CN102754324A - 同步整流器控制的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于同步整流器控制的系统和方法。同步整流器包括寄生漏极电感和寄生源极电感。补偿电感被引入以抵消寄生电感的影响。补偿电感可以由半导体管芯上的迹线电感形成。在某些半导体封装中，寄生电感可以大体上固定，以便能够修改版图以生成固定的补偿电感。

Description

同步整流器控制的系统和方法
技术领域
本公开通常涉及电子学，并且更具体地涉及开关器件。
背景技术
同步整流是在功率电子学中用于提高功率转换器的效率的技术。其优选包括并联连接的二极管和晶体管(通常是功率MOSFET)。当二极管被正向偏压时，晶体管被接通以减少电压降。当二极管被反向偏压时，晶体管被关断，因此没有电荷能够流过电路。这样一来可以得到整流特性，而不存在与接通状态的二极管相关联的正向电压降。
在低输出电压转换器中，二极管的电压降(对于硅二极管在其额定电流下通常大约为1伏特)对效率具有非常负面的影响。一种经典的解决方案包括使用肖特基二极管，其表现出极低的电压降(低至0.3伏特)。然而，当应对极低电压转换器时，例如将功率传递到计算机的CPU的降压转换器(buck converter)(电压大约为1伏特)，这不再是实现良好效率的妥善解决方案。
另一方面，在这些极低电压转换器中使用的晶体管通常是MOSFET。这些晶体管表现得如同电阻器一样，因此假设其阻抗足够低(例如通过并联若干器件)，其电压降可以非常低。此外，MOSFET在其源极端和漏极端之间具有本征二极管。这使得这些晶体管对于同步整流来说是有用的：其能够在转换器中直接替代整流二极管。它们固有地表现得如同二极管，并且当它们(经由控制电路)被接通时，其相当于低值电阻，产生较低的损耗。
发明内容
本公开的示例性实施例提供了同步整流器控制的系统和方法。简言之，在体系结构中，除了别的以外，该系统的一个示例性实施例可以实现如下：半导体管芯；和用于半导体管芯的封装，该封装包含被配置以补偿寄生封装电感的补偿电感。
本公开的实施例也能够看作提供用于同步整流器控制的方法。在这方面，除了别的以外，这种方法的实施例可以大体概括如下：确定半导体器件两端的第一电压，其中该器件两端的电压包含寄生电感的影响；在不受寄生电感的影响的情况下，确定半导体器件两端的第二电压；确定第三电压以补偿第一电压和第二电压之间的差；确定补偿电感以便生成第三电压；以及将补偿电感应用到半导体器件。
附图说明
图1是在回扫转换器拓扑中具有同步整流器的开关式电源的示例性实施例的电路图。
图2是在间歇传导模式中图1的开关式电源电路的示例性实施例的时序图。
图3是同步整流器的示例性实施例的电路图。
图4是经过图3的同步整流器的电流的示例性实施例的时序图。
图5是图3的同步整流器两端的电压的示例性实施例的时序图。
图6是同步整流器控制的系统的示例性实施例的电路图。
图7是图6的同步整流器控制的系统的植入电路的示例性实施例的电路图。
图8是经过图6的同步整流器的电流的示例性实施例的时序图。
图9是图6的同步整流器两端的电压的示例性实施例的时序图。
图10是同步整流器控制的方法的流程图。
具体实施方式
在下文中将参考附图更充分地描述本公开的实施例，在附图中贯穿几个附图的同样的数字表示同样的元件并且其中示出示例性实施例。然而，权利要求的实施例可以体现为许多不同的形式，并且不应该被解读为限制于在此所阐述的实施例。这里所阐述的示例是非限制性示例，并且仅是在其他可能示例中的一些示例。
作为非限制性示例，同步整流器控制的系统的示例性实施例可以用于LLC共振转换器或者回扫转换器。在这两个示例性拓扑中，二极管电流在大部分开关周期进入间歇电流模式(DCM)状况。在LLC共振转换器中，或者在回扫转换器例如图1的转换器中，为了实现低输出电压应用的高效率，可以优选使用同步整流器(SR)105来减少传导损耗。
在回扫转换器的次级电路中从二极管到同步整流(SR)MOSFET的转变随着每个新一代的MOSFET而增加，从而在很少的成本代价或没有成本代价的情况下提高性能。SR MOSFET能够比二极管更有效，其允许更低的工作温度和更小的散热器，或者根本不需要散热器。然而，它们需要控制电路来管理其开关行为，以便仿真二极管。当今商用电源中的常规同步整流器控制方法涉及从电流变压器的次级电路中推导出用于控制器的逻辑信号。
