CN102739583B - 用于支持均衡的数据和导频结构的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于支持均衡的数据和导频结构的方法和设备。本发明描述用于以一种促进接收器处的均衡的方式发射数据的技术。将保护间隔附加到数据块，使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔且在所述数据块的结尾处具有保护间隔。每个保护间隔都可以是不连续发射(DTX)、多相序列或某一其它已知序列。将导频附加到每一组至少一个数据块。可使用各种时间段结构来发送所述数据块、导频和保护间隔，且可对所述三者进行处理，以供发射。所述处理可包含将所述数据块映射到至少一个物理信道、用信道化代码对每个物理信道的所述数据块进行信道化、组合所有的物理信道，以及用扰码来对所述经组合的数据、导频和保护间隔进行加扰。

Description

用于支持均衡的数据和导频结构的方法和设备

分案申请

本发明专利申请是申请日为2006年3月29日，申请号为200680018142.4，以及发明名称为“用于支持均衡的数据和导频结构的方法和设备”的发明专利申请案的分案申请。

35U.S.C.§119下主张优先权

本专利申请案主张2005年3月29日申请的题为“METHODANDAPPARATUSFORIMPROVEDEQUALIZATIONINWIRELESSCOMMUNICATIONS”的第60/666,333号临时申请案的优先权，所述临时申请案转让给本受让人并特意以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明大体上涉及通信，且更具体地说，涉及用于在无线通信系统中发射和接收数据的技术。

背景技术

在无线通信系统中，发射器通常处理(例如编码、交错、符号映射、信道化和加扰)业务数据，以产生码片序列。接着，发射器处理所述码片序列，以产生射频(RF)信号，并经由无线信道发射所述RF信号。所述无线信道用信道响应使所发射的RF信号失真，且用噪声和干扰进一步使所述信号降级。

接收器接收所发射的RF信号，并处理所接收的RF信号以获得样本。接收器可对所述样本执行均衡，以获得由发射器发送的码片的估计值。接着，接收器处理(例如、解扰、解信道化、解调、解交错以及解码)所述码片估计值，以获得经解码的数据。由接收器执行的均衡通常对码片估计值的质量以及经解码数据的可靠性具有较大影响。

因此，此项技术中需要以一种促进接收器处的均衡的方式发射数据的技术。

发明内容

根据本发明的实施例，描述一种设备，其包含至少一个处理器和一存储器。所述处理器将保护间隔附加到数据块，使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔。每个保护间隔都可以是不连续发射(DTX)、多相序列或某一其它已知序列。接着，处理器处理所述数据块和所述保护间隔，以供发射。

根据另一实施例，提供一种方法，其中将保护间隔附加到数据块，使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔。接着，处理所述数据块和所述保护间隔，以供发射。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含：用于将保护间隔附加到数据块使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔且在所述数据块的结尾处具有保护间隔的装置，以及用于处理所述数据块和所述保护间隔以供发射的装置。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含至少一个处理器和一存储器。所述处理器对所接收的样本进行解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对所发射的数据块获得第二所接收样本块。发射数据块使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔。接着，处理器基于第一所接收样本块导出信道估计值，且用所述信道估计值对第二所接收样本块执行均衡。

根据又一实施例，提供一种方法，其中对所接收的样本进行解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对所发射的数据块获得第二所接收样本块，其中发射数据块使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔。基于第一所接收样本块导出信道估计值。接着，用所述信道估计值对第二所接收样本块执行均衡。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含用于对所接收的样本进行解多路复用以针对已知发射获得第一所接收样本块且针对所发射的数据块获得第二所接收样本块的装置，其中发射数据块使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔。所述设备进一步包含用于基于第一所接收样本块导出信道估计值的装置，以及用于用所述信道估计值对第二所接收样本块执行均衡的装置。

下文进一步详细描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

图1展示UMTS网络。

图2展示多个载波的示范性部署。

图3展示W-CDMA中的帧结构。

图4展示W-CDMA版本5和6中的时间段结构。

图5展示支持HS-PDSCH的均衡的时间段结构。

图6A和图6B展示支持均衡的额外时间段结构。

图7A、图7B和图7C展示用于HSDPA的额外时间段结构。

图8展示发射器和接收器的框图。

图9A和图9B展示调制器的两个实施例的框图。

图10A和图10B展示均衡器的两个实施例的框图。

图11展示用于发射数据和导频的过程。

图12展示用于接收数据和导频的过程。

具体实施方式

本文使用词汇“示范性”来表示“用作实例、例子或说明”。本文描述为“示范性”的任一实施例都不一定解释为比其它实施例优选或有利。

本文所述的技术可用于各种无线通信系统，例如码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统和频分多址(FDMA)系统。术语“系统”和“网络”经常可交换地使用。CDMA网络可实施例如W-CDMA、cdma2000等无线电技术。cdma2000涵盖IS-2000、IS-856和IS-95标准。TDMA网络可实施例如全球移动通信系统(GSM)的无线电技术。这些各种无线电技术和标准都是此项技术中已知的。来自名为“第三代合作伙伴计划”(3GPP)的组织的文献中描述了W-CDMA和GSM。来自名为“第三代合作伙伴计划2”(3GPP2)的组织的文献中描述了cdma2000。为了清楚起见，下文针对利用W-CDMA的UMTS网络具体描述所述技术，且在下文描述内容的大部分中使用UMTS术语。

图1展示具有多个节点B110和多个用户设备(UE)120的UMTS网络100。节点B通常是与UE通信的固定站，且还可被称为基站、接入点和/或某一其它术语。每个节点B110都针对特定地理区域102提供通信覆盖。UE120通常分散在整个网络上，且每个UE都可固定或移动。UE还可被称为移动站、用户终端或某一其它术语。UE可以是蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、无线装置、手持式装置、无线调制解调器等。下文中可交换地使用术语“UE”和“用户”。UE可在任一给定时刻，在下行链路和/或上行链路上，与零个、一个或多个节点B通信。下行链路(或前向链路)是指从节点B到UE的通信链路，且上行链路(或反向链路)是指从UE到节点B的通信链路。无线电网络控制器(RNC)130耦合到节点B110，并提供对节点B的协调和控制。

在W-CDMA中，待发射到UE的数据被处理为更高信令层处的一个或一个以上传送信道。所述传送信道可运载用于一个或一个以上服务的数据，例如语音、视频、分组数据等。将传送信道映射到物理层处的物理信道。用不同的正交可变扩频因子(orthogonalvariablespreadingfactor，OVSF)码对物理信道进行信道化，且所述物理信道在码域中彼此正交。OVSF码还被称为信道化代码。

