CN102723875A - 自激式开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种自激式开关电源电路，其在使用高电阻值的起动电阻降低待机消耗电力的情况下，在AC电源上连接起并动后立即转移到连续振荡动作，不会发生起动不良。在直流输入电源的高压侧端子和振荡电场效应晶体管的栅极之间，与起动电阻并联地连接旁路充电电路，在直流输入电源的电压上升的过渡期间，在流过起动电阻的充电电流之外，通过旁路充电电路流过对起动电容器充电的充电电流。

Description

自激式开关电源电路
技术领域
本发明涉及自激式开关电源电路，更详细来说，涉及在使变压器的一次线圈的励磁电流停止时从二次输出线圈向负载放出在变压器中积蓄的能量的回扫型的自激式开关电源电路。
背景技术
开关电源电路，作为把工频交流电压变换为直流电压来输出的稳定化电源，被用于具有DC-DC变换器的蓄电池充电器或者电动机等中。当大体区分开关元件的驱动方式(开关方式)时，可分为自激振荡方式和他励振荡方式，自激振荡方式是把在变压器等电感部件的反馈线圈上表现出的电压作为驱动信号，正反馈到开关元件的控制端子，进行振荡动作的方式，目前已知采用该自激振荡方式的自激式开关电源电路(专利文献1)。
使用图8说明该现有的自激式开关电源电路100。自激式开关电源电路100，通过电源开关4在工频交流电源AC上连接由桥式整流器7和滤波电容器1组成的电容输入型整流滤波电路，在滤波电容器1的高压侧端子1a和低压侧端子1b之间发生对工频交流电压进行整流滤波而得的不稳定的直流电压，作为直流输入电源。
2是变压器，在其一次侧设置一次线圈2a、与一次线圈2a在同一方向卷绕的第一反馈线圈2b、以及相对于一次线圈2a在反方向卷绕的第二反馈线圈2d，在二次侧设置二次输出线圈2c。另外，3是振荡电场效应晶体管(下面记为FET)。21是起动电阻，用于在电路起动时对该FET3的栅极提供正向偏压(换言之，阈值电压VTH以上的栅极电压)，在起动电阻21上串联连接的电阻25具有比起动电阻21小的电阻值，由此对滤波电容器1的充电电压(直流输入电源的输入电压)进行分压，在输出了低的直流电压的情况下不使电路起动。
6是防止向栅极的过大输入的齐纳二极管，12是与反馈电阻11一起在反馈线圈2b和FET3的栅极之间串联连接的起动电容器，24是用于阻止向栅极的过大输入的电阻，5是把集电极向栅极连接、把发射极向低压侧端子1b连接的关断控制晶体管元件。该关断控制晶体管5的基极通过电阻52连接到FET3和一次电流检测电阻51的连接点，并且通过关断控制电容器53连接到低压侧端子1b。
在二次输出线圈2c侧连接由整流二极管和滤波电容器组成的输出侧整流滤波电路26，对二次输出线圈2c的输出进行整流滤波，向高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间输出。
这样构成的自激式开关电源电流100，从接通电源开关4来连接工频交流电源AC的起动时起，通过用桥式整流电路7全波整流后的正弦波电压对滤波电容器1充电，在滤波电容器1的高压侧端子1a和低压侧端子1b之间，如图9所示，表现出从0V向141V上升的直流输入电源的输入电压。当直流输入电源的输入电压上升时，通过起动电阻21对起动电容器12充电(图中下面的电极为+，上面的电极为-的极性)，起动电容器12的充电电压慢慢上升，如图11所示，FET3的栅极电压上升。当起动电容器12的充电电压达到阈值电压VTH，在FET3的栅极上施加正向偏压时，FET3导通。