常规地，回扫转换器很好地适用于需要小于150W的功率水平的应用。其主要的吸引力是简单性和低成本。当超过150W并且当然在200W和超出200W的功率水平下，半电桥和前向转换器(half-bridge-and forward-converter)是标准拓扑。无论是用二极管或SR MOSFET来实现回扫转换器，其主要问题都是半导体传导损耗。
如同所有绝缘功率转换器拓扑，回扫转换器在次级电路上采用变压器，在其上存在整流器。最简单的构造在高侧或者低侧上使用半波整流器二极管。同步整流将MOSFET与用于接通或关断器件的控制器合并，以便其仿真来自变压器的交流电流的二极管换向。该同步方法提供了更高的效率，虽然复杂性和成本具有相应的折中。
对于二极管，正向传导功率损耗仅仅是正向电压和电流的乘积。对于MOSFET，该损耗为I2RDS(ON)。当二极管具有标准0.6V Vf时，4A电流将转化为2.4W热量。并且，如果MOSFET的RDS(ON)＝10mΩ，则在4A电流下的损耗是0.16W。
在4A电流下，MOSFET耗散的功率减少93％，导致较低的结温度和容器温度，这意味着其需要较小的散热器或者根本不需要散热器。理论上，对于该示例中的二极管和MOSFET特性，功率损耗均等性(power-loss parity)直到电流达到60A才发生。实际上，在真实电路中达到功率损耗均等性之前很久，可以选择具有较低的RDS(ON)的MOSFET与一对器件并联，或者选择不同的体系结构。
尽管SR带来比二极管整流显著的效率和热管理优点，但是这些优点不是凭空得到的：一个栅极控制信号被用于适当操作FET。栅极控制的通用方法使用电流变压器、比较器和栅极驱动器级。图1中示出这种设置的简化示意图。
电流变压器感测次级电流，在其负载阻抗上施加定标副本(scaled copy)，这导致与电流成比例的电压，保留极性信息。当次级电流在正向方向上传导时，比较器检测这一电压并且通过驱动器接通MOSFET。
通过电流变压器的延迟和比较器输入端的寄生电容导致的进一步延迟防止这个电路如简化示意图可能建议的那样快地响应于电流极性变化。因此，在电流的零点交叉和驱动器断开开关的时间之间发生可测量的时滞(lag)。在这个间隔期间，反向电流侵占来自总线电容器的电荷，降低效率并增加输出波动。实际上，允许无功能量(reactive energy)在变压器和总线电容器之间来回晃动的任何次级电路都遭受这一问题，因此对电流的零点交叉的严格正时(timing)对高效次级电路是至关重要的。
回扫电路的工作模式的主要差别在于SR开关的关断阶段。另一方面，与初级侧开关的关断阶段对应的次级开关的接通阶段是一致的。这使得可以有各种转换器控制方案，其包括固定频率准共振；可变频率；和完全共振有源箝位转换器，其开关频率高达500kHz。
在SR FET的传导阶段开始时，电流开始流过其体二极管，在其两端产生负的漏极-源极电压。体二极管维持比器件的漏极-源极通道的电压降更高的电压降。因此，其触发接通阈值电压VTH2(图3)。
在这一点上，控制逻辑驱动MOSFET的栅极接通/打开，这进而使得传导电压(VDS)下降。某一振铃通常伴随该电压降，并且该振铃能够触发输入比较器关断。这能够通过使用外部可编程最小接通时间(MOT)消隐周期(blankingperiod)来处理，该消隐周期使功率MOSFET以最小时间间隔维持在接通状态。可编程MOT也限制SR MOSFET的最小占空比，并且因此限制初级侧开关的最大占空比。
由于使用相同器件作为传感元件，同步MOSFET的接通和关断行为严格地仿真二极管的功能。这一方法得到给定开关的最高可能的性能，通常使得能够利用较小的开关。离散实施方式的控制分辨力通常不足以测量接近其零点交叉的电流波形，以允许电流在断电之前反向。
一旦SR MOSFET接通，其保持接通直到整流电流衰减到漏极-源极电压(VDS)与关断阈值电压VTH1相交的水平。这一行为怎样发生取决于工作模式。
尽管本公开也可以覆盖其他实施方式，但在此公开的同步整流器控制的系统和方法可以用在示例性实施例中的关断侧上。封装和版图的寄生电感可能导致电流减少并且增加LLC和回扫应用等的di/dt。由寄生电感和高di/dt引起的电压降相等地增加了关断阈值电压。它也可能导致SR 105在较高电流下关断，增加传导损耗。在此公开的同步整流器控制的系统和方法补偿了由寄生电感和高di/dt引起的电压降，减少了关断电流和传导损耗。