版本5以及之后版本的W-CDMA支持高速下行链路分组接入(High-SpeedDownlinkPacketAccess，HSDPA)，其为一组在下行链路上启用高速分组数据发射的信道和程序。对于HSDPA来说，以多路复用到高速下行链路共享信道(HighSpeedDownlinkSharedChannel，HS-DSCH)(其为传送信道)上的块的形式来处理数据。可将HS-DSCH映射到一个到多个(至多达15个)高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)，其为物理信道。HS-PDSCH可以时分和码分多路复用(TDM/CDM)的方式为多个UE运载数据。在一个或一个以上HS-DSCH共享控制信道(HS-SCCH)(其为物理信道)上发送用于HS-PDSCH的控制信息。控制信息传达UE所使用的各种参数，以适当接收和处理HS-PDSCH。

UMTS网络100可支持一个或一个以上W-CDMA版本，例如版本99(Rel-99)、版本5(Rel-5)、版本6(Rel-6)和/或之后的版本。在下面的描述中，版本x(Rel-x)是在版本6之后的版本。每个版本都在前面的版本上有所改进。

版本5引入以下特征：

·下行链路上峰值数据速率为14.4兆位/秒(Mbps)的HSDPA，

·来自两个天线的下行链路发射的空时发射分集(SpaceTimeTransmitDiversity，STTD)和闭环发射分集(ClosedLoopTransmitDiversity，CLTD)，以及

·专用导频向特定UE的发射。

版本6引入以下特征：

·峰值数据速率为4.1Mbps的增强的上行链路，

·将DCCH映射到HS-DSCH，以发送信令消息，例如供移交，

·用于以TDM方式将发射功率命令(transmitpowercommand，TPC)和专用导频发送到多个UE的分数专用物理信道(F-DPCH)，以及

·用于增强的广播能力的多媒体广播组播业务(MBMS)。

版本5和6与版本99向后兼容。之后的版本可以或可以不与早先的版本向后兼容。

UMTS网络100可在单个载波或多个载波上操作。每个载波都具有约5MHz的带宽，且以特定频率为中心。可使用多个载波来改进容量。

图2展示多个载波的示范性部署200。通常，可针对多载波W-CDM(MC-WCDMA)部署任何数目的载波。在图2所示的实施例中，将一个载波指定为支持版本5的锚定载波(anchorcarrier)。将剩余的载波指定为辅助载波。每个辅助载波都可支持版本5、版本6和/或版本x。锚定载波可运载支持系统采集、接入、寻呼、广播等的共同信道。这些共同信道可包含以下信道：

·同步信道(SCH)——运载采集的时序和信息，

·主共同控制物理信道(PrimaryCommonControlPhysicalChannel，P-CCPCH)——运载系统和接入参数，

·次级CCPCH(S-CCPCH)——在UE处于闲置模式下时，运载寻呼消息和其它UE定向的信令消息，

·采集指示符信道(AcquisitionIndicatorChannel，AICH)——运载对接入探测的响应，

·寻呼指示符信道(PageIndicatorChannel，PICH)——运载寻呼消息的寻呼指示符，以及

·MBMS指示符信道(MBMSIndicatorChannel，MICH)——运载MBMS消息的指示符。

对于图2中所示的多载波结构来说，UE在第一次通电时可初始地调谐到锚定载波。UE可基于SCH采集系统时序，对P-CCPCH进行解码以获得系统和接入参数，在物理随机接入信道(PRACH)上发送接入探测，并等待AICH上的响应。接着，UE可向UMTS网络执行注册和设置，且其后可进入CELL_DCH状态。在CELL_DCH状态下，UE被分配有专用信道(DCH)，且可发送和/或接收数据。UE可保持在锚定载波上以与网络通信。还可将UE移交至辅助载波。UE可经由多个载波接收和/或发射数据以改进处理量。

每个辅助载波都可或可不运载上文所列出的共同信道。为了减少额外开销，网络可仅在锚定载波上发送共同信道。在此情况下，为了供系统接入以及在处于闲置模式下时，UE可调谐到锚定载波。在CELL_DCH状态下，可将UE移交至一个或一个以上辅助载波。UE可进行频率间测量，并将测量结果报告给网络。网络可基于所述测量结果将UE引导至合适的载波。

图3展示W-CDMA中的帧结构300。将用于下行链路上的发射的时线分成若干个无线帧(radioframe)。每个无线帧都由在控制信道上发射的12位系统帧编号(SFN)来识别。每个无线帧都具有10毫秒(ms)的持续时间，且进一步分成15个时间段，其被标记为时间段0到时间段14。每个时间段都包含2560个码片，并具有0.667ms的持续时间。每个码片都具有260.42毫微秒(ns)的持续时间，其中码片速率为3.84兆码片/秒(Mcps)。

可在用于HSDPA的每个载波上发送至多达15个HS-PDSCH。在发射时间间隔(TTI)(其还被称为子帧)中发送HS-PDSCH。每个TTI横跨三个时间段，且具有2ms的持续时间。用于HS-PDSCH的新的TTI在帧分界处开始。HS-PDSCH被分配有具有扩展因数16的信道化代码。对于HS-PDSCH来说，每个时间段横跨160个符号周期，且每个符号周期包含16个码片。可在每个符号周期中发送数据符号，且用16码片信道化代码对所述数据符号进行信道化或扩展，以产生在16个码片周期中发送的16个数据码片。如本文所使用，数据符号是用于数据的符号，导频符号是用于导频的符号，信令符号是用于信令的符号，且符号通常是复值。符号可以是用于调制方案(例如M-PSK或M-QAM)的调制符号。导频是发射器和接收器两者事先知道的发射。

图4展示用于版本5和6中的一些下行链路物理信道的时间段结构400。时间段结构还可被称为时间段格式、数据与导频结构等。主共同导频信道(P-CPICH)在每个时间段运载10个导频符号，且用信道化代码C_ch256，0来扩展。通常，信道化代码C_chK，k是OVSF代码树中的长度为K的第k个代码，其中K可以是2的任一次幂，例如16、128或256。P-CCPCH在每个时间段运载10个信令符号，且用信道化代码C_ch256，1来扩展。在版本5和6中，可使用信道化代码C_ch16，1到C_ch16，15来针对HSDPA发送至多达15个HS-PDSCH。版本5和6中所使用的HS-PDSCH在本文称为Rel-5HS-PDSCH。每个Rel-5HS-PDSCH在每个时间段运载至多达160个数据符号，且用不同的16码片信道化代码来扩展。在版本6中，可使用256码片信道化代码C_ch256，f来发送F-DPCH，所述256码片信道化代码C_ch256，f可由节点B选择，并以信号通知UE。F-DPCH可运载至多达10个用于TPC的符号和/或用于特定UE的专用导频。

