CN102694568A - 多进制伪随机序列扩频通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了属于通信技术领域的多进制伪随机序列扩频通信方法。它包括以下步骤：1）使用移位寄存器方法或傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列；2）采用多进制扩频序列进行扩频过程：3）采用多进制扩频序列进行解扩。本发明的有益效果为：本发明为扩频通信提供了新型的多进制扩频码，与同样长度的二进制扩频码相比，多进制扩频码扩频增益更高，可用扩频码的数量更多。

Description

多进制伪随机序列扩频通信方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及多进制伪随机序列扩频通信方法。

背景技术

目前，扩频序列一般采用二进制，二进制码只有两种逻辑状态，即0和1，如果用信号实际幅度来表示，双极性扩频序列只有两个电压值，即+A伏或者-A伏电压，而多进制扩频序列如果用信号幅度表示码元的状态，将有多个电压幅值。

在扩频通信中，要获得大的扩频增益，需要增加扩频序列的长度，或者为了增加可用扩频序列的数量，必须增加扩频序列的长度。在二进制条件下，为了获得更多的扩频序列和扩频增益，只有通过增加扩频序列的位数来满足要求。而太长的扩频序列不仅增加了带宽，还会造成接收端解扩跟踪同步困难。

在二进制情况下，扩频序列长度越短（至少大于等于7位），其扩频序列数量越少，扩频增益也越低。

发明内容

本发明针对上述缺陷公开了多进制伪随机序列扩频通信方法。本发明采用多进制伪随机码型进行扩频通信，由于其扩展后的功率谱比二进制扩频序列更低，从而可获得更高的扩频增益。

多进制伪随机序列扩频通信方法，其特征在于，包括以下步骤：

1）使用移位寄存器方法或傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列；

2）采用多进制扩频序列进行扩频过程：

设待传输的数字基带信号为s(t)，多进制扩频序列为p(t)，数字基带信号s(t)为1或-1，数字基带信号s(t)保持为1的时间与数字基带信号s(t)保持为-1的时间相等；在s(t)保持为1的时间内或s(t)保持为-1的时间内，将数字基带信号s(t)与多进制扩频序列p(t)进行相乘，进而得到乘积r(t)=s(t)p(t)，则r(t)=p(t)或r(t)=-p(t)；

3）采用多进制扩频序列进行解扩：

在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间均为T_p，T_p是码元传输速率的倒数；在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间内，接收端接收到的信号为p(t)或-p(t)；

在发射端与接收端保持同步的条件下，当s(t)保持为1时，解扩结果为R(t)=p(t)×p(t)=p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_1={\∫}_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

当s(t)保持为-1时，解扩结果为R(t)=-p(t)×p(t)=-p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_2={\∫}_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}=-{\∫}_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

然后根据以下方法来确定s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t)和s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₂(t)：

A₁与A₂中的较大者为A₁，则s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t)为1；S(t)=S₁(t)；

A₁与A₂中的较小者为A₂；则s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₁(t)为-1；S(t)=S₂(t)。

所述使用移位寄存器方法产生多进制扩频序列的过程如下：

第1级移位寄存器T₁至第n级移位寄存器T_n的输出数值分别为x₁~x_n；将第i级移位寄存器的输出数值x_i送入第i乘法器，在第i乘法器中，将x_i与第i乘法器的相乘系数C_i相乘，i取1至n；然后将第1乘法器至第n乘法器的输出数值求和，得到

对F进行模K运算，具体说明如下：将F除以K后得到余数b，将b作为输出反馈输入到第1级移位寄存器T₁，第n级移位寄存器T_n的输出数值x_n即为多进制扩频序列p(t)，p(t)的最大长度L=Kⁿ。

所述使用傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列的过程如下：

设数字基带信号信号的傅里叶变换为：

P_c(ω)=A(ω)e^jφ(ω)=A₀e^jφ(ω)|ω|≤ω_H

即在给定的频率±ω_H范围内，数字基带信号的幅值为常数A₀，另外，ω为频率变量，设

其中时延t_d为常数；求出P_c(ω)的傅里叶逆变换 $p_c\left(t\right),p_c\left(t\right)={2A}_0{\mathrm{\ω}}_H\frac{{\sin \mathrm{\ω}}_H(t-t_d)}{{\mathrm{\ω}}_H(t-t_d)},$ t为时间变量，然后对p_c(t)进行抽样和量化，抽样间隔量化的级数取K级，K≥2；从而形成幅度阶梯信号序列p(t)，p(t)即为傅里叶逆变换法产生的多进制扩频序列。