图1提供了使用同步整流器105的回扫转换器拓扑的电路100。在理想(无损耗)的回扫转换器中，输入电压、变压器和开关105的占空比确定输出电压。
图2提供了时序图200，其展示电路100以间歇传导模式(DCM)操作一个开关循环。一旦电流与阈值相交，则其再次流过体二极管，引起VDS的负步进。根据剩余电流的量，VDS可能再次触发接通阈值。为了防止这一情况，内部设置的消隐间隔(tBLANK)使控制器忽略这个VTH2交叉。一旦VDS与正阈值VTH3相交，则该消隐时间终止，并且控制器准备好下一个传导循环。
SR 105的传导时间应该尽可能长，以便能够节省大多数传导损耗，同时其不应该允许电流负向流动。否则，输出能量被转移到初级侧并且引起额外损耗。SR 105的栅极/选通一般由SR 105两端的电压降确定。
当SR105两端的电压(MOSFET漏极-源极电压)从正变为负(例如到大约-0.7V)时，SR 105的体二极管130从反偏变为正偏并且变为导通。此时，SR 105可以被接通。在这侧，控制是简单的，因为-0.7V容易检测。与几个mV相比，0.7V是相对高的阈值，并且由寄生电感器引起的电压降不会具有更多影响。
在SR 105接通后，当SR 105两端的电压变得过小(例如几个mV)时，流过SR 105的电流过小。如果SR 105保持接通，则经过SR 105的电流变为负，并且电路100开始将能量从次级侧传送到初级侧，这引起高损耗。负电流也能够被当做体二极管130的反向恢复电流，这同样引起额外的开关损耗。因此，当电流小时，转换器关断SR 105。另一方面，优选的是阈值电压尽可能地小以最小化传导损耗。在SR 105关断之后，SR 105变为二极管并且正常关断。
在器件交替地关断和接通的同步转换器中，存在使两个器件同时暂时接通的电势，这导致从输入源到地回路(ground return)的高射穿电流(shoot throughcurrent)，由此可能引起不幸的结果。为了防止这一情况，关断到接通的延迟被添加到栅极驱动信号。
由于低压转换器的性能导致在示例性实施例中利用低栅阈值金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFETS)，所以同步整流器105不应该被意外接通。当同步整流器105关断时的高dv/dt能够通过从漏极到栅极的电容性耦合将同步整流器105的栅极上的电压升高到暂时接通同步整流器105的点。图3提供了具有其寄生元件的同步整流器305的电路图。同步整流器305包括寄生栅极电感340、寄生漏极电感350和寄生源极电感360。关注于寄生漏极电感350和寄生源极电感360，这些寄生电感归因于封装，并且不能被消除。寄生漏极电感350和寄生源极电感360上的di/dt引起同步整流器305两端的额外电压降。这一电压降可能使得同步整流器305提早关断并且产生额外传导损耗。
图4提供了流过同步整流器305的电流的图表400。图5提供了横跨同步整流器305、寄生漏极电感350和寄生源极电感360的电压以及同步整流器305本身两端的电压的相应图表500。提早关闭在t1处示出，并且能够归因于寄生漏极电感350和寄生源极电感360的影响。
波形ISR 410提供了经过同步整流器305的电流。波形VSENSE 510提供了同步整流器305两端的电压，并且波形VSR提供了MOSFET 370两端的电压。
图6提供同步整流器控制的系统的示例性实施例的电路图600。如在图3的电路图中，同步整流器605包括寄生漏极电感650和寄生源极电感660。在该示例性实施例中，补偿电感670被引入以抵消寄生漏极电感650和寄生源极电感660的影响。补偿电感670可以由半导体管芯上的迹线电感形成或者由外部PCB迹线形成。也可以使用外部离散电感器。在某些半导体封装中，寄生电感可以大体上固定，以便能够修改版图以产生固定的补偿电感670。
为了计算补偿电感670的值LC，
VSENSE＝VSR-(LD+LS)dISRdt
VCOMP＝LCdISRdt
LC＝LD+LS→VCOMP+VSENSE＝VSR
