CN102667658A - 具有动态切换的低功耗启动电路 - Google Patents

Abstract

一种在开关模式功率转换器中的启动电路，该启动电路运用齐纳二极管来提供参考电压，以用于减少启动电路的功耗和尺寸。该启动电路也包括用于为带隙电路的初始启动操作产生电流和参考电压的粗略电流源和粗略参考电压信号生成器。来自粗略电流源和参考电压信号生成器的参考信号和电流受到大量工艺、电压和温度(PVT)变化的影响，或者易受来自电源的噪声所影响，因此在启动期间暂时使用这些信号，并且将利用来自更高性能的部件的信号来替换这些信号。在带隙电路变成操作之后，启动电路从带隙电路接收电压参考信号以更准确地检测欠电压封锁条件。

Description

具有动态切换的低功耗启动电路

相关申请的交叉引用

本申请要求于2009年10月28日提交、标题为“Low PowerConsumption Start-up Circuit with Dynamic Switching”的第61/255,797号共同未决美国临时专利申请的优先权，该申请的主题内容通过引用整体结合于此。

技术领域

本发明涉及一种在功率转换器中的、用于监控线路输入电压以接通或者关断功率转换器的启动电路。

背景技术

切换型功率转换器一般包括控制开关以用于将负载耦合到电源或者将负载从电源去耦合的控制器集成芯片(IC)。这样的控制器IC包括启动电路以及其它部件。启动电路监控在功率转换器电路的输入处提供的线路输入电压，并且如果线路输入电压高于启动电压则接通控制器IC的部件。对比而言，如果线路输入电压降至阈值电压(即欠电压封锁电压或者UVLO电压)以下，则启动电路关断控制器IC的部件。即使在无负载条件下，启动电路仍然保持操作并且消耗功率。

用于启动电路的主要设计标准之一为低功耗。随着能量效率更高的功率转换器变成必需，功耗已经变成设计功率转换器时的主要设计标准之一。例如要求一些AC-DC功率转换器在无负载条件之下消耗少于30mW。为了满足这样的严格要求，启动电路需要消耗尽可能低的功率。针对启动电路的另一重要设计考虑是启动该电路占用的空间。为了减少控制器IC的尺寸并且在功率转换器中包括更多功能，也需要减少启动电路的尺寸。

图1是控制器IC中的常规启动电路100。启动电路100生成使能信号(EN)以用于操作功率转换器的部件(包括主要带隙电路150)。在连接到启动电路100和主要带隙电路150的Vcc节点和GND节点两端提供电源电压。图1的启动电路100包括低压差(LDO)调节器110、带隙块114、感测电阻器(R1至R3)串、多路复用器118、比较器120和电流生成器124。LDO 110经由节点N4向带隙块114并且经由节点N6向比较器120提供电压信号V_d。带隙块114连接于节点N4与接地(GND)之间以生成参考电压信号V_B1。经由节点N2向比较器120的反相输入并且向主要带隙电路150中的LDO130的输入馈送参考电压信号V_B1。

比较器120基于来自带隙块114的参考电压信号V_B1来接通或者关断EN信号。具体而言，比较器120在给启动电路100的电源电压Vcc增加至启动电压以上时接通EN信号。对比而言，比较器120在电源电压Vcc降至UVLO电压以下时关断EN信号。

多路复用器118基于来自比较器120的EN信号而选择性地将比较器120的非反相输入连接到节点N3或者节点N5。当EN信号被关断时，多路复用器118将节点N5连接到比较器120的非反相输入。因此，在比较器120的非反相输入接收在电阻器R1和R2两端的电压。对照而言，如果EN信号被接通，则多路复用器118将节点N3连接到比较器120的非反相输入。以这一方式，可以不同地设置比较器120接通EN信号时的启动电压和比较器120关断EN信号时的UVLO电压。电流生成器124由EN信号接通以向LDO 130和带隙块134提供操作电流。

主要带隙电路150包括LDO 130和带隙块134。LDO 130从带隙块114接收电压信号V_B1而从比较器120接收EN信号。电压信号V_B1作为用于LDO 130的参考电压信号来工作。LDO 130也从电流生成器124接收电流I_L。LDO 130生成向带隙块134的输入馈送的经调节电压V_f2。带隙块134接收电流I_B和电压V_f2，并且生成与电压信号V_B1相比更可靠且较少受工艺、电压和温度(PVT)变化所影响的参考电压V_BG。参考电压V_BG由控制器IC的各种部件用作参考电压。

然而图1的启动电路100消耗大量功率(例如在启动电压为10V时约为10μA)，并且部分由于存在LDO 110和带隙块114而占用控制器IC内的大量区域。

发明内容

实施例涉及一种在用于功率转换器的控制器中的启动电路，该启动电路使用齐纳二极管来提供第一参考电压，以用于确定给集成电路设备的电源电压对于集成电路设备的操作而言是否充分高。该齐纳二极管耦合于高电压源与低电压源之间，以向比较器提供第一参考电压。比较器将电源电压的第一缩放版本与第一参考电压相比较，并且如果电源电压的第一缩放版本超过第一参考电压则接通集成电路设备。齐纳二极管与用于生成参考电压信号的其它有源部件相比有利地消耗更少功率并且占用更少空间。