需要在UE处执行均衡以实现良好的性能。在高数据速率(例如多载波HSDPA(MC-HSDPA)中所预计的数据速率)下，均衡尤其重要。通常，可在时域或频域中执行均衡。可使用具有大量分接头的时域均衡器来实现良好的性能。由于共同地导出分接头且可能需要较大的矩阵求逆，所以时域均衡可能是复杂的。还可使用具有大量系数的频域均衡器来实现良好的性能。然而，由于可针对每个频率音调或频率接收器单独导出所述系数，所以频域均衡可能较简单。因此，需要具有支持频域均衡的时间段结构。

为了促进接收器处的频域均衡，发射器可在发射之前在数据块之间插入保护间隔。数据块的开头处的保护间隔称为前缀，且数据块的结尾处的保护间隔称为后缀。前缀应等于每一数据块的后缀。如果前缀和后缀足够长，那么此循环特性将无线信道的线性卷积转换成圆周卷积。循环特性防止符号间干扰(ISI)，且允许接收器对每个所接收的数据块执行快速傅里叶变换(FFT)，以获得频域符号。接着，如下文所述，接收器可在频域中对这些符号执行均衡。

图5展示支持HS-PDSCH的均衡且与版本5和6向后兼容的时间段结构500的实施例。在此实施例中，可用信道化代码C_ch256，0来发送P-CPICH，且可用信道化代码C_ch256，1来发送P-CCPCH，如上文针对图4所述。

可使用信道化代码C_ch16，1到C_ch16，15来针对HSDPA发送至多达15个新的HS-PDSCH。这些新的HS-PDSCH在本文称为Rel-xHS-PDSCH。在图5所示的实施例中，用于Rel-xHS-PDSCH的时间段包含保护字段512、TDM导频(P)字段514、保护字段516、第一数据字段518、保护字段520以及第二数据字段522。每个保护字段都在两个发射之间(例如在两个数据块之间或在数据块与导频之间)提供保护间隔。在图5所示的实施例中，每个保护字段都是DTX，其包括实质上未被发射的零信号值。导频字段514运载可用于信道估计的导频符号。数据字段518和522中的每一者都可运载数据块，所述数据块可包含任何数目的数据符号。

通常，Rel-xHS-PDSCH的每个字段都可具有任一适当选择的持续时间。可将每个保护字段用作一个数据块的前缀和/或用作另一数据块的后缀。可将每个保护字段的持续时间选择成等于或长于有效延迟扩展，所述有效延迟扩展是信道延迟扩展与根升余弦(Root-Raised-Cosine，RRC)自相关的时间范围的总和。信道延迟扩展是接收器处的最早到达信号路径与最迟到达信号路径之间的预期差。RRC自相关是发射器处的RRC脉冲整形滤波器与接收器处的匹配滤波器之间的相关。足够长的保护字段减少了ISI。

可使用不同的信道化代码同时发送多个Rel-5和/或Rel-xHS-PDSCH。在此情况下，可将Rel-xHS-PDSCH的每个字段选择成HS-PDSCH的信道化代码长度的整数倍，或16·L，其中L≥1。此限制维持同时发送的HS-PDSCH之间的正交性。在特定实施例中，每个保护字段横跨48个码片，导频字段横跨80个码片，第一数据字段横跨2000个码片，且第二数据字段横跨336个码片。此实施例允许接收器针对数据字段518中发送的数据块执行2048点FFT，且针对数据字段522中发送的数据块执行512点FFT。在此实施例中，TDM导频和保护间隔的额外开销是8.75％。Rel-xHS-PDSCH的字段还可具有其它持续时间。

在一实施例中，用针对每个Rel-xHS-PDSCH的信道化代码对所述HS-PDSCH的数据字段进行信道化。在一实施例中，用信道化代码C_ch256，0来发送每个Rel-xHS-PDSCH的TDM导频。在此实施例中，在所有的Rel-xHS-PDSCH以及P-CPICH上发送相同TDM导频，这减少了TDM导频上的干扰，并允许接收器导出较准确的信道估计值。TDM导频可以是任何具有良好时间和频谱特征的序列，例如下文所述的多相序列。

图5所示的Rel-xHS-PDSCH时间段结构具有各种合乎需要的特征。第一，针对每个数据块提供前缀和后缀，这允许接收器对每个数据块执行准确的频域处理。明确地说，对于在数据字段518中发送的数据块来说，保护字段516是前缀，且保护字段520是后缀。保护字段520还是在数据字段522中发送的数据块的前缀，且下一时间段中的保护字段516是此数据块的后缀。因此，保护字段516和520每一者被有效地用作一个数据块的前缀，且用作另一数据块的后缀。保护字段512使在导频字段514中发送的TDM导频与在前一时间段的数据字段522中发送的数据块隔离。

保护字段512针对在字段514中发送的导频产生循环结构。此循环结构实现出于信道估计目的对导频的频域处理，其独立于对于在字段522中发送的数据的处理模式。导频的一个用途是，通过处理导频字段514而在均衡之前实现信道估计。为了实现此用途，保护字段512应具有与保护字段516和520的长度相当的长度。导频的另一用途是，可通过在均衡之后处理导频字段514来获得残余信道估计值。残余信道包含无线信道与均衡器的复合效应。由于残余信道通常具有短于无线信道本身的延迟扩展，所以为了实现此用途，可使保护字段512的长度比保护字段516和520的长度短。在图5所示的示范性实施例中，保护字段512的长度与保护字段516和520的长度相同，且因此支持导频字段514的两种用途。

在存在加扰的情况下，对保护字段使用DTX会保持每个数据块的循环特性。在W-CDMA中，节点B用所分配的信道化代码对每个物理信道的数据进行信道化，对所有物理信道的经信道化的数据进行求和，并用扰码对总计数据进行加扰，以产生输出码片。如果给定数据块的前缀和后缀相等但非零，那么加扰将导致前缀与后缀不同，因为扰码的施加到前缀的部分可能不等于扰码的施加到后缀的部分。接收器首先执行均衡，之后执行解扰。因此，如果前缀和后缀非零，那么加扰将破坏数据块的循环特性，因为当执行均衡时，前缀不再等于后缀，这进而会使性能降级。对前缀和后缀使用DTX在均衡时保持了循环特性，这是合乎需要的。

由于所有的物理信道被组合且接着被加扰，所以在Rel-xHS-PDSCH中，需要在保护间隔期间没有来自其它物理信道的发射。对于F-DPCH来说，如图5中所示，可在与Rel-xHS-PDSCH的保护间隔重叠的第一和第九符号周期中发送DTX。如图5中所示，可在剩余的八个符号周期中，在F-DPCH上以TDM方式发送用于至多达四个UE的TPC和专用导频。由于码分多路复用的缘故，在大多数数据部分期间，F-DPCH与Rel-xHS-PDSCH正交。