当FET3导通，从滤波电容器(直流输入电源)1开始在串联连接的一次线圈2a中流过励磁电流时，在变压器2的各线圈中产生感应电动势，在变压器2中积蓄励磁能量。通过一次线圈2a中流动的电流上升，关断控制电容器53用一次电流检测电阻51两端的电压充电，关断控制晶体管5的基极电压上升。在该FET3的导通期间中，在反馈线圈2b内发生的感应电压叠加在起动电容器12的充电电压上，把FET3的栅极电压维持在其阈值电压VTH以上的电压。
一次线圈2a内流动的电流与FET3导通后的经过时间成比例地上升，以一次电流检测电阻51两端的电压充电的关断控制电容器53的充电电压也上升，当关断控制晶体管5的基极电压达到规定的偏置电压时，关断控制晶体管5进行导通动作。其结果，关断控制晶体管5的集电极-发射极之间成为导通状态，FET3的栅极实质上与低压侧端子1b成为短路状态，FET3关断。
当FET3关断，在变压器2中流动的电流实质上被切断时，在各线圈中发生所谓的回扫电压(感应反电动势)，在二次输出线圈2c中发生的回扫电压通过输出侧滤波整流电路26被整流滤波，作为供给在输出线20a、20b之间连接的负载的电力而输出。在该关断期间中，起动电容器12，通过把齐纳二极管6、反馈电阻11作为充电路径的反馈线圈2b中发生的回扫电压、和把起动电阻21作为充电路径的滤波电容器1的充电电压(直流输入电源的输入电压)被充电。
当通过感应反电动势在二次输出线圈2c中积蓄的电能的释放结束时，对于栅极作为反偏压起作用的反馈线圈2b的回扫电压下降，通过在关断期间中对起动电容器12充电的充电电压，FET3的栅极电压超过阈值电压VTH，FET3再次导通，这样重复一系列的振荡动作。
如上所述，关断期间中的起动电容器12从在反馈线圈2b中发生的回扫电压和滤波电容器1充电，但是在与工频交流电源AC连接的起动后，与直流输入电源的输入电压大体成比例的回扫电压立即降低，通过专门的起动电阻21从在滤波电容器1上表现出的直流输入电源充电。
另一方面，因为在起动电阻21中不管FET3的动作状态始终从滤波电容器1流过放电电流，所以为降低起动电阻21消耗的电力，使用10MΩ以上的高电阻值的电阻。因此，在起动最初，起动电容器12的充电速度也慢，如图10、图11所示，重复0.7到1.8msec左右的关断期间必然发生的间歇振荡。
该自激式开关电源电路100具有监视在输出线20a、20b中流动的输出电流的电流监视电路54、和监视输出线20a、20b之间的输出电压的电压监视电路55，具有根据它们的监视值，在变压器2的一次侧将输出电流和输出电压控制为作为一定值的设定电流以及设定电压以下的输出控制电路56。
即，输出控制电路56具有用在关断期间中在变压器2的第二反馈线圈2d中发生的回扫电压充电的驱动电容器37，当高压侧输出线20a和低压侧输出线20b中流过的输出电流或者它们之间的输出电压超过设定电流或者设定电压时，光耦合发光元件35发光，与光耦合发光元件35光耦合的光耦合受光元件36从驱动电容器37向关断控制晶体管5的基极流过与其受光量成比例的放电电流。
其结果，在FET3导通后，在通过一次线圈电流流动所引起的在一次电流检测电阻51上发生的电压之外，通过上述放电电流流过电阻52引起的电压加在关断控制晶体管5的基极上，使基极电压的上升加速。由此，因为关断控制晶体管5迅速进行导通动作使FET3关断，所以导通时间被缩短，输出电流或者输出电压降低，成为设定电流和设定电压以下，由此进行恒定电流控制和恒定电压控制。
其中，设定电压被设定为输出线20a、20b之间连接的负载的动作电压，设定电流被设定为比负载稳定动作时的动作电流高的值，以便保护自激式开关电源电路100的各电路元件。