在一个实施例中，如果电源电压的另一缩放版本降至在带隙电路处生成的第二参考电压以下，则比较器关断集成电路设备。由带隙电路生成的第二参考电压与从齐纳二极管获得的第一参考电压相比较少受PVT(工艺-电压-温度)变化影响，因此带隙电路产生更稳定和准确的参考电压。在初始启动过程期间暂时使用第一参考电压。在带隙电路变成操作之后，基于第二参考电压确定电源电压是否降至阈值以下。

在一个实施例中，启动电路包括至少两个电流生成器。第一电流生成器在电源电压的第一缩放版本超过第一参考电压之后提供带隙电路中的电流持续第一时间段。第二电流生成器在第一时间段之后提供带隙电路中的电流持续第二时间段。第二电流生成器具有比第一电流生成器更好的电流调节特性。

在一个实施例中，低压差电压生成第三参考电压。带隙电路基于第三参考电压生成第二参考电压。

在说明书中描述的特征和优点并非囊括性的，并且具体而言，鉴于附图和说明书，许多附加特征和优点将为本领域普通技术人员所清楚。另外应当注意，已经主要出于可读性和指导性的目的而选择了说明书中使用的语言，并且可能并未选择这些语言来界定或者限制发明主题内容。

附图说明

可以通过结合附图考虑下文具体描述来容易理解本发明实施例的教导。

图1是图示了常规启动电路和主要带隙电路的电路图。

图2A是图示了根据一个实施例的切换型功率转换器的电路图。

图2B是更具体图示了根据一个实施例的切换型功率转换器的控制器的内部电路的框图。

图3A是图示了根据一个实施例的切换型功率转换器的控制器中的启动电路的框图。

图3B是图示了根据一个实施例的启动电路中的初始电流生成器的框图。

图3C是图示了根据一个实施例的启动电路中的参考电压生成器的框图。

图3D是图示了根据一个实施例的启动电路中的主要电流生成器的框图。

图3E是图示了根据一个实施例的连接到图3A的启动电路的主要带隙电路的框图。

图4是根据一个实施例的图3A的启动电路中的信号的时序图。

图5是图示了根据一个实施例的在启动电路的整个操作过程的流程图。

图6是图示了根据一个实施例的用于激活主要带隙电路的过程的流程图。

具体实施方式

附图和下文描述仅通过示例涉及本发明的优选实施例。应当注意，根据下文讨论，将容易理解这里公开的结构和方法的替选实施例作为可以在不脱离本发明的精神实质时运用的可行替选实施例。

现在将具体参照本发明的若干实施例，在附图中图示了这些实施例的示例。注意，在可行时，相似或者类似附图标记可以使用于附图中并且可以表明相似或者类似的功能。附图仅出于示例的目的而描绘了本发明的实施例。本领域技术人员将根据下文描述容易理解可以运用这里示例的结构和方法的替选实施例而不脱离这里描述的本发明原理。

实施例包括开关模式功率转换器中的启动电路，该启动电路运用齐纳二极管来提供参考电压，以用于减少启动电路的功耗和尺寸。该启动电路也包括用于为带隙电路的初始启动操作产生电流和参考电压的粗略电流源和粗略参考电压信号生成器。来自粗略电流源和参考电压信号生成器的参考信号和电流受到大量工艺-电压-温度(PVT)变化的影响，或者易受来自电源的噪声所影响，因此在启动期间暂时使用这些信号，然后利用来自更高性能的部件的信号来替换这些信号。在带隙电路变成操作之后，启动电路从带隙电路接收较少受PVT变化和噪声影响的参考电压信号，以更准确检测欠电压封锁(UVLO)条件。

切换型功率转换器的示例架构

图2A是图示了根据一个实施例的切换型功率转换器200的电路图。功率转换器200包括三个主要部分，即前端204、功率级和次级。前端204在节点L、N连接到AC电压源(未示出)，并且包括桥式整流器，该桥式整流器包括电感器L1、电阻器R1、F1、二极管D1、D2、D3、D4以及电容器C2。经由电阻器R10向控制器IC 202的电源电压管脚Vcc(管脚1)输入在节点205处的经整流输入的线路输入电压。在节点205处的线路输入电压也连接到电源变压器T1-A的初级绕组206。电容器C5从经整流的线路输入电压中去除高频噪声。前端部分在节点205处的输出是未调节DC输入电压。图2A的切换型功率转换器200仅为示例。这里描述的实施例可以运用于拓扑或者类型与图2A中描述的功率转换器200不同的切换型功率转换器中。