节点B可支持Rel-5/6用户以及Rel-x用户。Rel-5/6用户是支持版本5和/或6的用户。Rel-x用户是能够接收图5中所示的Rel-xHS-PDSCH的用户。节点B可在F-DPCH上将TPC和专用导频发射给Rel-5/6用户(例如图5中所示)。在此情况下，Rel-x用户不会影响Rel-5/6用户，且反之亦然。作为替代或另外，节点B可发射连续P-CPICH以支持Rel-5/6用户，且还可使用图4中所示的时间段结构来发射Rel-5HS-PDSCH。节点B还可发射P-CCPCH和/或其它物理信道。在此情况下，与Rel-xHS-PDSCH的保护间隔重叠的每个物理信道将扰乱循环特性，且因此影响Rel-x用户。对于这些物理信道中的每一者，节点B可击穿(即，用DTX代替)或削弱物理信道的与Rel-xHS-PDSCH的保护间隔重叠的部分，以便保留循环特性。由于击穿而导致的对Rel-5/6用户的降级可能较小，因为保护间隔(例如3×48个码片)代表时间段的一小部分(例如5.6％)。Rel-xHS-PDSCH不会以其它方式影响Rel-5/6用户。

图6A展示支持HS-PDSCH的均衡的时间段结构610的另一实施例。在此实施例中，将用于Rel-xHS-PDSCH的时间段分成五个512个码片的片断。每个片断包含数据字段612和保护字段614。中间片断进一步包含TDM导频(P)字段616和保护字段618。在图6A所示的实施例中，每个保护字段都是DTX。接着，在每个数据字段612的左侧接上DTX前缀，且还在右侧接上DTX后缀。在一实施例中，除中心片断之外每个片断中的数据字段612都具有464个码片的持续时间，中心片断中的数据字段612具有336个码片的持续时间，每个保护字段具有48个码片的持续时间，且TDM导频字段616具有80个码片的持续时间。所述字段还可具有其它持续时间。此实施例允许接收器对每个片断执行512点FFT。接收器还可使用单个频域均衡器对五个片断执行频域均衡，这可减少计算量。将TDM导频置于时间段的中部附近，且TDM导频可为时间段中的第一个和最后一个片断提供具有相似质量的信道估计值。

图6B展示支持HS-PDSCH的均衡的时间段结构630的又一实施例。在此实施例中，用于Rel-xHS-PDSCH的时间段包含保护字段632、TDM导频(P)字段634、保护字段636和数据字段638。此实施例使时间段中的保护字段的数目最小。

图5、图6A和图6B展示支持Rel-xHS-PDSCH的频域均衡且还支持其它物理信道的时间段结构的若干实施例。在存在加扰的情况下，对Rel-xHS-PDSCH的保护间隔使用DTX保持了循环特性。对循环特性的一些降级可能由在保护间隔期间发送的其它物理信道引起，这影响了Rel-x用户的性能。可通过在保护间隔期间击穿其它物理信道来避免这种降级，这影响了Rel-5/6用户的性能。网络可决定(1)是否在同一载波上同时支持Rel-5/6用户和Rel-x用户两者，且如果是，那么(2)在Rel-5/6用户的性能与Rel-x用户的性能之间折衷。可按照逐个载波的方式作出这些决定。

还可界定各种其它时间段结构。如果不执行加扰，那么可针对保护间隔使用具有良好时间和频谱特征的非零前缀序列。此前缀序列允许在保护周期期间，充分利用节点B处的可用发射功率。所述前缀序列还可允许UE实现较好的性能。

图7展示用于HSDPA的时间段结构710的实施例。在此实施例中，将时间段分成两个1280个码片的半时间段。每个半时间段包含导频(P)字段712、数据字段714、保护(G)字段716、数据字段718、保护字段720、数据字段722以及保护字段724。导频还可称为前缀，且每个保护间隔还可称为后缀。

通常，每个字段都可具有任何合适的持续时间。在实施例中，数据字段714和718中的每一者具有448个码片的持续时间，数据字段722具有128个码片的持续时间，导频字段712具有64个码片的持续时间，且每个保护字段具有64个码片的持续时间。此实施例允许接收器对数据字段714和718中的每一者执行512点FFT，且对数据字段722执行256点FFT，如图7A中所示。图7A中的实施例具有64码片保护间隔，其长于用于图5到图6B中的实施例的48码片保护间隔。较长的保护间隔较稳固地抵抗长信道延迟扩展，但以较多的额外开销为代价。所述字段还可具有其它持续时间。

图7B展示用于HSDPA的时间段结构730的另一实施例。在此实施例中，时间段包含导频(P)字段732、数据字段734、保护(G)字段736、数据字段738以及保护字段740。在实施例中，数据字段734具有1984个码片的持续时间，数据字段738具有384个码片的持续时间、导频字段732具有64个码片的持续时间，且每个保护字段具有64个码片的持续时间。此实施例允许接收器对数据字段734执行2048点FFT，且对数据字段738执行512点FFT，如图7B中所示。所述字段还可具有其它持续时间。

图7C展示用于HSDPA的时间段结构750的又一实施例。在此实施例中，时间段包含导频(P)字段752、数据字段754以及保护(G)字段756。在实施例中，数据字段754具有2432个码片的持续时间，导频字段752具有64个码片的持续时间，且保护字段756具有64个码片的持续时间。所述字段还可具有其它持续时间。此实施例使时间段中的保护字段的数目最小。

还可界定各种其它时间段结构。通常，每个时间段可包含任何数目的数据字段、任何数目的导频字段以及任何数目的保护字段。时间段还可包含额外和/或不同的字段。每个字段都可具有任何合适的持续时间。可基于有效延迟扩展来选择保护字段的持续时间。可基于有效延迟扩展且基于所需的信道估计性能，来选择导频字段的持续时间。可基于接收器处的复杂性(例如，时域与频域之间的变换、均衡等的复杂性)与用于保护间隔的额外开销的量之间的折衷，来选择数据字段的持续时间。

在图7A到图7C所示的实施例中，在每个数据字段的右侧接上保护字段(或后缀)，且在左侧接上导频字段或保护字段。可出于不同目的而使用导频和后缀。明确地说，导频可用于在频域均衡之前获得信道估计，且后缀可用于在频域均衡之后进行残余ISI校正。

在实施例中，导频和保护字段载有相同前缀序列。各种序列可用作所述前缀序列。在实施例中，将具有良好时间和频谱特征的多相序列用作所述前缀序列。良好的时间和频谱特征可由整个系统带宽上的等幅频率响应、恒定时域包络、除零偏移之外在所有时间偏移处均为零的自相关，和/或其它特性来量化。各种多相序列均可利用，其中包含Chu序列、Golomb序列、P1、P3、P4和Px序列以及Frank序列。Chu序列可表达为：

