CN102684464A - 谐振变换器装置及用于谐振变换器装置的方法 - Google Patents

谐振变换器装置及用于谐振变换器装置的方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了谐振变换器装置及其使用的方法。该装置包括并联连接的多个谐振变换器，以及向其输出脉宽调制控制信号的控制模块，控制模块包括电压控制回路和电流控制回路，电压控制回路将感测后的输出电压与预定的参考电压进行比较，向多个变换器中的一个变换器输出脉宽调制控制信号以使得该一个变换器的输出电压等于预定的参考电压；电流控制回路将该一个变换器的经感测的输出电流作为参考电流，将该参考电流与多个变换器中除所述一个变换器之外的其他变换器的经感测的输出电流进行比较，生成频率调节变量，并进而为每个所述其他变换器计算各自的脉宽调制控制信号，以使得各变换器的输出电流相等。由此，本发明为变换器装置提供了电流平衡机制。

Description

谐振变换器装置及用于谐振变换器装置的方法
技术领域
本发明涉及一种谐振变换器装置及用于谐振变换器装置的方法，更具体地说，涉及包括两个以上的并联连接的谐振变换器的变换器装置及用于该装置的方法。
背景技术
目前，高功率变换器装置可以采用并联连接的两个或更多谐振变换器来提供高输出电流，这样有利于装置的维护，并且可以通过冗余并联来提高装置的可靠性。然而，尽管并联连接的多个谐振变换器可以通过采用对称的电路布局来得到相同的电流输出，但是由于电路特性之间存在的固有差异，实际中很难得到完全对称的布局，所以这些变换器之间一般会存在电流差。这将会降低变换器装置的效率并产生热损耗问题，而且对于输出电流很高的变换器而言，损耗会很大。因此，当前需要一种确保并联连接的多个谐振变换器的输出电流保持平衡的机制。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的上述缺陷为两个或更多谐振变换器组成的谐振变换器装置提供电流平衡机制，以使得各变换器输出相等的电流。
为了实现上述目的，本发明提供一种谐振变换器装置，包括并联连接的多个谐振变换器，以及向多个谐振变换器输出脉宽调制控制信号的控制模块，所述控制模块包括电压控制回路和电流控制回路，所述多个谐振变换器的输出电压经感测后连接到控制模块的电压感测端；所述多个谐振变换器中的每个的输出电流经感测后连接到控制模块的电流感测端；所述控制模块的电压控制回路将感测后的输出电压与预定的参考电压进行比较，根据比较结果向多个谐振变换器中的一个变换器输出脉宽调制控制信号以使得所述一个变换器的输出电压等于预定的参考电压；所述控制模块的电流控制回路将所述一个变换器的经感测的输出电流作为参考电流，将该参考电流与多个谐振变换器中除所述一个变换器之外的其他变换器的经感测的输出电流进行比较，根据比较结果为每个所述其他变换器生成脉宽调制控制信号的频率调节变量，并基于输出到所述一个变换器的脉宽调制控制信号和所述频率调节变量为每个所述其他变换器计算各自的脉宽调制控制信号，以使得每个所述其他变换器的输出电流与所述一个变换器的输出电流相等。
这样，本发明的谐振变换器装置可以对各个变换器的输出电流进行均衡，以提高谐振变换器装置的效率并减少热损耗。
本发明的谐振变换器装置的控制模块还可以进一步包括连接到电流控制回路的时移控制单元，其接收由电流控制回路输出的为每个所述其他变换器计算的脉宽调制控制信号，周期性地计算所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号之间的时间差，为每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号计算作为死区时间的时移，使得所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号的时间差等于预定时间差，并将经过时移的每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号输出到各自的变换器，来降低输出电压的纹波。
本发明还提供一种用于谐振变换器装置的方法，其中该谐振变换器装置包括并联连接的多个谐振变换器以及控制模块，该方法包括：控制模块将感测后的多个谐振变换器的输出电压与预定的参考电压进行比较，根据比较的结果向多个谐振变换器中的一个变换器输出脉宽调制控制信号以使得所述一个变换器的输出电压等于预定的参考电压；控制模块将所述一个变换器的经感测的输出电流作为参考电流，将所述参考电流与多个谐振变换器中除所述一个变换器之外的其他变换器的经感测的输出电流进行比较，根据比较结果为每个所述其他变换器生成脉宽调制控制信号的频率调节变量，并基于输出到所述一个变换器的脉宽调制控制信号和频率调节变量为每个所述其他变换器计算各自的脉宽调制控制信号，以使得每个所述其他变换器的输出电流与所述一个变换器的输出电流相等。