功率级包括电源变压器T1-A、BJT(双极结型晶体管)功率开关Q1和控制器IC 202。电源变压器T1-A包括初级绕组206、次级绕组207和辅助绕组208。控制器IC 202经由从控制器IC 202的输出管脚(管脚5)输出的控制信号210控制BJT功率开关Q1的接通和关断状态来维持输出调节。控制信号210驱动BJT功率开关Q1的基极(B)。BJT功率开关Q1的集电极(C)连接到初级绕组206，而BJT功率开关Q1的发射极(E)连接到控制器IC 202的I_SENSE管脚(管脚4)并且经由电阻器R12接地。I_SENSE管脚以在感测电阻器R12两端的电压这一形式感测经过初级绕组206和BJT开关Q1的电流。控制器IC 202运用调制技术以控制功率开关Q1的接通和关断状态、BJT功率开关Q1的占空比以及BJT基极电流的幅度。控制器IC 202的GND管脚(管脚2)连接到地。

次级包括作为输出整流器来工作的二极管D6和作为输出滤波器来工作的电容器C10。向负载(未示出)和预负载R14递送在节点209处的所得经整流输出电压V_out。预负载R14使功率转换器在无负载条件下的输出稳定。ESD放电间隙(ESD1)耦合于初级绕组206与二极管D6之间。

在辅助绕组208两端反映在节点209处的输出电压Vout，该电压经由包括电阻器R3和R4的电阻分压器向控制器202的V_SENSE管脚(管脚3)输入。另外，尽管控制器IC 202在启动时由线路输入电压上电，但是控制器IC 202在启动之后和在正常操作中由在辅助绕组208两端的电压上电。因此，二极管D5和电阻器R2形成整流器，该整流器用于对在辅助绕组208两端的电压进行整流以用于在启动之后在正常操作期间用作向控制器IC 202的Vcc管脚(管脚1)的电源电压输入。电容器C9用来保持在启动时来自在节点205处的线路输入电压，或者在启动之后在切换循环之间来自在辅助绕组208两端的电压的功率。

在功率转换器200的初始启动期间，来自节点205的电流I_{ST_TOTAL}穿过电阻器R10供给节点A。在节点A处，将电流I_{ST_TOTAL}拆分成供给控制器IC 202的Vcc节点的电流I_ST、用于对电容器C9充电的电流I_C9和用于对电容器C5充电的电流I_C5。电流I_ST由控制器IC 202消耗以激活启动电路。电流I_C5由于电容器C5的低电容而可忽略不计，因此在电流I_{ST_TOTAL}、I_ST和I_C9之间的关系可以表达为：

$I_{\mathrm{ST}\_\mathrm{TOTAL}}=I_{\mathrm{ST}}+I_{C9}=\frac{{\mathrm{Line}}_{\mathrm{rms}}-\mathrm{Vcc}}{R10}$ ................等式(1)

其中Line_rms是在节点205处的线路输入电压，而Vcc是供给控制器IC 202的电源电压。虽然增加I_C9以更快速度对电容器C9充电是有利的，但是尤其当功率转换器在待机模式中时也应当维持电流I_{ST_TOTAL}尽可能低以减少功率损耗。假设C9的电容为2.2μF，而所需启动电压为10V，针对功率转换器200的3秒启动时间而言最小电流I_C9的一阶计算如下：

$I_{C9}=\frac{C9\·10V}{3\sec }=7.33\mathrm{\μA}$ .....................等式(2)

为了提供在这一电平的电流I_C9而又减少I_{ST_TOTAL}，可以减少启动电路消耗的电流I_ST。实施例通过使用低漏电齐纳二极管而不是低压差(LDO)调节器提供参考电压来减少I_ST。

控制器集成电路的示例架构

图2B是更具体图示了根据一个实施例的切换型功率控制器200的控制器IC 202的内部电路的框图。控制器IC 202接收模拟参数(比如在管脚3处的V_SENSE电压和在管脚4处的I_SENSE电压)，但是使用数字电路和数字状态机来自适应地处理这些参数以在管脚5(输出)处生成适当的基极驱动信号。控制器IC 202包括多个主要电路块，这些电路块包括启动电路220、主要带隙电路230、信号调控块212、数字逻辑控制214、接通逻辑块216、关断逻辑块218、SR触发器222、Ipeak比较器228和BJT基极驱动器224。控制器IC

202借助自适应数字初级侧反馈控制来调节切换型功率转换器200的输出电压Vout和输出电流Iout。在I_SENSE管脚(管脚4)处感测初级侧电流允许在恒定电压(CV)和恒定电流(CC)模式这两者中的逐个循环的峰电流控制和限制，以及对变压器T1-A的磁化电感Lm不敏感的精确恒定电流(输出电流Iout)控制。在V_SENSE管脚(管脚3)处感测在辅助绕组208两端反映的输出电压Vout允许精确的输出电压调节。

如下文参照图3A具体描述的那样，启动电路220在电源电压Vcc电压被建立至比预定启动电压ST_V更高的电压时生成使能信号(EN)，而在电源电压Vcc降至欠电压封锁电压(UVLO电压)以下时关断EN信号。电源电压Vcc是在节点205处的线路输入电压的按比例缩减版本。向主要带隙电路230和数字逻辑控制214发送EN信号以接通主要带隙块230和数字逻辑控制214。在接收EN信号之后，主要带隙块230开始生成由控制器202的部件作为参考电压而使用的参考电压V_BG。在接收EN信号之后，数字逻辑控制块204发起接通命令给接通逻辑块216以便设置SR触发器222，从而使BJT基极驱动电流生成器224经由输出管脚(管脚5)生成基极驱动电流210以接通BJT功率开关Q1。控制器IC 202然后经由V_SENSE管脚(管脚3)接收关于如在辅助绕组208上反映的输出电压Vout的反馈信息。