$p\left(n\right)=e^{-j\·\mathrm{\π}\·n^2/P},$ 其中n＝0，...，P-1，方程式(1)

其中p(n)表示多相序列(其为方程式(1)中的Chu序列)的码片，且P是多相序列的长度。通常，P可以是大于1的任何整数值。在实施例中，P＝64，且可在图7A到图7C中的导频和保护字段的每一者中发送64码片Chu序列。

可使用图7A到图7C所示的时间段结构，以各种方式发送数据。在一个实施例中，在没有信道化或加扰的情况下，发送单个Rel-xHS-PDSCH。在此实施例中，可在每个数据字段的每个码片周期中发送数据符号。在另一实施例中，可同时发送多个Rel-xHS-PDSCH，且用不同的信道化代码对每个Rel-xHS-PDSCH的数据块进行信道化，如上文针对图5所述。可对数据块执行加扰，但不对导频和保护间隔执行加扰，使得不会扰乱数据块的循环特性。

对于图7A、图7B或图7C所示的时间段结构，导频的所接收样本可表达为：

$y_p\left(n\right)=c\left(n\right)\⊗p\left(n\right)+w_p\left(n\right),$ 方程式(2)

其中c(n)是由导频观察到的有效信道响应，

p(n)表示导频的所发射的样本，

y_p(p)表示导频的所接收的样本，

w_p(n)表示导频的噪声，以及

表示圆周卷积。

有效信道响应可给定为：

$c\left(n\right)=h\left(n\right)\⊗c^{\′}\left(n\right)\⊗h^{*}(-n),$ 方程式(3)

其中h(n)是发射器处的脉冲整形滤波器的响应，

c′(n)是无线信道的响应，以及

h*(-n)是接收器处的匹配滤波器的响应。

接收器可对导频的所接收样本执行FFT，以获得频域符号，所述频域符号可表达为：

$Y_P\left(k\right)=\sqrt{P}\·C\left(k\right)\·P\left(k\right)+W_P\left(k\right),$ 方程式(4)

其中Y_p(k)、C(k)、P(k)和W_p(k)分别是y_p(ri)、c(n)、p(n)和w_p(n)的频域表示形式，且P是导频字段的持续时间。

接收器可基于最小均方误差(MMSE)标准导出信道频率响应估计值，如下：

$\hat{C}\left(k\right)=\frac{\sqrt{P}\·R_{\mathrm{cc}}\left(k\right)\·P^{*}\left(k\right)}{P\·R_{\mathrm{cc}}\left(k\right)\·{\left|P\left(k\right)\right|}^2+R_{\mathrm{wp}}\left(k\right)}\·Y_P\left(k\right),$ 方程式(5)

其中R_cc(k)＝E{|C(k)|²}是音调k的预期信道能量，

R_wp(k)＝E{|W_p(k)|²}是音调k的预期噪声能量，

E{}表示预期运算，以及

是音调k的信道增益估计值。

R_cc(k)和R_wp(k)表示可基于先前所接收样本导出的先验信道和噪声统计量。

接收器还可基于迫零MMSE(ZF-MMSE)标准导出信道频率响应估计值，如下：

$\hat{C}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{P}}\·\frac{Y_P\left(k\right)}{P\left(k\right)}.$ 方程式(6)

在R_cc(k)＞0且R_wp(k)＝0的情况下，方程式(6)等于方程式(5)。

接收器可针对P个音调(或k＝0，...，P-1)中的每一者导出信道增益估计值。接着，接收器可对P个信道增益估计值执行P点反向FFT(IFFT)，以用P个信道分接头获得时域信道脉冲响应估计值。接收器可取消具有低于预定阈值的低能量的信道分接头，插入零以获得总数为N个的信道分接头和零，且执行N点FFT以用N个音调的N个信道增益估计值获得信道频率响应估计值。N是数据块的音调的数目，且在图7A中，N对于数据字段714和718可等于512，且对于数据字段722可等于256。接收器可在多个导频发射上对所接收样本、信道增益估计值和/或信道分接头进行滤波，以减少噪声和估计误差。

数据块的所接收样本可表达为：

$y_b\left(n\right)=c\left(n\right)\⊗b\left(n\right)+w_b\left(n\right),$ 方程式(7)

其中b(n)表示数据块及其后缀的所发射的样本，

y_b(n)表示数据块及其后缀的所接收样本，以及

w_b(n)表示噪声。

在图7A中，在字段714中发送的数据块的所发射样本以及在字段716中发送的保护间隔/后缀可表达为：

方程式(8)

其中d(n)表示在数据字段714中发送的数据块中的样本，以及

g(n)表示在保护字段716中发送的前缀序列中的样本。

用于后缀的前缀序列g(n)可等于用于导频的前缀序列p(n)，或g(n)＝p(n)。

接收器可对数据块的所接收样本执行FFT，以获得频域符号，所述频域符号可表达为：

$Y_b\left(k\right)=\sqrt{D}\·C\left(k\right)\·B\left(k\right)+W_b\left(k\right),$ 方程式(9)

其中Y_b(k)、C(k)、B(k)和W_b(k)分别是y_b(n)、c(n)、b(n)和w_b(n)的频域表示形式，且D是数据块和保护间隔的大小。

接收器可基于MMSE标准对数据块执行频域均衡，如下：

$\hat{B}\left(k\right)=\frac{\sqrt{D}\·R_{\mathrm{bb}}\left(k\right)\·{\hat{C}}^{*}\left(k\right)}{D\·R_{\mathrm{bb}}\left(k\right)\·{\left|\hat{C}\left(k\right)\right|}^2+R_{\mathrm{wb}}\left(k\right)}\·Y_b\left(k\right),$ 方程式(10)

其中R_bb(k)＝E{|B(k)|²}是音调k的预期信号能量，

R_wb(k)＝E{|W_p(k)|²}是音调k的预期噪声能量，以及

是音调k的经均衡的符号，其是B(k)的估计值。

R_bb(k)和R_wb(k)表示可基于先前所接收样本导出的信号和噪声统计量。

接收器还可基于ZF-MMSE标准对数据块执行频域均衡，如下：

$\hat{B}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{D}}\·\frac{Y_b\left(k\right)}{\hat{C}\left(k\right)}.$ 方程式(11)

接收器对经均衡的符号执行IFFT，以获得数据块的经均衡的样本数据字段714的经均衡的样本和后缀字段716的经均衡的样本可如下获得：

$\hat{d}\left(n\right)=\hat{b}\left(n\right)$ 其中0≤n≤477，以及

$\hat{g}\left(n\right)=\hat{b}(n+448)$ 其中0≤n≤63.方程式(12)