自激式开关电源电路100的输出电流和输出电压，从将电源开关4接通来与开关工频交流电源AC连接的起动时起，如上述一边重复间歇振荡动作一边输出电流慢慢上升，如图12的PS’所示，在达到设定电流时，在恒定电流控制下输出电压慢慢上升。其后，当输出电压达到作为负载的动作电压的设定电压时，在恒定电压控制下输出电流慢慢减小，在达到负载的动作电流时，一边重复振荡动作，一边稳定输出与负载平衡的输出电压和输出电流。
在该现有的自激式开关电源电路100的输出线20a、20b之间连接各种负载，但是像电动机或者DC-DC变换器那样的负载，稳定动作之前的动作电压和动作电流不成比例，例如如图12中用L所示，初始的动作电流高达0.4A左右，其后，伴随动作电压的上升，动作电流缓慢降低，在动作电压5.5V、动作电流0.18A左右(图中S1)进行稳定动作。
另一方面，自激式开关电源电路100，因为在与工频交流电源AC连接的起动后立即重复间歇振荡动作，所以其输出特性如图12的PS’所示，起动后的初始输出电流(短路电流)为0.02A左右较低，其后保持0.4V左右的输出电压不变，输出电流上升。因此，在一边重复间歇振荡动作一边输出电流上升的图中S2处，其输出电压和输出电流与图中用L表示的负载的动作特性一致，因为不需要发生超过此的电力，所以重复间歇振荡动作的状态。其结果，自激式开关电源电路100的输出不到达负载进行稳定动作的图中的S1，成为所谓的起动不良。
通过从起动后立即提高起动电容器12的充电速度，缩短间歇振荡动作的关断期间，提高初始输出电流(短路电流)可以防止这样的起动不良，但是需要降低起动电阻21的电阻值，当使用降低了电阻值的起动电阻21时，即使在不连接负载的待机中，因为电流流动所以产生待机消耗电力上升这样别的课题。
专利文献1：日本特许第3691478号公报
发明内容
考虑这样现有的问题而做出本发明，目的是提供一种自激式开关电源电路，其在使用高电阻值的起动电阻来降低待机消耗电力的情况下，在起动后立即转移到连续振荡动作，不发生起动不良。
为实现上述目的，第一方式的自激式开关电源电路具有：在高压侧端子和低压侧端子之间，发生对工频交流电源进行整流滤波而得的直流输入电源的滤波电容器；具有一次线圈、二次输出线圈和反馈线圈的变压器；在上述高压侧端子和低压侧端子之间，与一次线圈串联连接的振荡电场效应晶体管；在上述高压侧端子和振荡电场效应晶体管的栅极之间连接的起动电阻；在一侧连接在上述低压侧端子上的反馈线圈的另一侧和振荡电场效应晶体管的栅极之间连接的、向栅极施加对振荡电场效应晶体管进行导通控制的电压的起动电容器；和控制开关元件，其连接在振荡电场效应晶体管的栅极和上述低压侧端子之间，在振荡电场效应晶体管导通后的预定时间后，对起动电容器的充电电压进行放电，对振荡电场效应晶体管进行关断控制，该自激式开关电源电路，对振荡电场效应晶体管关断而在二次输出线圈中发生的回扫电压进行整流滤波并输出，其中，在上述高压侧端子和振荡电场效应晶体管的栅极之间，与起动电阻并联连接旁路充电电路，旁路充电电路，在直流输入电源的电压上升的过渡期间的至少一个期间中，从上述高压侧端子流动对起动电容器充电的充电电流。
在与工频交流电源连接的起动后不久，作为滤波电容器的充电电压的直流输入电源的输入电压从0V上升到峰值电压，在该从0V上升的过渡期间的至少一个期间内，在通过起动电阻的路径之外，用通过旁路充电电路的充电路径对起动电容器充电。其结果，即使使用高电阻值的起动电阻，也缩短从振荡电场效应晶体管关断起到下次导通为止的关断期间，即使在过渡期间中也进行连续的振荡动作，所以在起动后立即输出超过负载的动作电流的初始输出电流，不发生起动不良。
经过了直流输入电源的电压达到峰值之前的过渡期间后的直流输入电源的电压，转移到重叠有以工频交流电源的半周期作为周期的脉动电压的稳定状态，在转移到稳定状态后，因为流过旁路充电电路的充电电流停止，所以通过高电阻值的起动电阻，消耗电力降低。