信号调控块212接收V_SENSE电压，并且生成用于由数字逻辑控制块214使用的多种电压和电流反馈参数。信号调控块212生成多种信息。信号调控块212生成的信息由接通逻辑块216和关断逻辑块218用来操作SR触发器222和BJT基极驱动器224。BJT基极驱动电流210接通或者关断BJT功率开关Q1。

示例启动电路

图3A是图示了根据一个实施例的切换型功率转换器200的控制器IC 202中的启动电路220的框图。启动电路220在电源电压V_CC高于预定启动电压ST_V时生成EN信号，而在电源电压V_CC降至预设UVLO电压以下时关断EN信号。在一个实施例中，分别将启动电压ST_V和UVLO电压设置成10V和4V。

图3A的实施例中的许多重要修改之一是将LDO替换为低漏电齐纳二极管304。在控制器IC 202启动(例如当功率转换器耦合到电源时)之前，EN信号被关断(EN为低)，这使多路复用器310将节点Z连接到比较器322的反相输入。随着电源电压Vcc增加至Vz以上，齐纳二极管304将在节点Z的电压钳位至固定电压Vz。在一个实施例中，电压Vz近似为6.2V。

感测电阻器Ra、Rb和Rc耦合于电源电压Vcc与接地(GND)之间，并且作为分压器来工作。在初始启动期间，多路复用器316将节点Na连接到比较器322的非反相输入。因此，在比较器322的非反相输入接收在电阻器Ra两端的电压(V_RA＝Vcc·Ra/(Ra+Rb+Rc))。比较器322将电压V_RA和电压V_Z相比较，并且在V_RA超过电压V_Z时生成EN信号。

初始电流生成器314充当低性能电流源，该电流源在控制器IC202的启动期间暂时地调节主要带隙电路230中的电流。下文参照图3B具体描述初始电流生成器314的示例电路。开关SW4在EN信号接通时接通。如下文参照图4具体描述的那样，电压信号V_D2起初接通并且保持接通持续时段(T_D1+T_D2)。因而，初始电流生成器314在EN信号接通之后且在V_D2关断之前开始生成主要带隙电路230中的电流I_C1和I_C2。

主要电流生成器330在LDO 354开始生成输出电压V_LDO之后也生成电流I_S1和I_S2。主要电流生成器330与初始电流生成器314相比具有更好的电流调节特性。也就是说，主要电流生成器330与初始电流生成器314相比较少受来自PVT变化或者噪声的改变所影响。在时段T_D1+T_D2期间，主要电流生成器330和初始电流生成器314可以生成主要带隙电路230中的电流I_MB和I_LDO。在时段T_D1+T_D2过去之后，延迟信号V_D2关断，这继而关断连接到初始电流生成器314的开关SW10。关断开关SW10使得关断初始电流生成器314并且允许具有更好的电流调节特性的主要电流生成器330调节带隙电路230的电流I_MB和I_LDO。在一个实施例中，主要电流生成器330具体化为如下文参照图3E具体描述的那样。

接通EN信号促使以下操作以及其它操作：(i)开关SW6接通以将参考电压生成器336连接到电源电压Vcc，(ii)多路复用器316将节点Na连接到比较器32的非反相输入而将节点Nb连接到比较器322的非反相输入，(iii)多路复用器310将比较器322的反相输入连接到带隙块358的输出，(iv)接通开关SW4以将初始电流生成器314连接到电源电压Vcc，(v)LDO 354在主要带隙电路230中接通，(vi)控制器IC 202的其它部件(比如数字逻辑电路214)接通，(vii)延迟模块326在时段T_D1过去之后开始生成第一延迟信号V_D1，以及(viii)延迟模块322在时段T_D1+T_D2过去之后关断延迟信号V_D2。这里更具体描述这些操作中的每个操作。

当EN信号接通时，开关SW6接通以将参考电压生成器336连接到电源电压Vcc。因而，参考电压生成器336提供粗略参考电压V_R1，该参考电压可以在带隙块358尚未操作之时暂时用作为用于LDO 354的参考电压V_{L_REF}。下文参照图3C具体描述参考电压生成器336的示例电路。在时段T_D1过去之后，切换多路复用器318，从而向LDO 354提供来自带隙块358的参考电压V_BG而不是V_R1作为参考电压V_{L_REF}。

EN信号也切换多路复用器316，从而节点Nb(而不是节点Na)耦合到比较器322的非反相输入。因此，比较器322的非反相输入接收电压V_RB(等于Vcc·(Ra+Rb)/(Ra+Rb+Rc)。EN信号也切换多路复用器310，从而比较器322的反相输入被连接成从带隙块358接收参考电压V_BG。参考电压V_BG比V_Z更可靠且较少受PVT变化所影响，因此使用V_BG而不是V_Z作为参考电压是有利的。通过切换多路复用器310和316，比较器322现在操作用于检测电源电压Vcc降至UVLO电压以下。使用V_BG作为比较器322的参考电压允许UVLO条件的更准确检测。

