CN102629884B - 用于hsdpa mimo接收机的sinr估计的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于HSDPA MIMO接收机的SINR估计的设备和方法。在示例性实施例中，一种方法包括：接收来自至少两个发射机天线的至少一个数据流，其中该至少一个数据流由一组加权系数预编码；接收来自该至少两个发射机天线的每一个的导频信道；通过具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流；对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数，计算信号功率并且如果存在任何干扰则还计算来自其他流的干扰功率；至少部分地基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率；和基于对应的所计算的信号功率、干扰功率和噪声功率计算信干噪比。

Description

用于HSDPA MIMO接收机的SINR估计的设备和方法

技术领域

本申请总体上涉及用于高速下行链路分组接入(HSDPA)多输入多输出(MIMO)接收机的信干噪比估计的设备和方法。

背景技术

本章节旨在提供权利要求书中所记载的本发明的背景或环境。此处的描述包括可能继续涉及的概念，但其并非先前已经构想、实现或描述的必要的概念。因此，除非这里指出的外，本章节中的描述不是本申请的说明书和权利要求书的现有技术。

在无线通信中，通信协议的不同集合可以用于提供不同类型的服务和能力。高速分组接入(HSPA)是延伸和提高现有通用移动通信系统(UMTS)协议的性能、由移动网络技术领域第三代合作伙伴计划中标准的不同发布版本所明确说明的无线通信协议集合之一。无线通信协议的其他非限制性示例是长期演进(LTE)、全球移动通讯系统(GSM)和微波存取全球互通(WiMax)。

已经提出了多输入多输出(MIMO)发射，并且其构成了HSPA、LTE和WiMax系统标准的一部分。在单用户多输入多输出(SU-MIMO)中，具有多个天线和接收电路的MIMO接收机接收多个流，区分该多个流并确定通过空间复用的数据流中每个流发送的发射符号。

将MIMO方法应用到无线通信，尤其是应用到例如3GPP所采用的双发射机天线阵列(D-TxAA)的HSPA系统，能够使得数据的吞吐量和链路范围显著增长而无需额外的带宽或发射功率要求。与常规HSPA实施方案相比，这些系统因此将以更高的频谱效率运行(换言之，以每赫兹每秒更多比特的带宽运行)，还具有更高的链路可靠性或多样性(换言之，减小了对衰落的敏感度)。

与常规HSPA中所采用的方法相比，将MIMO方法应用到HSPA系统可能需要关于计算或估计信干噪比(SINR)的不同方法。在MIMO实施方案中，数据通常被划分为至少两个流，而且在预编码权重的帮助下对数据符号进行预编码，而导频符号在单独信道、公共导频信道(CPICH)上发射而没有进行预编码。由于CPICH导频符号未被预编码，其不适用于采用传统SINR估计方法。

发明内容

在权利要求中阐述本发明示例的各个方面。

根据本发明的第一方面，一种方法可包括：由处理器，接收来自至少两个发射机天线的至少一个数据流，其中该至少一个数据流由一组加权系数预编码；接收来自该至少两个发射机天线的每一个的导频信道；通过具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流；对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算来自其他流的干扰功率；对于该至少一个数据流的每一个，至少部分地基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率；以及对于该至少一个数据流的每一个，基于对应的所计算的信号功率、干扰功率和噪声功率计算信干噪比。

根据本发明的第二方面，一种设备可包括至少一个处理器和至少一个包括计算机程序代码的存储器，其中该至少一个存储器和该计算机程序代码被配置为，利用该至少一个处理器，使得该设备执行：接收来自至少两个发射机天线的至少一个数据流，其中该至少一个数据流由一组加权系数预编码；接收来自该至少两个发射机天线的每一个的导频信道；通过具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流；对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算来自其他流的干扰功率；对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率；以及对于该至少一个数据流的每一个，基于对应的所计算的信号功率、干扰功率和噪声功率计算信干噪比。

根据本发明的第三方面，一种包括承载嵌入其中的计算机程序代码的计算机可读媒介以随计算机使用的计算机程序产品，该计算机程序代码可包括：用于接收来自至少两个发射机天线的至少一个数据流的代码，其中该至少一个数据流由一组加权系数预编码；用于接收来自该至少两个发射机天线的每一个的导频信道的代码；用于通过具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流的代码；用于对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算来自其他流的干扰功率的代码；用于对于该至少一个数据流的每一个，至少部分地基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率的代码；以及用于对于该至少一个数据流的每一个，基于对应的所计算的信号功率、干扰功率和噪声功率计算信干噪比的代码。