本发明的有益效果为：

本发明为扩频通信提供了新型的多进制扩频码，与同样长度的二进制扩频码相比，多进制扩频码扩频增益更高，可用扩频码的数量更多。

研究多进制扩频码的自相关函数与互相关函数特性，表明多进制扩频码具有良好的特性。在加入窄带干扰后，在接收端进行解扩，其抗窄带干扰性能与二进制扩频码相当或更优，而多进制扩频码的数量要比二进制码多。

附图说明

图1为K进制扩频码产生方框图

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

多进制伪随机序列扩频通信方法包括以下步骤：

1）使用移位寄存器方法或傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列；

2）采用多进制扩频序列进行扩频过程：

设待传输的数字基带信号为s(t)，多进制扩频序列为p(t)，数字基带信号s(t)为1或-1，数字基带信号s(t)保持为1的时间与数字基带信号s(t)保持为-1的时间相等；在s(t)保持为1的时间内或s(t)保持为-1的时间内，将数字基带信号s(t)与多进制扩频序列p(t)进行相乘，进而得到乘积r(t)=s(t)p(t)，则r(t)=p(t)或r(t)=-p(t)；

3）采用多进制扩频序列进行解扩：

在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间均为T_p，T_p是码元传输速率的倒数；在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间内，接收端接收到的信号为p(t)或-p(t)；

在发射端与接收端保持同步（指发射端的频率和相位均与接收端相同）的条件下，当s(t)保持为1时，解扩结果为

R(t)=p(t)×p(t)=p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_1={\∫}_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

当s(t)保持为-1时，解扩结果为R(t)=-p(t)×p(t)=-p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_2={\∫}_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}=-{\∫}_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

然后根据以下方法来确定s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t)和s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₂(t)：

A₁与A₂中的较大者为A₁，则s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t)为1；S(t)=S₁(t)；

A₁与A₂中的较小者为A₂；则s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₁(t)为-1；S(t)=S₂(t)。

因此，步骤3）实现了数字基带信号s(t)的恢复。

使用移位寄存器方法产生多进制扩频序列的过程如下：

第1级移位寄存器T₁至第n级移位寄存器T_n的输出数值分别为x₁~x_n；将第i级移位寄存器的输出数值x_i送入第i乘法器，在第i乘法器中，将x_i与第i乘法器的相乘系数C_i相乘，i取1至n；然后将第1乘法器至第n乘法器的输出数值求和，得到

对F进行模K运算，具体说明如下：将F除以K后得到余数b，将b作为输出反馈输入到第1级移位寄存器T₁，第n级移位寄存器T_n的输出数值x_n即为多进制扩频序列p(t)，p(t)的最大长度L=Kⁿ。

使用傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列的过程如下：

设数字基带信号信号的傅里叶变换为：

P_c(ω)=A(ω)e^jφ(ω)=A₀e^jφ(ω)|ω|≤ω_H

即在给定的频率±ω_H范围内，数字基带信号的幅值为常数A₀，另外，ω为频率变量，设

其中时延t_d为常数，即相频特性为线性特性；求出P_c(ω)的傅里叶逆变换p_c(t)，

t为时间变量，然后对p_c(t)进行抽样和量化，抽样间隔

量化的级数取K级，K≥2；将量化后的样值信号进行时间保持，保持时间从本样值开始直到下一个样值，从而形成幅度阶梯信号序列p(t)，p(t)即为傅里叶逆变换法产生的多进制扩频序列。

下面对本发明的抗干扰性能进行分析

1）若干扰信号为n(t)，它与扩频后的信号进行混合，进而形成的信号为R₁(t)=r(t)+n(t)，解扩后的积分输出为：

$A_1={\∫}_0^{T_p}[r\left(t\right)+n\left(t\right)]p\left(t\right)\mathrm{dt}$

$={\∫}_0^{T_p}s\left(t\right)p^2\left(t\right)\mathrm{dt}+{\∫}_0^{T_p}n\left(t\right)p\left(t\right)\mathrm{dt}$