EN信号也接通开关SW4，该开关将初始电流生成器314连接到电源电压Vcc。作为响应，初始电流生成器314变成操作的。延迟信号V_D2起初接通，因此初始电流生成器314在EN信号接通之后开始生成电流I_C1和I_C2。

参照图3D，主要带隙电路230中的LDO 354也由EN信号接通。在EN信号接通之后且在时段T_D1过去之前，LDO 353接收V_R1并且生成向主要电流生成器330和带隙块358馈送的经调节电压信号V_LDO。在接收V_LDO之后，主要电流生成器330开始操作。然而，在主要电流生成器330接收V_LDO之后与其开始产生电流I_S1和电流I_S2之间可以有一些时间滞后。因此，开关SW8保持关断，直至时段T_D1过去，在该时间开关SW8接通以生成电流I_S1和电流I_S2。在时段T_D1过去之后，电流I_MB(＝I_C2)由初始电流生成器314生成以操作带隙块358。在时段T_D1过去之后且在时段T_D1+T_D2过去之前，操作多路复用器318和开关SW8，从而LDO 354现在接收V_BG而不是V_R1作为电压参考信号。

延迟模块332和326动态切换用于主要带隙电路230的电压参考信号和电流源，以改善带隙电压V_BG的准确性。在一个实施例中，将延迟模块332和326具体化为串联耦合的反相器。时间延迟数量由串联连接的反相器数目以及其它因素确定。在EN信号在延迟模块326被接收之后，延迟模块326在时段T_D1之后接通第一延迟信号V_D1。第一延迟信号V_D1使多路复用器318将带隙块358的输出V_BG连接到带隙电路230中的LDO 354的输入，并且将参考电压生成器336的输出从LDO 354的输入断开。时段T_D1有充分长度以保证主要带隙电路230中的带隙块358变成完全操作，因此由带隙块358生成的参考电压V_BG变成比电压信号V_R1更可靠和准确以作为用于LDO 354的参考电压V_{L_REF}来工作。

第一延迟信号V_D1也接通开关SW8，从而使电流I_S1和电流I_S2由主要电流生成器330生成。时段T_D1+T_D2可能并非是用于主要电流生成器330变成完全操作的充分时间。虽然主要电流生成器330可以在SW8由延迟信号V_D1接通之后开始产生电流I_S1和I_S2，但是电流I_S1和I_S2可能不足以维持LDO 354和带隙358的操作。因此，初始电流生成器314可以继续生成电流I_C1和电流I_C2直至开关SW10关断(即当T_D1+T_D2到期时)。在时段T_D1+T_D2期间，LDO 354中的电流I_LDO等于电流I_S1与电流I_C1之和，而带隙块358中的电流I_MB等于电流I_S2与电流I_C2之和。

也向延迟模块332馈送第一延迟信号V_D1，这促使延迟模块332在时段T_D2过去之后关断第二延迟信号V_D2。当第二延迟信号V_D2关断时，开关SW10也关断。通过关断开关SW10，初始电流生成器314的输出从主要带隙电路230断开。设置时段T_D1和T_D2以保证主要电流生成器330的恰当操作。因此，在T_D1+T_D2之后，具有低性能的初始电流生成器314不再生成主要带隙电路230中的任何电流，而仅主要电流生成器330生成主要带隙电路230中的电流。

当电源电压Vcc在功率转换器200操作期间降至UVLO电压以下时，比较器322关断EN信号。作为响应，LDO 354关断V_LDO而带隙块358停止产生V_BG。EN信号也切换多路复用器310，从而将节点Z耦合到比较器322的反相输入。延迟模块326在时段T_D3之后也关断V_D1，从而使多路复用器318将参考电压生成器336连接到LDO 354，并且关断开关SW8以将主要电流生成器330从LDO 354和带隙块358断开。在时段T_D4过去之后，V_D2变高，这将初始电流生成器314连接到LDO 354和带隙块358。以这一方式，重置启动电路220以检测启动电压，并且重新开始启动过程。

图3B是图示了根据一个实施例的用于在时段T_D1+T_D2期间暂时生成用于LDO 354的电流I_C1和用于带隙块358的电流I_C2的初始电流生成器314的框图。初始电流生成器314包括PMOS 342以及NMOS 346、348和350。PMO 342作为二极管来工作，该二极管允许来自开关SW4的电流I_CG流向初始电流生成器314，但是不允许电流在相反方向上流动。NMOS 346、348和350形成电流镜，该电流镜生成与I_CG成比例的尾电流I_C1和I_C2。