根据本发明的第四方面，一种设备可包括：用于接收来自至少两个发射机天线的至少一个数据流的装置，其中该至少一个数据流由一组加权系数预编码；用于接收来自该至少两个发射机天线的每一个的导频信道的装置；用于通过具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流的装置；用于对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算来自其他流的干扰功率的装置；用于对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率的装置；以及用于对于该至少一个数据流的每一个，基于对应的所计算的信号功率、干扰功率和噪声功率计算信干噪比的装置。

附图说明

为了更完整理解本发明的示例性实施例，现在参照与以下附图结合进行的下文描述，其中：

图1示出了根据本发明示例性实施例的示例性无线系统；

图2示出了根据本发明示例性实施例运行的发射机的示意图；

图3示出了根据本发明的示例性实施例运行的发射机和接收机的示意图；

图4示出了根据本发明的示例性实施例的均衡框图；

图5示出了根据本发明的示例性实施例按比例确定噪声功率；

图6示出了根据本发明的示例性实施例的信干噪比(SINR)计算的概略图；

图7示出了根据本发明的示例性实施例的设备的简化框图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明示例性实施例的示例性无线系统100。示例性无线系统100包括节点B101和多个用户设备(UE)103、105和107。虽然在图1中仅示出了1个节点B101和3个UE，但是，该示例性无线系统100可包括多个节点B和更多或更少的UE。在示例性实施例中，节点B101(可能连同其他节点B和一个或多个无线电网络控制器)包括通用移动通讯系统(UMTS)陆地无线接入网(UTRAN)。而且，节点B101分别经由双向通信信道或链路102、104和106与UE103、105和107通信。虽然，一些UE(例如UE105和107)可以以常规的高速分组接入(HSPA)模式与节点B101通信，但至少一个UE(例如UE103)可通过使用多输入多输出(MIMO)传输技术(例如双发射机天线阵(D-TxAA))来与节点B101进行通信。

图2示出了根据本发明的示例性实施例运行的发射机200的示意图。发射机200能够被实现在节点B，例如图1的节点B101处。在示例性实施例中，发射机200被配置为将数据信息的发射(或数据信道)分为两个块：高速下行共享信道(HS-DSCH)的主要数据传送块201和HS-DSCH的次级传送块203。在一个实施例中，可能将发射机200用于常规高速下行链路分组接入(HSDPA)实施方案和MIMO HSDPA实施方案二者中。主要传送块201可存在于传统实施方案和MIMO实施方案二者中。次级传送块203可用于MIMO实施方案中。次级传送块的尺寸通常不超过主要传送块的尺寸。

主要传送块数据201被传递到主要传送信道(TrCH)处理器205。主要传送信道处理器205执行如本领域公知的传送信道处理。例如，根据3GPP标准25.212(通过引用包含于此)，传送信道处理器205可以以每发射时间间隔接收一个传送块的最大速率来接收数据。该发射时间间隔可以是大约2ms，其对应于3时隙的无线子帧。

而且，在示例性实施例中，传送信道处理器205可执行下列编码任务：

在每个传送块中增加循环冗余校验(CRC)；

执行位扰码；

执行代码块分割；

执行信道编码；

执行混合自动重传请求(HARQ)功能；

分割物理信道；

交织数据用于HS-DSCH；

重排用于16位置正交幅度调制(16QAM)和64位置正交幅度调制(64QAM)的符号星座；

映射到物理信道。

在示例性实施例中，在每个TrCH处理器的输出端应用了信道化码。在示例性实施例中，对于每个主要和次级传送块，在TrCH处理后，可以并行应用多于一个的信道化码。图2中的虚线示出了这一点。

在示例性实施例中，主要传送信道处理器205随后将所处理的数据传递到主要流数据信道扩频器/扰码器209。

在示例性实施例中，主要流数据信道扩频器/扰码器209接收扩频/扰码的编码和主要传送信道处理器205的输出，并且将所扰码的数据输出到主要流数据信道第一天线乘法器213和主要流数据信道第二天线乘法器215。