另外，第二方式的发明的特征在于，旁路充电电路由串联连接的起动辅助电阻和耦合电容器组成。
通过串联连接起动辅助电阻，耦合电容器的充电电压在过渡期间和直流输入电源的输入电压之间产生电位差，对耦合电容器进行充电的充电电流经由串联连接的起动辅助电阻流过起动电容器，对起动电容器进行辅助充电。
另一方面，当直流输入电源的输入电压在稳定状态下大体稳定时，因为耦合电容器饱和，与直流输入电源的电压的电位差消失，所以在起动辅助电阻中不流过充电电流。
另外，第三方式的发明的特征在于，在旁路充电电路上串联连接齐纳二极管，其齐纳电压比经过过渡期间后的直流输入电源的电压低。
在起动后从0V上升的直流输入电源的电压达到齐纳电压前，在耦合电容器内不流过充电电流，通过使齐纳二极管与耦合电容器串联连接，过渡期间中的耦合电容器的充电电压和直流输入电源的电压的电位差减小。其结果，因为从旁路充电电路对起动电容器进行充电的充电电流减小，所以能够用齐纳二极管的齐纳电压减慢通过设置旁路充电电路而被加速的起动电容器的充电速度。
根据第一方式的发明，即使使用高电阻值的起动电阻，也能够在刚起动后的直流输入电源的电压上升的过渡期间内转移到连续振荡动作，不使消耗电力增加，能够防止发生起动不良。
根据第二方式的发明，能够用串联连接起动辅助电阻和耦合电容器的简单的结构，形成在刚起动后的过渡期间内流过对起动电容器进行充电的充电电流，在过渡期间经过后充电电流自然停止的旁路充电电路。
根据第三方式的发明，因为能够用齐纳二极管的齐纳电压任意调整刚起动后的起动电容器的充电速度，所以能够调整振荡电场效应晶体管从关断起到导通的关断期间，能够防止在通过变压器的能量释放引起各线圈的极性反转前导通，在各电路元件内流过过大的反电流。
附图说明
图1是本发明的一种实施方式的自激式开关电源电路10的电路图。
图2是自激式开关电源电路10的要部电路图。
图3是比较自激式开关电源电路10刚起动后的直流输入电源1的输入电压VIN和耦合电容器9的充电电压VC来表示波形图。
图4是表示该刚起动后的FET3的漏极-源极之间的电压Vds的波形图。
图5是表示该刚起动后的FET3的漏极-源极之间的电流Ids的波形图。
图6是表示该刚起动后的FET3的栅极-源极之间的电压Vgs的波形图。
图7是表示自激式开关电源电路10的输出特性PS和负载的动作特性L的波形图。
图8是现有的自激式开关电源电路100的电路图。
图9是表示自激式开关电源电路100刚起动后的FET3的漏极-源极之间的电压Vds的波形图。
图10是表示该刚起动后的FET3的漏极-源极之间的电流Ids的波形图。
图11是表示该刚起动后的FET3的栅极-源极之间的电压Vgs的波形图。
图12是表示自激式开关电源电路100的输出特性PS’和负载的动作特性L的波形图。
符号说明
1    直流输入电源(滤波电容器)
1a   高压侧端子
1b   低压侧端子
2    变压器
2a   一次线圈
2b   反馈线圈(第一反馈线圈)
2c   二次输出线圈
3    振荡电场效应晶体管
5    关断控制晶体管(控制开关元件)
8    起动辅助电阻
9    耦合电容器
10  自激式开关电源电路
12  起动电容器
14  旁路充电电路
15  齐纳二极管
21  起动电阻
具体实施方式
下面使用图1到图7详细说明本发明的一种实施方式。图1是表示本发明的一种实施方式的自激式开关电源电路10的结构的电路图。本实施方式的自激式开关电源电路10，因为与图8表示的现有的自激式开关电源电路100主要的电路及电路元件相同，所以对同一结构附以同一号码，省略其详细的说明。