初始电流生成器314由电源电压V_CC操作，该电源电压为线路输入电压的按比例缩减版本。这里，由初始电流生成器314生成的尾电流I_C1和尾电流I_C2受到线路输入电压中的噪声影响，并且可能对于功率转换器200的扩展操作而言并不可靠。如下文具体参照图3E描述的那样，主要电流生成器330生成更稳定且较少受外部噪声所影响的电流I_S1和电流I_S2。因此，在主要电流生成器330变成操作之后，使用电流I_S1和电流I_S2而不是电流I_C1和电流I_C2。图3B的初始电流生成器314仅为示例。可以使用各种其它类型的简单电流生成器作为初始电流生成器314。

图3C是图示了根据一个实施例的在启动电路220中的用于在时段T_D1期间向LDO 354暂时提供参考电压信号V_R1的参考电压生成器336的框图。参考电压生成器336包括在电源电压Vcc与接地GND之间串联连接的电阻器Rd和NMOS 352。NMOS 352作为二极管来工作，该二极管将在节点362处的电压V_R1钳位至V_R1。NMOS352和电阻器Rd易受PVT变化所影响，因此电压V_R1对于功率转换器200的扩展操作而言并不可靠。因此，电压V_R1在带隙块358变成操作之前暂时作为用于LDO 354的参考电压来工作。图3C的参考电压生成器336仅为示例。各种其它类型的电流生成器可以用作参考电压生成器336。

图3D是图示了根据一个实施例的主要电流生成器330的示例电路的框图。主要电流生成器330包括PMOS 362和NMOS 366、368、370。PMOS 362作为二极管来工作。NMOS 366、368和370形成电流镜，该电流镜生成尾电流I_S1和I_S2。LDO 354作为电源来工作，该电源向主要电流生成器330提供更稳定并且与电源电压Vcc中的噪声隔离的电压V_LDO。因此，电流I_S1和电流I_S2与由初始电流生成器314生成的电流IC1和IC2相比更稳定且较少受外部噪声所影响。图3E的主要电流生成器330仅为示例。各种其它类型的简单电流生成器可以用作主要电流生成器330。

示例主要带隙电路

图3E是图示了根据一个实施例的连接到图3A的启动电路220的主要带隙电路230的框图。主要带隙电路230包括LDO 354和带隙块358。LDO 354作为用于操作带隙块358的电压调节器来工作。使用本领域公知的常规电路来具体化LDO 354，因此这里省略它的电路和操作的具体描述以求简洁。

带隙块358连接到LDO 354的输出以接收经调节电压V_LDO。另外，带隙块358在启动时连接到初始电流生成器314，然后连接到主要电流生成器330以生成用于它的操作的电流I_MB。带隙块358的电路向控制器IC 202中的需要参考电压的各种部件提供准确的参考电压V_BG。带隙块358的电路在本领域公知，因此这里省略它的电路和操作的具体描述以求简洁。

启动电路的时序图

图4是根据一个实施例的图3A的启动电路220中的信号的时序图。随着电源电压Vcc斜升至启动电压ST_V，比较器322生成EN信号(EN信号从低变高)。向延迟模块326馈送EN信号，该延迟模块在时段T_D1之后生成第一延迟信号V_D1(V_D1从低变高)。设置时段T_D1以允许用于带隙块358开始产生参考电压V_BG的充分时间。在一个实施例中，时段T_D1近似为50μs。

然后向延迟模块332馈送延迟信号V_D1，该延迟模块在时段T_D2之后关断第二延迟信号V_D2(V_D2从高变低)，从而完成启动过程。时段T_D2提供用于主要电流生成器330开始产生充分电流以维系LDO 354和带隙块358的操作的充分时间。在一个实施例中，时段T_D2近似为10μs。

随着电源电压Vcc开始下降而到达UVLO电压(UVLO_V)，比较器322关断EN信号(EN信号从高变低)。在EN信号关断并且时段T_D3过去之后，延迟模块326关断第一延迟信号V_D1(V_D1从高变低)。关断V_D1信号促使在时段T_D4之后第二延迟信号V_D2接通(V_D2从低变高)，从而针对下一启动操作重置启动电路220。

启动电路的操作

图5是图示了根据一个实施例的在启动电路220处的操作的整个过程的流程图。起初，比较器322未生成EN信号。比较器322接收(510)第一参考电压(例如在齐纳二极管304两端的Vz)。比较器322也接收(514)电源电压的第一缩放版本(例如在节点Na处的电压V_RA)。然后确定(518)第一缩放电源电压是否超过第一参考电压。在一个实施例中，设置第一缩放电源电压和第一参考电压，从而在电源电压对应于预定启动电压ST_V时第一缩放电源电压等于第一参考电压。如果第一缩放电源电压未超过第一参考电压，则该过程返回到接收(510)第一参考电压并且重复后续过程。

如果第一缩放电源电压超过第一参考电压，则该过程继续行进到在比较器322处生成(522)使能信号EN。使能信号EN执行包括激活数字逻辑电路214的各种操作。如下文参照图6具体描述的那样，使能信号EN也激活(526)主要带隙电路230。