在示例性实施例中，主要流数据信道第一天线乘法器213将所扰码的数据与第一波束成形加权系数w₁相乘，并将乘积输出到第一天线数据加法器221。

在示例性实施例中，主要流数据信道第二天线乘法器215将所扰码的数据与第二波束成形加权系数w₂相乘，并将乘积传递到第二天线数据加法器223。

在示例性实施例中，以类似的方式，次级传送块203数据被传递到次级传送信道(TrCH)处理器207。次级传送信道处理器207执行本领域公知的、与以上关于主要传送信道处理器205所描述的一样的传送信道处理。次级传送信道处理器207随后将所处理的数据传递到次级流数据信道扩频器/扰码器211。

在示例性实施例中，次级流数据信道扩频器/扰码器211接收扩频/扰码代码和次级传送信道处理器207的输出，并且将所扰码的数据输出到次级流数据信道第一天线乘法器217和次级流数据信道第二天线乘法器219。

在示例性实施例中，次级流数据信道第一天线乘法器217将所扰码的数据与第三波束成形加权系数w₃相乘，并将乘积输出到第一天线数据加法器221。

在示例性实施例中，次级流数据信道第二天线乘法器219将所扰码的数据与第四波束成形加权系数w₄相乘，并将该信息传递到第二天线数据加法器223。

在示例性实施例中，第一天线数据加法器221将来自传送/数据信道的主要和次级流的加权输出相加，并将这些传递到第一天线加法器225。

在示例性实施例中，第一天线加法器225接收第一天线数据加法器221的输出和第一天线的公共导频信道(CPICH)CPICH₁224，并将其合并输出到第一天线229。

在示例性实施例中，类似地，第二天线数据加法器223将来自传送/数据信道的主要和次级流的加权输出相加，并将这些传递到第二天线加法器227。

在示例性实施例中，第二天线加法器227接收第二天线数据加法器223的输出和第二天线导频信号CPICH₂226，并将所合并的流输出到第二天线231。

应该理解，可以对输出到任意天线的所结合的数据和导频信号进行进一步的处理。例如，所合并的信号可被转换为发射符号或者由较高频的调制载波信号进行调制。但是，没有详细描述这些以简化对示例性实施例的理解。

加权发生器251根据权重确定功能253产生波束成形加权系数w₁、w₂、w₃和w₄。权重确定功能253通过从上行链路接收预编码控制信息(PCI)确定波束成形加权系数。

在示例性实施例中，第一天线导频信号CPICH₁224可以是主要CPICH(P-CPICH)，第二天线导频信号CPICH₂226可以是次级CPICH(S-CPICH)。在另一个示例性实施例中，第一天线导频信号CPICH₁224可以是具有一种导频图案的主要CPICH，而第二天线导频信号CPICH₂226可以是具有另一种导频图案的主要CPICH。P-CPICH或者S-CPICH可以用于作为信干噪比(SINR)估计的相位基准。当S-CPICH用作相位基准且S-CPICH的功率是对于P-CPICH功率的偏移，如果采用常规SINR估计方法，由于P-CPICH和S-CPICH使用不同信道化码，所以不能正确地估计从一个流对另一流的干扰。

应该注意，在示例性实施例中，可能不存在次级传送块203，且仅存在由2个发射机天线229和231发射的主要传送块201。因此，在单流发射情景中，仅使用系数w₁和w₂。

在示例性实施例中，基于以下两个源来计算至少一个数据流中每一个的SINR：在后均衡器信道系数的帮助下计算流功率和来自其他流的干扰功率(如果发射多个流的话)。在导频符号的帮助下计算对应于每个流的噪声功率。当使用S-CPICH时，可使用P-CPICH和S-CPICH二者来进行噪声功率计算。

图3示出了根据本发明的示例实施例运行的发射机300和接收机310的示意图。在发射机300，例如图2的发射机200，在双流发射的情况中，两个数据流s₁ 301和s₂ 303(例如图2的数据信道扩频器/扰码器209和211的输出)由加权系数矩阵W305进行预编码。在示例性实施例中，加权系数矩阵W包括加权系数，例如图2的加权系数w₁、w₂、w₃和w₄。在单流发射的情况中，使用了例如图2的w₁和w₂的加权系数。每个来自305的预编码数据流分别通过发射机天线Tx1307和Tx2309发射。

在接收机310，发射机300发射的信号由两个接收机天线Rx1313和Rx2315接收。均衡块317处理从Rx1 313和Rx2 315接收的数据流并产生所发射信号的估计Tx1Eq319和Tx2Eq321。在后处理块323，原始数据流s₁和s₂的估计被表示为325和327，通过考虑加权系数矩阵W而获得该估计。

