均值。

两点校正算法在正负端各取一点作为校正点，按以下公式进行：

Y1=A(X1+B)

Y2=A(X2+B)

校正系数A、B通过将上面公式联立求解得出。

实施例三、

请参考图5，本发明实施例还提供一种测试漏电流的方法，该方法采用上述实施例提供的数字绝缘监测传感器实现，所述方法包括：

501、测控单元按照设定的切换频率生成并发出充电指示；

502、激励单元获取并根据所述充电指示，使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈对电容进行充电；

503、测控单元获取所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，其中，所述第一电压上升时间是指激励电压源正向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；所述第二电压上升时间是指激励电压源反向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；

504、测控单元根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小。

综上，本实施例方法采用依次进行正向或反向激励的技术手段，可以使得测试结果的零点稳定性和线性度较传统的同类传感器有更加优良的效果。

本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：只读存储器、随机读取存储器、磁盘或光盘等。

以上对本发明实施例所提供的数字绝缘监测传感器及测试漏电流的方法进行了详细介绍，但以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，不应理解为对本发明的限制。本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种数字绝缘监测传感器，其特征在于，包括：激励单元和测控单元；

所述激励单元，用于根据测控单元发出的充电指示，使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈对电容进行充电；

所述测控单元，用于按照设定的切换频率向所述激励单元发出充电指示，获取所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小；

其中，所述第一电压上升时间是指激励电压源正向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；所述第二电压上升时间是指激励电压源反向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间。

2.根据权利要求1所述的数字绝缘监测传感器，其特征在于：

所述激励单元包括串联的激励电压源和电容以及通过激励切换开关串接在所述激励电压源和电容之间的电感线圈；

所述激励切换开关与所述测控单元连接，用于根据测控单元的充电指示，周期性的改变所述电感线圈的接入方向。

3.根据权利要求2所述的数字绝缘监测传感器，其特征在于：

所述激励切换开关包括两个正向激励切换开关和两个反向激励切换开关，其中，所述的两个正向激励切换开关用于将所述电感线圈正向串接在所述激励电压源和电容之间，所述的两个反向激励切换开关用于将所述电感线圈反向串接在所述激励电压源和电容之间。

4.根据权利要求2所述的数字绝缘监测传感器，其特征在于，所述测控单元包括：模拟比较器，基准源，微处理器，电流环通信电路和接线端子；

所述模拟比较器的正向输入端与所述电容的正极相连，反向输入端与所述基准源相连，输出端与所述微处理器的定时器外部捕捉输入端相连，所述模拟比较器用于获取并比较所述电容的电压和所述基准源的电压，并根据比较结果输出触发信号给所述微处理器；

所述微处理器与所述激励切换开关，电流环通信电路以及接线端子连接，用于根据所述触发信号，生成并发送充电指示给所述激励切换开关，以及获取所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小，通过所述电流环通信电路和接线端子与外部连接的检测设备通信。

5.根据权利要求2、3或4所述的数字绝缘监测传感器，其特征在于：

所述激励切换开关采用电子开关或多路复用器。

6.根据权利要求2、3或4所述的数字绝缘监测传感器，其特征在于：

所述激励单元中的电感线圈，电容以及激励切换开关组成的二阶电路工作在过阻尼状态。

7.根据权利要求2、3或4所述的数字绝缘监测传感器，其特征在于：

所述激励电压源正向或反向通过电感线圈对电容进行充电时的激励频率相等，相位差固定。

8.一种采用如权利要求1所述数字绝缘监测传感器测试漏电流的方法，其特征在于，所述方法包括：

测控单元按照设定的切换频率生成并发出充电指示；

激励单元获取并根据所述充电指示，使激励电压源周期性地正向或反向通过电感线圈对电容进行充电；

测控单元获取所述电容的第一电压上升时间和第二电压上升时间，其中，所述第一电压上升时间是指激励电压源正向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；所述第二电压上升时间是指激励电压源反向通过电感线圈对电容进行充电时，所述电容的电压上升时间；

测控单元根据所述第一电压上升时间和第二电压上升时间的差值计算漏电流的大小。