如图1所示，自激式开关电源电路10，通过电源开关4把由桥式整流器7和滤波电容器1组成的电容输入型整流滤波电路连接到100V的工频交流电源AC上，用桥式整流器7对峰值为141V的交流电压进行全波整流，用重复正弦波的半周期的波形的电压对滤波电容器1充电后滤波，把重叠有滤波电容器1的高压侧端子1a和低压侧端子1b之间发生的脉动电压的直流电压作为直流输入电源(以下，把滤波电容器1简称为直流输入电源，把滤波电容器1的充电电压称为输入电压)。因此，直流输入电源的输入电压，从闭合电源开关4、自激式开关电源电路10与工频交流电源AC连接的起动后不久的0V向141V的峰值上升(以下，把从连接到工频交流电源AC前的电压上升到峰值的期间称为过渡期间)，当达到峰值时，通过全波整流工频交流电源AC而得的电压波形，滤波电容器1重复充放电，转移到在峰值的附近表现出脉动电压波形的稳定状态。
变压器2的一次线圈2a与振荡电场效应型晶体管(以下称为FET)3串联地对直流输入电源1连接，通过FET3的导通关断动作，对流过一次线圈2a的电流进行导通关断控制。FET3在这里使用MOSFET，将漏极连接在一次线圈2a上，将源极通过一次电流检测电阻51连接在直流输入电源1的低压侧端子1b上。
另外，栅极通过阻止向栅极的过大输入的电阻24，连接在相对于直流输入电源1串联连接的起动电阻21和电阻25的连接点J1上。起动电阻21和电阻25各自的电阻值与图8表示的现有的电路同样，分别为14.1MΩ和750kΩ，由此，即使141V左右的不稳定的直流输入电源1施加在起动电阻21和电阻25的两端，在起动电阻21中也仅流过约9.5μA的微弱的电流，能够显著降低由起动电阻21引起的电力消耗。
在起动电阻21和电阻25的连接点J1与第一反馈线圈2b之间，串联连接对于FET3的导通动作起作用的起动电容器12以及反馈电阻11，在第一反馈线圈2b的另一侧连接直流输入电源1的低压侧端子1b。
在本实施方式中与现有的电路不同，如图2所示，在该起动电容器12和反馈电阻11的连接点J2与直流输入电源1的高压侧端子1a之间，串联连接了构成旁路充电电路14的起动辅助电阻8以及耦合电容器9和齐纳二极管15。
这里，起动辅助电阻8的电阻值取470kΩ，耦合电容器9的容量取0.0047μF，如后所述，把到耦合电容器9饱和为止的时间设为比起动后经过过渡时间之前的5msec长的14msec左右(参照图3)。
另外，齐纳二极管15，阴极在高压侧端子1a侧的旁路充电电路14上连接，阳极在连接点J2上连接，由此，在直流输入电源1的电压达到齐纳二极管15的齐纳电压前，即使在过渡期间中也不在旁路充电电路14中流过充电电流。因此，齐纳电压至少比141V的峰值低，这里使用齐纳电压为39V的齐纳二极管15。
在起动电阻21和电阻25的连接点J1与低压侧端子1b之间，配置了作为使FET3的栅极电压降低来进行关断控制的开关元件的关断控制晶体管5。这里，作为关断控制晶体管5，使用将集电极连接到连接点J1、将发射连接到低压侧端子1b的NPN型晶体管。关断控制晶体管5的基极通过关断控制电容器53连接在低压侧端子1b上，并且通过电阻52连接在一次电流检测电阻51的高压侧，当一次电流检测电阻51引起的电压降成为一定值以上时，用关断控制电容器53的充电电压表现的基极电压上升，使关断控制晶体管5进行导通动作。
第二反馈线圈2d的一侧，通过串联连接的整流二极管54和驱动电容器37，连接在直流输入电源1的低压侧端子1b上，另外，另一侧直接连接在直流输入电源1的低压侧端子1b上，由此形成闭合回路。把与驱动电容器37的连接方向作为正向来设置整流二极管54，用在第二反馈线圈2d中发生的回扫电压对驱动电容器37充电。整流二极管54和驱动电容器37的连接点，通过光耦合受光元件36连接到关断控制晶体管5的基极。