在图3描绘的示例性实施例中，两个发射机天线307和309与两个接收机天线313和315之间的多路径无线信道311被表示为h_ij，i，j＝1，2。具体地，h_ij是对应于发射机天线Txi与接收机天线Rxj之间的无线信道的信道矢量。

图4示出了根据本发明的示例性实施例的均衡块。在示例性实施例中，从两个发射机天线Tx1 407和Tx2 409发射的信号通过多路径无线信道411传递。信道矢量h_ij，i，j＝1，2表示发射机天线Txi与接收机天线Rxj，i，j＝1，2之间的无线信道。

在示例性实施例中，在均衡块417内，f_ij，i，j＝1，2表示对应于发射机天线Txi和接收机天线Rxj的均衡器滤波器的系数。在均衡块417，在接收机天线Rx1 413接收的信号与f₁₁卷积，且输出被发送到第一均衡加法器441。

在示例性实施例中，在接收机天线Rx1 413接收的信号还与f₂₁卷积，且输出被发送到第二均衡加法器443。

在示例性实施例中，在接收机天线Rx2 415接收的信号与f₂₂卷积，且输出被发送到第二均衡加法器443。

在示例性实施例中，在接收机天线Rx2 415接收的信号还与f₁₂卷积，且输出被发送到第一均衡加法器441。

在示例性实施例中，第一均衡加法器441产生Tx1 407的发射信号的估计Tx1Eq419；而且第二均衡加法器443产生Tx2 409的发射信号的估计Tx2Eq421。

根据本发明的示例性实施例，假设均衡器(图3的317或图4的417)均衡了多路径信道，且在均衡过程后，所得结果信道可被表示为1-抽头信道，因此均衡后有效信道可被表示为2x2矩阵 $\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{11}& {\tilde{h}}_{21}\\ {\tilde{h}}_{12}& {\tilde{h}}_{22}\end{array}\right],$ 其中是对应于从天线Tx1发射的信号的信道增益系数，是对应于从天线Tx2发射的信号的信道增益系数，是对应于天线Tx1对天线Tx2的干扰信号的信道增益系数，是对应于天线Tx2对天线Tx1的干扰信号的信道增益系数。能够在信道估计和均衡器滤波器系数的帮助下计算这些信道增益系数。对应于均衡器输出端处的主要流和次级流的数据符号的估计和可以表示如下： $\left[\begin{array}{c}{\hat{s}}_1\\ {\hat{s}}_2\end{array}\right]=W^{-1}\tilde{H}W\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right],$ 其中s₁和s₂是原始主要流和次级流发射符号，例如图2中数据信道扩频器/扰码器209和211的输出信号， $W=\left[\begin{array}{cc}{w}_1& w_{\text{3}}\\ w_2& w_4\end{array}\right]$ 是加权系数矩阵，例如图2和3中所示的加权系数矩阵， $W^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{w}_1^{*}& w_2^{*}\\ w_3^{*}& w_4^{*}\end{array}\right],$ 其中上标*表示共轭操作。在示例性实施例中，能够在矩阵 $T=W^{-1}\tilde{H}W=\left[\begin{array}{cc}{t}_{11}& t_{21}\\ t_{12}& t_{22}\end{array}\right]$ 和 $T_{\mathrm{\γ}}=W^{-1}{\tilde{H}}_{\mathrm{\γ}}W=\left[\begin{array}{cc}{t}_{\mathrm{\γ}11}& t_{\mathrm{\γ}21}\\ t_{\mathrm{\γ}12}& t_{\mathrm{\γ}22}\end{array}\right]$ 的帮助下计算主要流和次级流的信干噪比，其中 ${\tilde{H}}_{\mathrm{\γ}}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{11}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_1}& {\tilde{h}}_{21}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_2}\\ {\tilde{h}}_{12}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_1}& {\tilde{h}}_{22}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_2}\end{array}\right],$ γ₁对应于P-CPICH对高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)的功率偏移，γ₂对应于S-CPICH对HS-PDSCH的功率偏移。相应地，主要流和次级流的功率由|t_γ11|²和|t_γ22|²的值来限定。主要流对次级流的干扰功率由|t_γ12|²限定，次级流对主要流的干扰功率由|t_γ21|²限定。在示例性实施例中，主要流的噪声功率能够被计算为t_γ11的方差且次级流的噪声功率能够被计算为t_γ22的方差。但是，由于基于脉冲响应测量(IRM)来计算后均衡器信道系数的事实，其中滤波该脉冲响应测量来估计噪声，所以该方法并不足够可靠。在另一示例性实施例中，导频符号能够被用于计算噪声功率。但是，由于导频符号并没有如数据符号一样通过矩阵W来加权，所以直接使用导频来计算对应于数据流的噪声功率可能并不合适。在示例性实施例中，可以根据如下所述来利用导频符号计算后均衡器信道系数的模拟 $H^{\′}=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\′}& h_{21}^{\′}\\ h_{12}^{\′}& h_{22}^{\′}\end{array}\right].$ 随后，以与矩阵T类似的方式，能够计算矩阵 $T^{\′}=W^{-1}{H}^{\′}W=\left[\begin{array}{cc}{t^{\′}}_{11}& {t^{\′}}_{21}\\ {t^{\′}}_{12}& {t^{\′}}_{22}\end{array}\right].$ 基于矩阵T′，主要流和次级流的噪声功率的估计为元素t′₁₁和t′₂₂的方差能够被计算。这样在后均衡器信道系数 $\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{11}& {\tilde{h}}_{21}\\ {\tilde{h}}_{12}& {\tilde{h}}_{22}\end{array}\right]$ 的帮助下，可计算主要流和次级流的信号功率和干扰功率，在基于导频符号的系数 $H^{\′}=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\′}& h_{21}^{\′}\\ h_{12}^{\′}& h_{22}^{\′}\end{array}\right]$ 的帮助下，可计算噪声功率估计。随后，主要流(i＝1)和次级流(i＝2)的SINR值可根据如下公式计算：(i，j＝1，2；i≠j)，其中Var(x)代表x的方差。注意，为了获得的SINR(i)值，如以下详细描述的，计算因此和H′。