本发明的用于谐振变换器装置的方法还包括所述控制模块还周期性地计算所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号之间的时间差，对每个所述其他变换器的各自的脉宽调制控制信号计算作为死区时间的时移，使得所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号的时间差等于预定时间差，并将经过时移的每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号输出到各自的变换器，来降低输出电压的纹波。
本发明的谐振变换器装置中的谐振变换器并联在一起以提供更高的功率，并且各变换器输出的电流相同。即使本发明中的各变换器在布局上有所不同，也可以通过本发明的装置和方法实现对各个变换器的电流均衡。此外，本发明通过对脉冲调制控制信号进行时移，可以在对电流进行均衡的基础上使得输出电压的纹波满足使用的规范。
附图说明
本发明可以参照附图和说明书被更好地理解。
图1示出了根据本发明的一种实施方式的谐振变换器装置的示意性框图；
图2示出了图1所示的实施方式的控制模块的示意性框图；
图3示出了图2所示的控制模块的工作流程示意图；
图4示出了将本发明用于具有并联连接的两个LLC变换器的实施方式的电路示意图；
图5示出了将本发明用于具有并联连接的多于两个LLC变换器的实施方式的电路示意图；
图6示出了在根据本发明的如图4所示的实施例中调整时移的示例的示意图。
具体实施方式
下文中结合示例性实施例来进一步描述本发明。
图1示出了根据本发明的一种实施方式的谐振变换器装置100的示意性框图。变换器装置100包括谐振变换器A和谐振变换器B，它们接收输入电压V_in并且输出电压为V_out。变换器A和变换器B的输出电流分别为IAout和IBout。为了在变换器A和变换器B获得相同的输出电流，可以对开关元件的开关频率进行调整。IAout和IBout经过感测后分别连接到控制模块110的IinA端和IinB端，输出电压V_out连接到控制模块110的电压感测端V_sense。控制模块110作为脉宽调制模式(PWM)发生器向变换器A和变换器B输出控制信号f1和f2，由此驱动变换器A和变换器B的开关元件来分别调节变换器A和变换器B的输出，使得变换器A和变换器B的输出电流相等。
图2示出了控制模块110的示意性框图。控制模块110包括电压回路控制器111、电流回路控制器113和时移控制器115。电压回路控制器111感测变换器A和变换器B的输出电压Vout，将感测后的电压Vsense与参考电压Vref相比较之后，输出PWM控制信号f1给例如变换器A，由此调节变换器A的输出电压等于参考电压Vref。参考电压Vref可以预先存储在控制模块110中，也可以由用户进行更改。电压回路控制器可以用PID(比例积分微分)控制回路来实现。
电流回路控制器113接收变换器A和变换器B的输出电流IAout和IBout经过感测后的电流IAsense和IBsense，并将变换器A的输出电流的感测后的电流IAsense作为参考电流Iref。电流回路控制器113根据参考电流Iref和变换器B的经过感测后的电流IBsense之间的差值产生表示频率偏移的变量Δf。加法器117计算变量Δf与f1相加的结果f2。如果IBsense小于参考电流Iref，即变换器B的输出电流小于变换器A的输出电流，变量Δf将使变换器B的开关器件以更低的开关频率工作，以具有更高的增益，由此增加其输出电压，来输出更多的输出电流。如果IBsense大于参考电流Iref，即变换器B的输出电流IBout大于变换器A的输出电流IAout，则变量Δf将使变换器B的开关器件以更高的开关频率工作，以减少输出电流，由此确保变换器A和变换器B的输出电流之间的平衡，即相等。
电流回路控制器113也可以采用PID控制回路来实现。当然，计算f1和f2的上述处理也可以先根据输出电压计算输出到变换器B的PWM控制信号，然后以变换器B的输出电流为参考值来计算输出到变换器A的PWM控制信号。
经过上述对开关频率的调节之后，变换器A和变换器B的开关频率f1和f2会存在差异，这可能导致它们的输出电压存在较大纹波，因此，如图2所示，可以加入时移控制器115，使得PWM控制信号f2相对于f1具有时移Δt，由此减少输出电压的纹波。时移控制器115连接到电流回路控制器113，接收其输出的f2。