光耦合受光元件36与变压器2的二次侧的光耦合发光元件35进行光耦合而动作，在接收来自光耦合发光元件35的光的期间，与其受光量成比例地流过从驱动电容器37放电的放电电流。
在变压器的二次输出线圈2c上，连接由与二次输出线圈2c串联的整流二极管、和与二次输出线圈2c并联的滤波电容器组成的输出侧整流滤波电路26。
输出电压监视电路55中，决定分压电阻30、31的各电阻值，使在高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间的输出电压成为设定为预定的值的设定电压时，通过由串联连接的分压电阻30、31的分压电阻31引起的电压降使NPN晶体管32在有源状态下动作。因此，当输出电压超过设定电压时，与其差电压成比例的电流流过光耦合发光元件35，光耦合发光元件35以与差电压对应的发光量发光。
输出电流监视电路54中，在低压侧输出线20b上串联连接分流电阻33，决定为在分流电阻33中流动的输出电流成为设定为预定的值的设定电流时，通过分流电阻33引起的电压降使NPN晶体管34在有源状态下动作。因此，当输出电流超过设定电流时，与其差电流成比例的电流流过光耦合发光元件35，光耦合发光元件35以与差电流对应的发光量发光。
如上所述，光耦合发光元件35与变压器2的一次侧的光耦合受光元件36光耦合。其结果，当输出电流超过设定电流，或者输出电压超过设定电压时，在FET3的导通期间中，从在导通前充电的驱动电容器37向电阻52和一次电流检测电阻51流过与其超过的值对应的放电电流。通过在电阻52中流过放电电流，加速对关断控制电容器53的充电，通过关断控制电容器53迅速地进行导通动作，缩短FET3的导通期间。其结果，在导通期间中在变压器2中积蓄的能量减少，将超过设定值的输出电压或者输出电流控制为设定电压或者设定电流。
下面，特别以关闭操作电源开关4，使与工频交流电源AC连接的起动后不久的动作为中心，说明这样构成的自激式开关电源电路10的动作。当接通电源开关4连接到工频交流电源AC时，通过用桥式整流电路7整流后的重复正弦波的半周期的正弦波电压对滤波电容器1充电。如果忽略与滤波电容器1连接的电阻成分，则在高压侧端子1a和低压侧端子1b之间，如图9所示，表现出从0V向141V上升的正弦波形的直流输入电源的输入电压VIN。
在直流输入电源1的输入电压VIN上升的过渡期间内，从直流输入电源1通过起动电阻21对起动电容器12充电(图中下面的电极为+、上面的为-的极性)。此时，在起动电容器12和反馈电阻11的连接点J2与直流输入电源1的高压侧端子1a之间也施加直流输入电源1的输入电压VIN，但是在达到齐纳二极管15的齐纳电压(39V)之前，其间不流过电流。即如图3所示，在直流输入电源1的输入电压VIN从0V达到39V的齐纳电压之前的耦合电容器9的充电电压Vc与直流输入电源1的输入电压VIN一致，起动电容器12仅由流过起动电阻12的充电电流充电。
当起动电容器12的充电电压慢慢上升，其充电电压达到FET3的阈值电压VTH时，在FET3的栅极上施加正向偏置电压，FET3导通(漏极-源极之间导通)。当FET3导通，在串联连接的一次线圈2a中从直流输入电源1开始流过励磁电流时，在变压器2的各线圈中产生感应电动势，在变压器2中积蓄能量。在反馈线圈2b中发生的感应电压与起动电容器12的充电电压重叠，把FET3的栅极电压维持在其阈值电压VTH以上的电压(导通电压)。