经均衡的样本具有残余ISI，其可用后时域均衡来补偿。在没有噪声且具有理想均衡的情况下，所发射和所接收的后缀应该是相同的。所发射的后缀可用作时域均衡的参考信号。残余ISI横跨的持续时间比信道延迟扩展横跨的持续时间小。可利用此事实来减小时域均衡器的复杂性。

接收器可确定信道增益误差，如下：

$E\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{P}}\·\frac{Y_p\left(k\right)}{\hat{C}\left(k\right)\·P\left(k\right)},$ 其中k＝0，...，P-1方程式(13)

其中E(k)是音调k的信道增益误差。

通常，可基于导频或后缀或两者来导出E(k)。导频用于推导频域均衡器的系数，且因此不能提供独立的新的信息。从这一观点来看，使用后缀可能更好。然而，由于E(k)仅用于确定时域均衡器的分接头的放置，且不用于导出此均衡器的分接头，所以可使用导频或后缀或两者来导出E(k)。可针对导频和后缀中的每一者单独计算E(k)。接着，针对每个数据块，可基于少数几个最近的导频和/或后缀来计算平均值E(k)，并使用所述平均值E(k)为所述数据块确定均衡器分接头位置。

接收器可针对所有的P个音调变换信道增益误差，如下：

$e\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{P}}\·\underset{k=-P/2}{\overset{P/2-1}{\mathrm{\Σ}}}E\left(k\right)\·e^{j\·2\mathrm{\π}\·k\·n/P},$ 其中n＝0，...，P-1，方程式(14)

其中e(n)是E(k)的时域表示形式。可将来自方程式(14)的P个分接头中的每一者与阈值进行比较，且可将超出所述阈值的分接头的指数视为有效分接头位置。可识别单个最强分接头，且可对于此最强分接头使用单个有效分接头位置。有效分接头位置可表示为{τ_l}。

可通过对以下最优化求解来导出时域均衡器的系数：

$\mathrm{\φ}\left(a\right)=\underset{n=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{|\hat{g}\left(n\right)-g\left(n\right)-\underset{l}{\mathrm{\Σ}}a\left(l\right)\·\hat{g}(n-{\mathrm{\τ}}_l)|}^2$ 方程式(15)

其中a(l)是假定的时域均衡器，以及

φ(a)是a(l)的累积均方误差。

在方程式(15)中，将残余ISI估计为从经均衡的后缀中减去残余ISI和所发射后缀g(n)，且所得误差进行求平方和累积，以获得φ(a)。

可估算不同组的系数a(l)且可选择提供最小φ(a)的组，如下：

$a_{\mathrm{opt}}=\arg \underset{a}{\min }\mathrm{\φ}\left(a\right).$ 方程式(16)

可针对方程式(15)和方程式(16)中所示的最优化导出MMSE或ZF-MMSE解。所述解为时域均衡器提供一组系数a_opt(l)。接着，接收器可执行时域均衡，如下：

$\tilde{d}\left(n\right)=\hat{d}\left(n\right)-\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{a}_{\mathrm{opt}}\left(l\right)\·\hat{d}(n-{\mathrm{\τ}}_l),$ 方程式(17)

其中表示数据块的估计出的残余ISI，以及

表示去除了残余ISI的经改进的均衡数据。

如上文所述，可使用后缀来导出时域均衡器的系数，接着，可使用所述系数来去除数据块中的残余ISI。

图8展示发射器810和接收器850的一实施例的框图。发射器810可以是节点B的一部分，且接收器850可以是UE的一部分。在发射器810处，发射(TX)数据处理器820处理(例如编码、交错和符号映射)业务数据，并产生数据符号。处理器820还产生信令符号和导频符号。调制器830以由系统指定的方式处理数据、信令和导频符号，并提供输出码片。发射器单元(TMTR)832处理(例如，转换成模拟、放大、滤波和升频转换(frequencyupconvert))所述输出码片并产生RF信号，所述RF信号从天线834发射出。

在接收器850处，天线852接收所发射的RF信号，并提供所接收的RF信号。接收器单元(RCVR)854调整(例如滤波、放大、降频转换(frequencydownconvert)和数字化)所接收的RF信号，并提供所接收的样本。均衡器860对所接收样本执行均衡，并提供经均衡的样本。均衡器860可实施频域均衡器(FDE)和/或时域均衡器。解调器(Demod)870以与调制器830进行的处理互补的方式来处理经均衡的样本，并提供符号估计值。接收(RX)数据处理器872处理(例如符号解映射、解交错和解码)符号估计值，并提供经解码的数据和信令。通常，解调器870和RX数据处理器872进行的处理分别与发射器处的调制器830和TX数据处理器820进行的处理互补。

控制器/处理器840和880分别引导发射器810和接收器850处的各个处理单元的操作。存储器842和882分别为发射器810和接收器850存储数据和程序代码。

图9A展示调制器830a的框图，调制器830a是图8中的调制器830的一实施例。调制器830a可用于图5到图6B中所示的时间段结构。调制器830a支持至多达15个HS-PDSCH，其可包含任何数目的Rel-5HS-PDSCH和任何数目的Rel-xHS-PDSCH。

在调制器830a内，将用于每个物理信道的符号提供到各自的信道化器910，所述信道化器910用针对所述物理信道的信道化代码对符号进行信道化。击穿单元912a到912i分别接收Rel-5HS-PDSCH的信道化器910a到910i的输出，且可击穿Rel-5HS-PDSCH的与Rel-xHS-PDSCH中的导频和/或保护间隔重叠的部分。类似地，击穿单元912q到912r分别接收信道化器910q到910r的输出，且可击穿P-CPICH和P-CCPCH的与Rel-xHS-PDSCH中的导频和/或保护间隔重叠的部分。多路复用器(Mux)914(1)在用于发射的符号周期中提供信道化器910s的输出，以及(2)在不用于发射的符号周期中提供DTX，所述不用于发射的符号周期可以是那些与Rel-xHS-PDSCH中的导频和/或保护间隔重叠的符号周期。也可省略击穿单元912和多路复用器914。

加法器916对Rel-xHS-PDSCH的信道化器910j到910p的输出进行求和。在每个时间段中，多路复用器918为数据字段提供加法器916的输出，为保护字段提供DTX，且为导频字段提供TDM导频。加法器920对击穿单元912和多路复用器914及918的输出进行求和。加扰器922用分配到节点B的扰码对加法器920的输出进行加扰，并为节点B提供输出码片。