具体而言，时移控制器115将定期(例如，一个或几个开关周期)检测PWM控制信号f1和f2之间的时间差，例如检测它们的上升沿之间的时间差，根据f1和f2之间预定的时间差来增加f2的死区时间，该死区时间对应于时移Δt，使得f1和f2之间的时间差为预定时间差，由此减少电压纹波。
从上述描述中可以看出，控制模块110中的电流控制回路和电压控制回路已经使得变换器A和变换器B的输出电流达到平衡。在输出电压的纹波不符合要求的条件下，可以引入时移控制器115来减少纹波，不过时移控制器115对于实现并联连接的变换器的输出电流的平衡机制并不是必要的。
另外，在本发明中，由于变换器A和变换器B的开关频率可能不同，因此它们之间并不需要保持相同的相位关系。同时，为了确保输出电压的纹波满足用户所需的特定规范，变换器A和变换器B之间的开关频率差值必须限定在一定的范围内。
图3示出了图2所示的控制模块的工作流程示意图。在此可以参照以上对图2的描述来理解控制模块的工作流程。控制模块110首先在步骤10采用电压回路控制器来得到用于变换器A的PWM控制信号f1，然后在步骤15，电流回路控制器以变换器A的输出电流的感测值作为参考电流得到其与变换器B的输出电流的感测值之间的差值，并根据该差值计算变量Δf(步骤20)，由此得到f2。
在步骤25，时移控制器115计算变换器B与变换器A的PWM控制信号之间的时移Δt，由此根据得到输出到变换器B的经过时移Δt的PWM控制信号f2(步骤30)。如果纹波电压满足要求，可以省略步骤25。
当变换器装置包括多于两个变换器时，计算各变换器的PWM控制信号的方法与上述方法类似，都是先根据输出电压的感测值利用电压回路控制器计算一个变换器的PWM控制信号，然后将该变换器的输出电流的感测值作为参考电流利用电流回路控制器来计算其他变换器的PWM控制信号，如果有必要，再利用时移控制器计算时移，然后将时移后的其他变换器的PWM控制信号传输到他们各自的开关元件来实现电流的平衡机制并同时减少电压纹波。
图4示出了将本发明用于具有并联连接的两个LLC变换器的实施方式的电路示意图。如图所示，变换器装置200包括LLC半桥谐振型AC-DC变换器LLC1和LLC2以及作为控制器的数字信号处理器(DSP)(也可以采用其他合适的装置作为控制器)。DSP包含PID电压控制回路和电流控制回路。变换器LLC1和LLC2具有相同的电路布局，其中变换器LLC1包括开关单元211、谐振单元213、变压单元215和整流单元217，其中谐振单元包括Cr1(Cr2)、Lr1以及变压单元的励磁电感。变换器LLC1的输出电压V_out经过感测后输入到DSP的V_sense端，变换器LLC1和LLC2的开关单元211和221的输出电流I1和I2分别经过变压器T3和T6进行感测后得到I1sense和I2sense，它们被分别输入到DSP的Iin1和Iin2端中。
DSP的工作方式与图3所示的控制模块的工作方式类似。具体来说，DSP首先将感测的电压信号与其内存储的参考电压Vref进行比较。该参考电压Vref是预设的变换器装置的输出电压值。根据该预设的输出电压值与当前的感测的输出电压的比较结果，DSP向变换器A输出PWM控制信号，用于控制变换器A的开关单元211和整流单元217的开关元件。
为了平衡变换器LLC1和变换器LLC2的电流输出，DSP通过将变换器LLC1的输出电流的感测电流I1sense作为参考值，与变换器LLC2的输出电流的感测电流I2sense进行比较之后，得到变量Δf来调节输出到变换器LLC2的各开关的PWM控制信号。如果变换器LLC2的输出电流小于变换器LLC1的输出电流，输出到变换器LLC2的PWM控制信号的开关频率将相对于输出到变换器LLC1的PWM控制信号的开关频率减小，直到变换器LLC2的输出电流等于变换器LLC1的输出电流。
由于变换器LLC1和变换器LLC2的PWM控制信号所控制的开关频率不同，所以会在输出电压上产生纹波。为了减小甚至消除产生的纹波，DSP中的时移控制单元将为变换器LLC2的PWM控制信号计算相对于变换器LLC1的PWM控制信号的时移Δt。
在该实施方式中，期望通过调整时移Δt使得变换器LLC1和变换器LLC2的开关频率之间的时间差保持为预定时间差，例如等于变换器LLC1的开关频率的1/4周期。根据上文所述，DSP通过PID电压控制回路和电流控制回路计算f1和f2，在该实施方式中f2通过f1和Δf得到。为了计算时移，DSP首先检测两个PWM信号，即f1和f2，的上升沿的时间差。该时间差可以通过内部计数器测量和计算。在计算时间差之后，DSP将计算需要补偿的死区时间，以使得f1和f2之间的时间差等于上述预定的时间差，而该补偿的死区时间就对应于Δt。在本发明中，将通过计算时移Δt来调整PWM信号的时间差的过程称为同步过程。该同步过程不必在每个开关周期都执行，可以以若干个开关周期为固定周期循环进行。