比较器322接收电源电压的第二缩放版本(例如在节点N_b处的电压V_RB)。比较器322也接收第二参考电压(例如来自带隙块358的输出电压V_BG)。然后确定(538)第二缩放电源电压是否超过第二参考电压。在一个实施例中，设置第二缩放电源电压和第二参考电压，从而在电源电压对应于预定UVLO电压时第二缩放电源电压等于第二参考电压。如果第二缩放电源电压超过第二参考电压，则该过程返回至接收(530)电源电压的第二缩放版本并且重复后续过程。

如果确定第二缩放电源电压未超过第二参考电压，则该过程继续行进到关断(542)使能信号并且关断电路。

图5中所示序列和步骤仅为示例。例如，接收(514)电源电压的第一缩放版本可以先于接收(510)第一参考电压。另外，接收(534)第二参考电压可以先于接收(530)电源电压的第二缩放版本。

图6是图示了根据一个实施例的用于激活主要带隙电路230的过程的流程图。在使能信号EN接通之后，开关SW6将参考电压生成器336连接到电源电压。作为响应，激活(610)参考电压生成器336以经由多路复用器318向LDO 354提供粗略参考电压V_R1。

为了使LDO 354和带隙块358能够操作，初始电流生成器314在时间段T_D1期间提供(614)LDO 354和带隙块358中的电流。LDO354基于参考电压V_R1、使能信号EN和初始电流生成器314提供的电流生成(622)电压信号V_LDO。带隙块358也基于来自LDO 354的电压信号V_LDO生成(626)输出电压V_BG。

在时段T_D2期间，带隙块358开始产生稳定的输出电压V_BG。因此，LDO 354从参考电压生成器336断开(630)，并且替代地经由多路复用器318连接到带隙块358以接收输出电压V_BG。此外，LDO 354和带隙块358也由初始电流生成器314和主要电流生成器330二者提供(634)的电流操作。

在时间段T_D2之后，主要电流生成器330变成完全操作。因此，主要带隙电路230从初始电流生成器314断开，并且由主要电流生成器330提供(638)电流。

功耗比较

在使用LDO的常规启动电路中，启动电路使用约10μA。消耗电流的减少明显减少了功率转换器在启动时和在无负载条件下的能量损耗。例如假设(i)功率转换器200必须在3秒内启动，(ii)启动电压为10V，(iii)最低线路输入电压为85V，并且(iv)最高线路输入电压为265V。电容器C9的最慢充电在最低线路输入电压(85V)下出现，并且R10的电阻由电容器C9在最低线路输入电压下的充电时间支配。在这一情况下，I_C9(见图2A)根据等式(2)为7.33μA。图1的常规启动电路使用约为10μA的电流I_ST1，因此计算R10(见图2A)如下：

$R10=\frac{\mathrm{low}\_{\mathrm{line}}_{\mathrm{rms}}-\mathrm{ST}\_V}{I_{c9}+I_{\mathrm{ST}1}}=\frac{120-10}{7.33+10}=6.35\mathrm{M\Ω}$ ..........等式(3)

最大能量损耗出现于线路输入电压最高时。因此，在针对常规电路的无负载条件期间可归结于电阻器R10的最大能量损耗如下：

${\mathrm{loss}}_{\mathrm{high}\_\mathrm{line}1}=\frac{{(\mathrm{high}\_{\mathrm{line}}_{\mathrm{rms}}-\mathrm{ST}\_V)}^2}{R10}=\frac{{(374-10)}^2}{6.35}=20.9\mathrm{mW}$ .....等式(4)

将这一实施例与图3A的使用约1μA电流I_ST2的实施例相比较。通过使用齐纳二极管而不是LDO，本发明的实施例可以在启动电路中使用低至1μA的电流。在这一情况下，可以按照下式计算R10(见图2A)：

$R10=\frac{\mathrm{low}\_{\mathrm{line}}_{\mathrm{rms}}-\mathrm{ST}\_V}{I_{c9}+I_{\mathrm{ST}2}}=\frac{120-10}{7.33+1}=13.2\mathrm{M\Ω}$ ..........等式(5)

因此，针对图3A的实施例的可归结于电阻器R10的最大能量损耗可以计算如下：

${\mathrm{loss}}_{\mathrm{high}\_\mathrm{line}2}=\frac{{(\mathrm{high}\_{\mathrm{line}}_{\mathrm{rms}}-\mathrm{ST}\_V)}^2}{R10}=\frac{{(374-10)}^2}{13.2}=10.0\mathrm{mW}$ ..........等式(6)

在这一示例中，图3的电路的可归结于图2A的电阻器R10的最大能量损耗比常规启动电路的能量损耗少50％。

备选实施例

虽然这里参照功率转换器和功率转换器中的控制器IC描述实施例，但是实施例可以使用于各种电设备中，而不限于功率转换器和控制器IC。

在阅读本公开内容时，本领域技术人员将理解用于切换型功率转换器的更多附加的备选设计。例如，控制器IC 202可以被实现为基于模拟信号处理来生成控制信号210的模拟电路。