图9B展示调制器830b的框图，调制器830b是图8中的调制器830的另一实施例。调制器830b可用于图7A到图7C所示的时间段结构。调制器830b支持单个Rel-xHS-PDSCH。在调制器830b内，多路复用器930接收用于Rel-xHS-PDSCH的符号和前缀序列。在每个时间段中，多路复用器930为数据字段提供符号，且为导频和保护字段提供前缀序列。

图9A和图9B展示支持本文描述的时间段结构的调制器的两个实施例。通常，可将调制器设计成支持任何时间段结构和任何物理信道组。

图10A展示均衡器860a的框图，均衡器860a是图8中的均衡器860的一实施例。均衡器860a可用于使用图5到图7C中所示的时间段结构中的任一者发送的Rel-xHS-PDSCH。

在均衡器860a内，解多路复用器(Demux)1010从接收器单元854获得所接收的样本，将导频的所接收样本y_p(n)提供到FFT单元1012，且将数据块和保护间隔/后缀的所接收样本y_b(n)提供到FFT单元1016。FFT单元1012将导频的所接收样本变换到频域，并提供频域符号Y_p(k)。信道估计器1014为用于数据发射的音调导出信道增益估计值例如方程式(5)或方程式(6)中所示。信号估计器1014还可执行后处理、滤波等。

FFT单元1016将每个数据块及其后缀的所接收样本变换到频域，并提供频域符号Y_b(k)。信号与噪声估计器1018可基于所接收样本导出R_bb(k)和R_wb(k)的估计值。频域均衡器1020用信道增益估计值以及(可能)R_bb(k)和R_wb(k)的估计值，在频域中对符号Y_b(k)执行均衡，例如方程式(10)或(11)中所示，并提供经均衡的符号IFFT单元1022将经均衡的符号变换到时域，并提供经均衡的样本

图10B展示均衡器860b的框图，均衡器860b是图8中的均衡器860的另一实施例，均衡器860b可用于使用图7A到图7C中所示的时间段结构中的任一者发送的Rel-xHS-PDSCH。均衡器860b包含如上文针对图10A所述的那样操作的解多路复用器1010、FFT单元1012和1016、信道估计器1014、信号与噪声估计器1018、频域均衡器1020以及IFFT单元1022。

均衡器860b进一步包含执行后时域均衡以去除残余ISI的单元。在均衡器860b内，单元1030接收信道增益估计值和导频的所接收符号Y_p(k)，并确定有效分接头位置{τ_l}。解多路复用器1032从IFFT单元1022接收经均衡的样本 将后缀的经均衡的样本提供到系数计算单元1034，并将数据块的经均衡的样本提供到时域均衡器1036。单元1034导出时域均衡器1036的系数，例如上文针对方程式(15)和方程式(16)所述。时域均衡器1036用来自单元1034的系数对样本执行均衡，并提供移除了残余ISI的经改进的经均衡样本

图10A和图10B展示可用于本文描述的时间段结构的均衡器的两个实施例。通常，可将均衡器设计成支持任何时间段结构。

图11展示用于使用本文描述的时间段结构来发射数据和导频的过程1100的实施例。过程1100可由节点B或某一其它发射器来执行。

将保护间隔附加到数据块，使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔(方框1112)。每个数据块的开头处的保护间隔等于所述数据块的结尾处的保护间隔。每个保护间隔都可包括DTX、多相序列或某一其它发射。将导频附加到每一组至少一个数据块(方框1114)。导频可以是TDM导频，例如图5到图6B中所示。导频还可以是保护间隔，例如彼此邻近的两个保护间隔中的一个，如图7A到图7C中所示。还可以其它方式来发送导频。可(例如)使用图5到图7C中所示的时间段结构中的任一者来将数据块、导频和保护间隔映射到时间段。

对数据块、导频和保护间隔进行处理，以供发射(方框1116)。此处理可包含将数据块映射到至少一个物理信道，例如Rel-xHS-PDSCH。所述处理还可包含：用针对每个物理信道的信道化代码对所述物理信道的数据块进行信道化；对所有物理信道的经信道化数据进行组合；以及用扰码对经组合的数据、导频和保护间隔进行加扰，例如图10A中所示。其它物理信道(例如，P-CPICH、P-CCPCH、F-DPCH和/或Rel-5HS-PDSCH)也可被发送且可被信道化、组合和加扰，也如图10A中所示。可在与Rel-xHS-PDSCH的保护间隔和/或导频重叠的部分中击穿其它物理信道的数据。

图12展示用于接收使用本文描述的时间段结构发送的数据和导频的过程1200的实施例。过程1200可由UE或某一其它接收器来执行。

对所接收样本进行解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对所发射的数据块获得第二所接收样本块(方框1212)。发射数据块使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔。每个保护间隔都可以是DTX、多相序列或某一其它序列。已知发射可能是TDM导频，且可包括多相序列。还可以其它方式来发送保护间隔和导频。

基于第一所接收样本块来导出信道估计值(方框1214)。用所述信道估计值对第二所接收样本块执行均衡(方框1216)。对于方框1214，可对第一所接收样本块执行FFT，且可使用所得的符号来导出频域信道增益估计值。对于方框1216，可对第二所接收样本块执行FFT，以获得频域符号。接着，可用信道增益估计值对频域符号执行均衡，以获得经均衡的符号。可对经均衡的符号执行IFFT，以获得时域均衡样本。可在时域中对均衡样本执行后均衡。可基于已知序列的均衡样本导出系数。接着，可用所述系数对数据块的均衡样本执行后均衡。适当时，可用解扰码对经均衡样本进行解扰，且可用针对用于发送数据块的物理信道的信道化代码来对经解扰的样本进行解信道化/解扩展。

所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技术中的任一种技术来表示信息和信号。举例来说，可用电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子或其任一组合来表示以上描述内容中可能提到的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。

技术人员将进一步了解，结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件与软件的可交换性，上文已经大体上依据其功能性描述了各种说明性组件、块、模块、电路和步骤。此类功能性被实施为硬件还是软件取决于特定应用和强加于整个系统的设计限制。熟练的技术人员可针对每个特定应用以不同方式来实施所描述的功能性，但此类实施决策不应被解释为导致脱离本发明的范围。

可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其经设计以执行本文描述的功能的其任一组合来实施或执行结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路。通用处理器可以是微处理器，但在替代方案中，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、结合DSP芯的一个或一个以上微处理器的组合，或任何其它此类配置。

结合本文所揭示的实施例而描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中实施、在由处理器执行的软件模块中实施或在上述两者的组合中实施。软件模块可常驻在RAM存储器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移除盘、CD-ROM或此项技术中已知的任一其它形式的存储媒体中。示范性存储媒体耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息，并将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可与处理器成一体式。处理器和存储媒体可常驻在ASIC中。ASIC可常驻在用户终端中。在替代方案中，处理器和存储媒体可作为离散组件常驻在用户终端中。