图6示出了调整时移的示意图。图中示出了两对PWM信号，其中CH1和CH2是LLC1的PWM信号，它们通过电压控制回路得到；而CH3和CH4是LLC2的PWM信号，它们通过电流控制回路得到。比较图中的信号CH1和CH4可以发现由于它们的频率不同，所以两个信号之间的时间差也不断变化。在图6中，设定同步周期为每4个LLC1的开关周期，即每经过4个LLC1的开关周期，调整LLC2的开关控制信号f2的时移Δt，使得在加入对应于Δt的死区时间之后，LLC2的PWM信号落后LLC1的PWM信号1/4周期。由此，通过周期性地同步LLC1和LLC2的开关控制信号，来减少输出电压的纹波。
图5示出了将本发明用于具有并联连接的三个LLC变换器的变换器装置的实施方式的电路示意图。该变换器装置的电路布局和工作原理与图4所示的变换器装置类似。DSP将首先根据输出电压计算其中一个变换器的PWM控制信号，然后将该变换器的输出电流的感测值作为参考值来计算输出到其他两个变换器的PWM控制信号。
在图5中所示的实施方式中，DSP首先根据参考电压如上文所述得到输出到变换器LLCA的PWM控制信号fA，然后以变换器A的输出电流的感测值为参考电流，通过与变换器LLCB和变换器LLCC的感测电流相比较分别为变换器LLCB和变换器LLCC的PWM控制信号fB和fC计算表示相对于fA频率偏移的变量ΔfB和ΔfC。由此，通过计算后的fB和fC使得变换器B和变换器C的输出电流与变换器A的输出电流相同。随后DSP中的时移控制单元将为输出到变换器LLCB和变换器LLCC的PWM控制信号fB和fC计算时移ΔtB和ΔtC，并将经过时移的fB和fC分别输出到变换器B和变换器C的开关元件，由此来减少电压纹波。
尽管已经参照许多特定细节描述了本发明，但本领域的普通技术人员将认识到，本发明可在不脱离本发明的精神的情况下以其它特定形式实施。例如，本发明的变换器可以根据实际需要进行选择，通常可以包括各种变换器，例如AC-DC、DC-AC和AC-AC变换器。控制器也可以根据需要选择不同的搭建方式，例如采用模拟电路或者通过MCU(微控制器)或DSP(数字信号处理器)等装置来实现。因此，本领域的普通技术人员将会理解，本发明不受前述说明性细节的限制，而是由所附权利要求限定。

Claims (18)

1.一种谐振变换器装置，其包括并联连接的多个谐振变换器，以及向多个谐振变换器输出脉宽调制控制信号的控制模块，所述控制模块包括电压控制回路和电流控制回路，
所述多个谐振变换器的输出电压经感测后连接到控制模块的电压感测端；
所述多个谐振变换器中的每个的输出电流经感测后连接到控制模块的电流感测端；
所述控制模块的电压控制回路将感测后的输出电压与预定的参考电压进行比较，根据比较结果向多个谐振变换器中的一个变换器输出脉宽调制控制信号以使得所述一个变换器的输出电压等于预定的参考电压；
所述控制模块的电流控制回路将所述一个变换器的经感测的输出电流作为参考电流，将该参考电流与多个谐振变换器中除所述一个变换器之外的其他变换器的经感测的输出电流进行比较，根据比较结果为每个所述其他变换器生成脉宽调制控制信号的频率调节变量，并基于输出到所述一个变换器的脉宽调制控制信号和频率调节变量为每个所述其他变换器计算各自的脉宽调制控制信号，以使得每个所述其他变换器的输出电流与所述一个变换器的输出电流相等。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器装置，其特征在于所述控制模块还包括连接到电流控制回路的时移控制单元，其接收由所述电流控制回路输出的为每个所述其他变换器计算的脉宽调制控制信号，周期性地计算所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号之间的时间差，为每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号计算作为死区时间的时移，使得所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号的时间差等于预定时间差，并将经过时移的每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号输出到各自的变换器，来降低输出电压的纹波。