由于n(t)与p(t)互不相关，

可正可负，积分结果很小，从而实现了抑制噪声干扰的目的。

2）从频域看，根据傅里叶变换的性质，二个信号相乘后的傅里叶变换等于二个信号分别傅里叶变换后的卷积，即存在傅里叶变换对：这里N(ω)是n(t)的傅里叶变换，其中“*”代表卷积分运算，由于多进制信号的功率谱P_c(ω)更小，经积分器后进入带内的噪声就更小，多进制伪随机码的功率谱比二进制伪随机码的功率谱更低，因此，扩频增益更高。

3）以m序列二进制扩频序列为例，取m=10，L=1023位长的二进制扩频序列，再取L=1023位的多进制扩频序列，对单频干扰进行解扩处理，可得二进制扩频序列的扩频增益为27dB，而多进制扩频序列的扩频增益为29dB。可见，多进制扩频的扩频增益更高。

本发明通过研究新型扩频通信扩频序列码型和产生方法，解决现有的二进制扩频序列长度较短时可用码组数量少的问题，并有效提高扩频序列抗干扰性。

Claims (3)

1.多进制伪随机序列扩频通信方法，其特征在于，包括以下步骤：

1）使用移位寄存器方法或傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列；

2）采用多进制扩频序列进行扩频过程：

设待传输的数字基带信号为s(t)，多进制扩频序列为p(t)，数字基带信号s(t)为1或-1，数字基带信号s(t)保持为1的时间与数字基带信号s(t)保持为-1的时间相等；在s(t)保持为1的时间内或s(t)保持为-1的时间内，将数字基带信号s(t)与多进制扩频序列p(t)进行相乘，进而得到乘积r(t)=s(t)p(t)，则r(t)=p(t)或r(t)=-p(t)；

3）采用多进制扩频序列进行解扩：

在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间均为T_p，T_p是码元传输速率的倒数；在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间内，接收端接收到的信号为p(t)或-p(t)；

在发射端与接收端保持同步的条件下，当s(t)保持为1时，解扩结果为R(t)=p(t)×p(t)=p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_1={\∫}_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

当s(t)保持为-1时，解扩结果为R(t)=-p(t)×p(t)=-p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_2={\∫}_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}=-{\∫}_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

然后根据以下方法来确定s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t)和s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₂(t)：

A₁与A₂中的较大者为A₁，则s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t)为1；S(t)=S₁(t)；

A₁与A₂中的较小者为A₂；则s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₁(t)为-1；S(t)=S₂(t)。

2.根据权利要求1所述的多进制伪随机序列扩频通信方法，其特征在于，所述使用移位寄存器方法产生多进制扩频序列的过程如下：

第1级移位寄存器T₁至第n级移位寄存器T_n的输出数值分别为x₁~x_n；将第i级移位寄存器的输出数值x_i送入第i乘法器，在第i乘法器中，将x_i与第i乘法器的相乘系数C_i相乘，i取1至n；然后将第1乘法器至第n乘法器的输出数值求和，得到

对F进行模K运算，具体说明如下：将F除以K后得到余数b，将b作为输出反馈输入到第1级移位寄存器T₁，第n级移位寄存器T_n的输出数值x_n即为多进制扩频序列p(t)，p(t)的最大长度L=Kⁿ。

3.根据权利要求1所述的多进制伪随机序列扩频通信方法，其特征在于，所述使用傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列的过程如下：

设数字基带信号信号的傅里叶变换为：

P_c(ω)=A(ω)e^jφ(ω)=A₀e^jφ(ω)|ω|≤ω_H

即在给定的频率±ω_H范围内，数字基带信号的幅值为常数A₀，另外，ω为频率变量，设其中时延t_d为常数；求出P_c(ω)的傅里叶逆变换p_c(t)， $p_c\left(t\right)={2A}_0{\mathrm{\ω}}_H\frac{{\sin \mathrm{\ω}}_H(t-t_d)}{{\mathrm{\ω}}_H(t-t_d)},$ 为时间变量，然后对p_c(t)进行抽样和量化，抽样间隔

量化的级数取K级，K≥2；从而形成幅度阶梯信号序列p(t)，p(t)即为傅里叶逆变换法产生的多进制扩频序列。

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