在FET3进行导通动作的导通期间中，以通过流过励磁电流引起的一次电流检测电阻51的两端的电压对关断控制电容器53充电，伴随与导通后的经过时间成比例上升的励磁电流，关断控制电容器53的充电电压也上升。当其充电电压达到关断控制晶体管5的偏置电压时，集电极-发射极之间成为导通状态，FET3的栅极通过关断控制晶体管5实质成为短路状态，FET3关断。
伴随FET3的关断，在各线圈中发生所谓的回扫电压(感应反电动势)，但是在对滤波电容器1的充电进行的过渡期间中，尤其在其初始阶段，因为直流输入电源1的输入电压VIN未充分上升，所以在变压器2中积蓄的能量少，回扫电压的电压值小。因此，在此期间通过反馈线圈2b的回扫电压对起动电容器12的充电不充分进行。
另一方面，当在对滤波电容器1的充电进行的过渡期间中，直流输入电源1的输入电压VIN超过齐纳二极管15的齐纳电压(39V)时，如图3所示，在耦合电容器9的充电电压Vc和直流输入电源1的输入电压VIN之间发生电位差，在起动辅助电阻8中开始流过要对耦合电容器9充电的充电电流。该充电电流，因为从高压侧端子1a向连接点J2的方向流动，所以起动电容器12，在起动电阻21中流动的充电电流上加上由起动辅助电阻8和耦合电容器9组成的旁路充电电路14中流过的充电电流被充电。其结果，在FET3关断后到导通的关断期间被缩短，通过重复该振荡动作，自激式开关电源电路10与现有的自激式开关电源电路10的间歇振荡动作(参照图9到图11)不同，如图4到图6所示那样进行连续振荡动作。
如图4、图6所示，自激式开关电源电路10，因为在起动后不久的直流输入电源1的输入电压VIN上升的过渡期间中转移到连续振荡动作，所以如图7的电源电路10的输出特性PS所示，起动后的初始输出电流(短路电流)成为0.5A以上，即使将在动作特性L中初始的动作电流为0.4A左右的负载连接在输出线20a、20b之间，起动中的输出特性PS也不与动作特性L一致，不发生起动不良。
在对滤波电容器1的充电进行，直流输入电源1的输入电压VIN上升的状态中，在自激式开关电源电路10进行连续振荡动作的各振荡周期的关断期间，流过变压器2的电流实质被切断，在各线圈中如上述发生回扫电压，在二次输出线圈2c中发生的回扫电压通过输出侧整流滤波电路26被整流滤波，作为供给在输出线20a、20b之间连接的负载的电力被输出。另外，在第一反馈线圈2b中发生的回扫电压，通过在输出侧连接的负载，与在二次线圈2c中发生的回扫电压有比例关系，通过在该第一反馈线圈2b中发生的回扫电压也通过齐纳二极管6对起动电容器12充电。伴随充电过渡期间中的输入电压VIN的上升，通过该回扫电压引起的对起动电容器12的充电电流逐渐变大，起动电容器12的充电被进一步加速，如图4到图6所示，关断期间被慢慢缩短。
连续振荡的自激式开关电源电路10，输出电流从起动后的0.5A以上的初始输出电流上升，当超过设定电流时，如上述，对应于与设定电流的差电流，驱动电容器37的放电电流流过电阻52，关断控制电容器53的充电被加速，FET3的导通时间被缩短，由此被恒定电流控制为设定电流。如图7所示，在恒定电流控制下输出电压慢慢上升，当超过设定电压时，电压监视电路55检测与设定电压的差电压，同样，进行与差电压对应地缩短FET3的导通时间的恒定电压控制。这里，把设定电压设定为连接的负载的通常的动作电压，在恒定电压控制下，在每一振荡周期中负载消耗在变压器2中积蓄的能量，在回扫电压降低之前，因为通过起动电容器12的充电电压，FET3的栅极电压不成为其阈值电压VTH以上的电压，所以导通逐渐变慢，输出电流降低，在输出电流与负载通常的动作电流一致的S1(这里，输出电压为5.5V，输出电流约为0.18A)处，重复与负载的能量消耗平衡的稳定的连续振荡动作。