提供对所揭示实施例的以上描述以使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将容易明了对这些实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文所界定的一般原理可应用于其它实施例。因此，本发明不希望限于本文所示的实施例，而是希望符合与本文所揭示的原理和新颖特征一致的最广泛范围。

Claims (12)

1.一种传递数据的方法，其包括：

对接收的样本解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对发射的数据块获得第二所接收样本块，其中所述发射的数据块在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔；

基于所述第一所接收样本块导出信道估计值；

用所述信道估计值对所述第二所接收样本块执行均衡；

对所述第一所接收样本块执行第一快速傅立叶变换FFT；

对所述第二所接收样本块执行第二FFT；以及

在频域中执行均衡；

其中所述第一所接收样本块和第二所接收样本块中的每一者的持续时间都是2的幂，且其中每个保护间隔都是不连续发射DTX，所述DTX包括实际上没有被发射的零信号值，其中在存在加扰的情况下，将所述DTX用作每个保护间隔保持了所述第一和第二块的循环特性。

2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括基于所述第一FFT的输出导出频域信道增益估计值，及用所述信道增益估计值在频域中对所述第二FFT的输出执行均衡。

3.一种传递数据的方法，其包括：

对接收的样本解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对发射的数据块获得第二所接收样本块，其中所述发射的数据块在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔；

基于所述第一所接收样本块导出信道估计值；

用所述信道估计值对所述第二所接收样本块执行均衡；以及

用解扰码对经均衡的样本进行解扰；

其中每个保护间隔都是不连续发射DTX，所述DTX包括实际上没有被发射的零信号值，其中在存在加扰的情况下，将所述DTX用作每个保护间隔保持了所述第一所接收样本块和所述第二所接收样本块的循环特性。

4.根据权利要求3所述的方法，其进一步包括针对至少一个物理信道的至少一个信道化代码对经解扰的样本进行解信道化。

5.一种传递数据的方法，其包括：

对发射信号的接收的样本进行解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对发射的数据块获得第二所接收样本块，其中所述发射的数据块在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔；

基于所述第一所接收样本块导出信道估计值；以及

用所述信道估计值对所述第二所接收样本块执行均衡；

其中每个保护间隔都是不连续发射DTX，且其中所述已知发射是时分多路复用(TDM)导频，所述DTX包括实际上没有被发射的零信号值，其中在存在加扰的情况下，将所述DTX用作每个保护间隔保持了所述第一所接收样本块和所述第二所接收样本块的循环特性。

6.根据权利要求5所述的方法，其中每个保护间隔都包括多相序列，且其中所述已知发射包括所述多相序列。

7.一种传递数据的方法，其包括：

对发射信号的接收的样本进行解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对发射的数据块获得第二所接收样本块，其中所述发射的数据块在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔；

基于所述第一所接收样本块导出信道估计值；以及

用所述信道估计值对所述第二所接收样本块执行均衡；

其中所述信道估计值包括频域信道增益估计值，且其中所述对所述第二所接收样本块执行均衡包括

对所述第二所接收样本块进行变换，以获得频域符号，

用所述信道增益估计值对所述频域符号执行均衡，以获得经均衡的符号，以及

对所述经均衡的符号进行变换，以获得时域均衡样本；

其中每个保护间隔都是不连续发射DTX，所述DTX包括实际上没有被发射的零信号值，其中在存在加扰的情况下，将所述DTX用作每个保护间隔保持了所述第一所接收样本块和所述第二所接收样本块的循环特性。

8.一种传递数据的方法，其包括：

对发射信号的接收的样本进行解多路复用，以针对已知发射获得第一所接收样本块，且针对发射的数据块获得第二所接收样本块，其中所述发射的数据块在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔；

基于所述第一所接收样本块导出信道估计值；以及

用所述信道估计值对所述第二所接收样本块执行均衡，以获得均衡样本；

其中所述第二所接收样本块包括所述发射的数据块和已知序列，且其中所述对所述第二所接收样本块执行均衡进一步包括

基于所述已知序列的经均衡样本导出至少一个系数，以及

用所述至少一个系数对所述发射的数据块的经均衡样本执行后均衡；

其中每个保护间隔都是不连续发射DTX，所述DTX包括实际上没有被发射的零信号值，其中在存在加扰的情况下，将所述DTX用作每个保护间隔保持了所述第一所接收样本块和所述第二所接收样本块的循环特性。

9.一种传递数据的设备，其包括：

用于对所接收的样本进行解多路复用以针对已知发射获得第一所接收样本块且针对所发射的数据块获得第二所接收样本块的装置，其中发射数据块以使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔；

用于基于所述第一所接收样本块导出信道估计值的装置；以及

用于用所述信道估计值对所述第二所接收样本块执行均衡的装置；

其中每个保护间隔都是不连续发射DTX，且其中所述已知发射是时分多路复用(TDM)导频，所述DTX包括实际上没有被发射的零信号值，其中在存在加扰的情况下，将所述DTX用作每个保护间隔保持了所述第一所接收样本块和所述第二所接收样本块的循环特性。

10.根据权利要求9所述的设备，其中每个保护间隔都包括多相序列，且其中所述已知发射包括所述多相序列。

11.一种传递数据的设备，其包括：

用于对所接收的样本进行解多路复用以针对已知发射获得第一所接收样本块且针对所发射的数据块获得第二所接收样本块的装置，其中发射数据块以使得每个数据块都在所述数据块的开头处具有保护间隔，且在所述数据块的结尾处具有保护间隔；

用于基于所述第一所接收样本块导出信道估计值的装置；以及

用于用所述信道估计值对所述第二所接收样本块执行均衡的装置；

其中所述信道估计值包括频域信道增益估计值，且其中所述用于对所述第二所接收样本块执行均衡的装置包括

用于对所述第二所接收样本块进行变换以获得频域符号的装置，

用于用所述信道增益估计值对所述频域符号执行均衡以获得经均衡的符号的装置，以及

用于对所述经均衡的符号进行变换以获得时域均衡样本的装置；

其中每个保护间隔都是不连续发射DTX，所述DTX包括实际上没有被发射的零信号值，其中在存在加扰的情况下，将所述DTX用作每个保护间隔保持了所述第一所接收样本块和所述第二所接收样本块的循环特性。

12.根据权利要求11所述的设备，其中所述第二所接收样本块包括所述发射的数据块和已知序列，且其中所述用于对所述第二所接收样本块执行均衡的装置进一步包括

用于基于所述已知序列的均衡样本导出至少一个系数的装置，以及

用于用所述至少一个系数对所述发射的数据块的均衡样本执行后均衡的装置。