虽然图2A中所示的控制器IC 202及其应用电路基于初级侧反馈控制，但是本发明的相同原理也可适用于基于常规的次级侧反馈控制的备选设计。

在一个实施例中，使用MOSFET(金属氧化半导体场效应晶体管)来代替BJT开关Q1。

尽管已经图示和描述本发明的具体实施例和应用，但是将理解本发明并不限于这里公开的精确构造和部件，并且可以在不脱离本发明的精神实质和范围的情况下在这里公开的本发明的方法和装置的布置、操作和细节上做出的各种修改、改变和变化将为本领域技术人员所清楚。

Claims (20)

1.一种用于接通或者关断集成电路设备的方法，包括：

从高电压源接收电源电压；

接收在耦合于高电压源与低电压源之间的齐纳二极管两端的第一参考电压；以及

响应于所述电源电压的第一缩放版本超过所述第一参考电压而接通所述集成电路设备。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而生成使能信号。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括响应于所述电源电压的第二缩放版本降至在带隙电路处生成的第二参考电压以下而关断所述集成电路设备。

4.根据权利要求3所述的方法，还包括：

第一电流生成器，在所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压之后提供所述带隙电路中的电流持续第一时间段；以及

第二电流生成器，在所述第一时间段之后提供所述带隙电路中的电流持续第二时间段，所述第二电流生成器具有比所述第一电流生成器更好的电流调节特性。

5.根据权利要求4所述的方法，还包括由所述第一电流生成器和所述第二电流生成器在所述第一时间段之后且在所述第二时间段之前提供所述带隙电路中的电流持续第三时间段。

6.根据权利要求5所述的方法，还包括由低压差电压调节器响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而生成第三参考电压，其中所述带隙电路基于所述第三参考电压生成所述第二参考电压。

7.根据权利要求6所述的方法，还包括：

在所述第一时间段期间通过将所述低压差电压调节器连接到晶体管的漏极来向所述低压差电压调节器提供第三参考电压；以及

在所述第一时间段之后从所述带隙电路向所述低压差电压调节器提供所述第三参考电压。

8.根据权利要求5所述的方法，还包括响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而在低压差电压调节器处生成第三参考电压，其中所述带隙电路基于所述第三参考电压提供所述电流。

9.根据权利要求4所述的方法，还包括：

在所述第一时间段之后生成用于控制在所述第一电流生成器与所述带隙电路之间的第一开关的第一延迟信号；以及

在所述第二时间段之后生成用于控制在所述第二电流生成器与所述带隙电路之间的第二开关的第二信号。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述集成电路设备包括用于开关模式功率转换器的控制器。

11.一种用于接通或者关断集成电路设备的启动电路，包括：

第一电压节点，用于从高电压源接收电源电压；

第二电压节点，连接到低电压源；

齐纳二极管，耦合于所述第一电压节点与所述第二电压节点之间；以及

比较器，耦合成接收所述齐纳二极管两端的第一参考电压并且耦合到所述第一电压节点以接收所述电源电压的第一缩放版本，所述比较器响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而接通所述集成电路设备。

12.根据权利要求11所述的启动电路，其中所述比较器还被配置成响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而生成使能信号。

13.根据权利要求11所述的启动电路，其中所述比较器还被配置成响应于所述电源电压的第二缩放版本降至在带隙电路处生成的第二参考电压以下而关断所述集成电路设备。

14.根据权利要求13所述的启动电路，还包括：

第一电流生成器，配置成在所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压之后提供所述带隙电路中的电流持续第一时间段；以及

第二电流生成器，配置成在所述第一时间段之后提供所述带隙电路中的电流持续第二时间段，所述第二电流生成器具有比所述第一电流生成器更好的电流调节特性。

15.根据权利要求14所述的启动电路，其中所述第一电流生成器和所述第二电流生成器二者在所述第一时间段之后且在所述第二时间段之前为所述带隙电路提供电流持续第三时间段。

16.根据权利要求15所述的启动电路，还包括：低压差电压，配置成响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而生成第三参考电压，其中所述带隙电路被配置成基于所述第三参考电压生成所述第二参考电压。

17.根据权利要求16所述的启动电路，其中所述低压差电压调节器被配置成：

在所述第一时间段期间通过将所述低压差电压调节器连接到晶体管的漏极来接收第三参考电压；以及

在所述第一时间段之后从所述带隙电路向所述低压差电压调节器接收所述第三参考电压。

18.根据权利要求15所述的启动电路，还包括：低压差电压调节器，配置成响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而生成第三参考电压，其中所述带隙电路基于所述第三参考电压来提供所述电流。

19.根据权利要求11所述的启动电路，其中所述集成电路设备包括用于开关模式功率转换器的控制器。

20.一种开关模式功率转换器，包括：

第一电压节点，用于从高电压源接收电源电压；

第二电压节点，连接到低电压源；

齐纳二极管，耦合于所述第一电压节点与所述第二电压节点之间；以及

比较器，耦合成接收所述齐纳二极管两端的第一参考电压并且耦合到所述第一电压节点以接收所述电源电压的第一缩放版本，所述比较器响应于所述电源电压的所述第一缩放版本超过所述第一参考电压而接通用于生成第二参考电压的带隙电路，所述第二参考电压比所述第一参考电压更稳定。

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