3.根据权利要求2所述的谐振变换器装置，其特征在于所述预定时间差是所述一个变换器的脉宽调制控制信号的1/4周期。
4.根据权利要求1或2所述的谐振变换器装置，电流控制回路在所述其他变换器中的任何一个变换器的经感测的输出电流小于所述参考电流时，生成频率调节变量来降低输出到所述其他变换器中的所述任何一个变换器的脉宽调制控制信号的频率，并且在所述其他变换器中的所述任何一个变换器的经感测的输出电流大于所述参考电流时，生成频率调节变量来增加输出到所述其他变换器中的所述任何一个变换器的脉宽调制控制信号的频率。
5.根据权利要求1或2所述的谐振变换器装置，所述电压控制回路是PID控制回路，所述电流控制回路是PID控制回路。
6.根据权利要求1或2所述的谐振变换器装置，所述多个谐振变换器是两个或更多变换器。
7.根据权利要求2所述的谐振变换器装置，所述多个谐振变换器是LLC变换器。
8.根据权利要求7所述的谐振变换器装置，所述多个变换器的每个包括开关单元、谐振单元、变压单元和整流单元，所述谐振单元的输出电流作为所述多个谐振变换器的输出电流，经感测后输出到所述控制模块的电流感测端，所述控制模块将脉宽调制控制信号分别输出到相应的所述多个谐振变换器的开关单元和整流单元，用于控制其中的开关元件。
9.根据权利要求1或2所述的谐振变换器装置，所述控制模块包括DSP。
10.根据权利要求1或2所述的谐振变换器，所述多个谐振变换器是AC-DC变换器、DC-AC变换器或AC-AC变换器。
11.一种用于谐振变换器装置的方法，其中所述谐振变换器装置包括并联连接的多个谐振变换器以及控制模块，所述方法包括：
所述控制模块将感测后的所述多个谐振变换器的输出电压与预定的参考电压进行比较，根据比较的结果向多个谐振变换器中的一个变换器输出脉宽调制控制信号以使得所述一个变换器的输出电压等于预定的参考电压；
所述控制模块将所述一个变换器的经感测的输出电流作为参考电流，将该参考电流与多个谐振变换器中除所述一个变换器之外的其他变换器的经感测的输出电流进行比较，根据比较结果为每个所述其他谐振变换器生成脉宽调制控制信号的频率调节变量，并基于输出到所述一个变换器的脉宽调制控制信号和频率调节变量为每个所述其他变换器计算各自的脉宽调制控制信号，以使得每个所述其他变换器的输出电流与所述一个变换器的输出电流相等。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于所述控制模块还周期性地计算所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号之间的时间差，对每个所述其他变换器的各自的脉宽调制控制信号计算作为死区时间的时移，使得所述一个变换器的脉宽调制控制信号与每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号的时间差等于预定时间差，并将经过时移的每个所述其他变换器的脉宽调制控制信号输出到各自的变换器，来降低输出电压的纹波。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于所述预定时间差是所述一个变换器的脉宽调制控制信号的1/4周期。
14.根据权利要求11或12所述的方法，根据比较结果为每个所述其他变换器生成脉宽调制控制信号的频率调节变量的步骤包括在其他变换器中的任何一个变换器的经感测的输出电流小于所述参考电流时，生成频率调节变量以降低输出到所述其他变换器中的所述任何一个变换器的脉宽调制控制信号的频率，并且在所述其他变换器中的所述任何一个变换器的经感测的输出电流大于所述参考电流时，生成频率调节变量以增加输出到所述其他变换器中的所述任何一个变换器的脉宽调制控制信号的频率。
15.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于所述多个谐振变换器是两个或更多变换器。
16.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于所述控制模块包括DSP。
17.根据权利要求12所述的方法，所述多个谐振变换器的每个是LLC变换器，每个LLC变换器包括开关单元、谐振单元、变压单元和整流单元，所述谐振单元的输出电流作为所述多个谐振变换器的输出电流，所述控制模块将脉宽调制控制信号分别输出到相应的所述多个变换器的开关单元和整流单元，用于控制其中的开关元件。
18.根据权利要求11或12所述的谐振变换器，所述多个谐振变换器是AC-DC变换器、DC-AC变换器或AC-AC变换器。
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