在本实施方式中，如图3所示，设定时间常数以使耦合电容器9的过渡期间成为比直流输入电源1的输入电压VIN的过渡期间、即滤波电容器1的过渡期间长的时间，因此，在转移到输入电压VIN达到峰值(141V)的稳定状态后，耦合电容器9的充电电压Vc达到输入电压VIN，流过旁路充电电路14的充电电流停止。其结果，在转移到稳定状态下稳定的连续振荡动作后，在关断期间中起动电容器12仅通过经由起动电阻21的输入电压VIN和在第一反馈线圈2b中发生的回扫电压充电，通过使用高电阻值的起动电阻21，能够降低连续振荡动作中或者不连接负载的待机期间中的电力消耗。
在输入电压VIN像这样上升的过渡期间内，用流过旁路充电电路14的充电电流使起动电容器12的充电速度加速、缩短关断期间的本发明中，能够防止起动不良，但是另一方面，在变压器2的二次侧残余回扫电压，即使在一次线圈2a中发生与直流输入电源1反极性的回扫电压的期间，FET3的栅极电压也达到阈值电压VTH而导通，有可能发生在导通时发生过大的电流，损坏电路元件这样新的问题。因此在本实施方式中，与旁路充电电路14串联连接齐纳二极管15，在输入电压VIN达到齐纳电压后，充电电流流过旁路充电电路14。亦即，通过连接齐纳二极管15，能够延长图3表示的从起动后不久到充电电流流动的时间，另外能够减小输入电压VIN和耦合电容器9的充电电压Vc的差电压，亦即减小流过起动辅助电阻8的充电电流，所以能够用齐纳二极管15的齐纳电压调整起动电容器12的充电速度，能够调整关断期间，使得在回扫电压确实地消失后FET3导通。
另一方面，在根据连接的负载不可能发生上述问题的情况下，也可以不连接齐纳二极管15，从起动后不久的输入电压VIN为0V时起就用流过旁路充电电路14的充电电流对起动电容器12充电，更早地转移到连续振荡动作。
另外，互相串联连接的起动辅助电阻8、耦合电容器9以及齐纳二极管15的连接顺序，只要将齐纳二极管15的阴极连接在直流输入电源1的高压侧端子1a侧，则可以不管上述实施方式，是任意的。
本发明适合于在工频交流电源AC上连接的电容输入型的开关电源电路。

Claims (3)

1.一种自激式开关电源电路，具有：
在高压侧端子和低压侧端子之间，发生对工频交流电源进行整流滤波而得的直流输入电源的滤波电容器；
具有一次线圈、二次输出线圈和反馈线圈的变压器；
在上述高压侧端子和低压侧端子之间，与一次线圈串联连接的振荡电场效应晶体管；
在上述高压侧端子和振荡电场效应晶体管的栅极之间连接的起动电阻；
在一侧连接在上述低压侧端子上的反馈线圈的另一侧和振荡电场效应晶体管的栅极之间连接的、向栅极施加对振荡电场效应晶体管进行导通控制的电压的起动电容器；和
控制开关元件，其连接在振荡电场效应晶体管的栅极和上述低压侧端子之间，在振荡电场效应晶体管导通后的预定时间后，对起动电容器的充电电压进行放电，对振荡电场效应晶体管进行关断控制，
该自激式开关电源电路，对振荡电场效应晶体管关断而在二次输出线圈中发生的回扫电压进行整流滤波并输出，
其特征在于，
在上述高压侧端子和振荡电场效应晶体管的栅极之间，与起动电阻并联连接旁路充电电路，
旁路充电电路，在直流输入电源的电压上升的过渡期间的至少一个期间中，从上述高压侧端子流动对起动电容器充电的充电电流。
2.根据权利要求1所述的自激式开关电源电路，其特征在于，
旁路充电电路由串联连接的起动辅助电阻和耦合电容器组成。
3.根据权利要求2所述的自激式开关电源电路，其特征在于，
在旁路充电电路上串联连接齐纳二极管，其齐纳电压比经过过渡期间后的直流输入电源的电压低。
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