补偿电感670越靠近同步整流器605，电感越低。补偿电感670距同步整流器605越远，电感越高。可以通过设定补偿电感670相对于同步整流器605的位置、通过设定形状例如非限制性示例如矩形、圆形、正方形、三角形或不规则形状/不全等形状(incongruous shape)来设定补偿电感670的值。同步整流器控制的系统和方法的示例性实施例也可以按照尺寸来设定补偿电感670，例如设定迹线的长度和宽度。示例性实施例可以用所公开的选项之一或者多于一个选项来设定，并且可以使用一些其他类似的选项。
图7提供了用于在同步整流器705的封装内实现补偿电感770的电路700。补偿电感770被确定尺寸、定位和/或定形，从而补偿寄生漏极电感750和寄生源极电感760。由比较器795对VCOMP与VSENSE进行比较。在通过兼顾电阻器785和电阻器790的电阻分压器分压以后，VSENSE被切换到比较器795的非反相输入端。也可以基于现有封装电感来计算补偿电感。例如，如果使用图7的电路图，则补偿电感器LC应该是LD+LS。如果电路图中的电阻器不同，则可以基于电阻器比率计算电感。一般概念是电桥，并且感应器之间的比率应该等于电阻器之间的比率。
图8提供了流过同步整流器605的电流的图表800。图9提供了横跨同步整流器605、寄生漏极电感650和寄生源极电感660的电压以及同步整流器605自身两端的电压的相应图表900。图5中在t1所示的及早关断已经不再存在，并且能够归因于补偿电感670的影响。波形ISR 810提供了经过同步整流器605的电流。波形VSENSE 910提供了包括寄生电感和补偿电感的封装器件两端的电压，并且波形VSR920提供了同步整流器605两端的电压。波形VCOMP 920提供了补偿电感670两端的电压。
图10提供同步整流器控制的方法的示例性实施例的流程图1000。在方框1010中，确定横跨寄生漏极电感、同步整流器和寄生源极电感的电压VSENSE。在方框1020中，确定同步整流器两端的电压VSR。在方框1030中，使用VSENSE和VSR确定补偿电感两端的电压VCOMP。在方框1040中，根据VCOMP确定补偿电感LC。
尽管在此公开的系统和方法是通过示例性同步整流器器件提供的，但是所公开的系统和方法将适用于具有寄生漏极电感和寄生源极电感的任何封装半导体器件。此外，在此公开的系统和方法不仅适用于具有寄生源极电感和寄生漏极电感的MOSFET器件，也适用于具有寄生电感的任何器件。另外，尽管示例性电路是回扫转换器，但是在此公开的系统和方法可适用于许多其他的电路拓扑，并且意图包括在本公开中。

Claims (11)

1.一种同步整流器，其包含：
在半导体管芯上的晶体管；和
补偿电感，其被配置为补偿在所述晶体管的封装中所引入的寄生漏极电感和寄生源极电感。
2.根据权利要求1所述的同步整流器，其中所述补偿电感在所述同步整流器的封装之外。
3.根据权利要求1所述的同步整流器，其中所述补偿电感包含在所述半导体管芯上的迹线或印刷电路板迹线二者至少之一。
4.根据权利要求1所述的同步整流器，其中所述补偿电感相对于所述同步整流器放置，所述位置影响所述补偿电感。
5.根据权利要求1所述的同步整流器，其中所述补偿电感由矩形、圆形、正方形、三角形、规则形状或不规则形状中的至少一种形状配置；并且其中所述形状影响所述补偿电感。
6.根据权利要求1所述的同步整流器，其中所述补偿电感按尺寸配置，以便长度和宽度中的至少一个被配置；并且其中所述尺寸影响所述补偿电感。
8.一种用于补偿半导体器件中的寄生电感的系统，所述系统包含：
半导体管芯；和
用于所述半导体管芯的封装；和
补偿电感，其被配置为补偿寄生封装电感。
9.根据权利要求8所述的系统，其中所述半导体管芯包含同步整流器。
10.一种方法，其包含：
确定半导体器件两端的第一电压，其中所述第一电压包括由寄生电感产生的影响；
确定所述半导体器件两端的第二电压，其中所述第二电压不具有所述寄生电感的影响；
确定第三电压以补偿所述第一电压和所述第二电压之间的差；以及
确定补偿电感以便生成所述第三电压；以及
将所述补偿电感应用到所述半导体器件。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述半导体器件是同步整流器。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述补偿电感按相对于所述同步整流器的位置、形状和尺寸中至少之一配置；其中所述位置、形状和尺寸影响所述补偿电感。
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