根据本发明的示例性实施例，在接收机天线Rx 1(图3的313和图4的413)和Rx2(图3的315和图4的415)接收的信号可表示如下：

$R=\left[\begin{array}{c}{R}_1\\ R_2\end{array}\right]={\mathrm{HW}}^{\′}s+n$

(1)

$=\left[\begin{array}{cc}{H}_{11}& H_{21}\\ H_{12}& H_{22}\end{array}\right]W^{\′}\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]$

其中 $R=\left[\begin{array}{c}{R}_1\\ R_2\end{array}\right]\∈C^{N_r{N}_s\mathrm{Fx}1}$ 是复数采样级接收的符号矢量， $R_j={[r_j(N_{s}F-1),r_j(N_{s}F-2),...,r_j\left(0\right)]}^T\∈C^{N_s\mathrm{Fx}1}$ 是接收天线j，j＝1，2接收的符号矢量，上标T表示转置操作，N_s是每芯片采样的数量，F是芯片中均衡器滤波器长度，N_t是发射机天线的数量，N_r是接收机天线的数量。在图3和4所示出的示例性实施例中，N_t＝2且N_r＝2。对应的符号表示法适用于噪声项芯片级发射的符号矢量是 $s=\left[\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right]\∈C^{N_t(F+L-1)x1},$ 其中s_i＝[s_i(F-1)，s_i(F-2)，...，s_i(0)，...，s_i(-L+1)]^T∈C^(F+L-1)x1是发射天线i，i＝1，2发射的符号矢量，L是芯片中信道长度。当N_s＝2时MIMO信道矩阵 $H=\left[\begin{array}{cc}{H}_{11}& H_{21}\\ H_{12}& H_{22}\end{array}\right]\∈C^{N_r{N}_s\mathrm{Fx}{N}_t(F+L-1)}$ 由4个子矩阵限定，

其中是发射天线i和接收天线j之间的信道矩阵。注意信道矩阵H_ij包括F个从信道矢量h_ij构建的同样的子矩阵。对于每芯片采样的不同数量N_s，可以类似方式构建H_ij而不损失任何通用性。在公式(1)中， $W^{\′}=\left[\begin{array}{cc}{w}_1{I}_{(F+L-1)}& w_3{I}_{(F+L-1)}\\ w_2{I}_{(F+L-1)}& w_4{I}_{(F+L-1)}\end{array}\right]\∈C^{N_t(F+L-1){\mathrm{xN}}_t(F+L-1)}$ 是预编码矩阵，其中I_(F+L-1)是(F+L-1)×(F+L-1)的单位ss矩阵，根据本发明的示例性实施例，权重是

$w_3=w_1=1/\sqrt{2}$

w₄＝-w₂(3)

$w_2\∈\{\frac{1+j}{2},\frac{1-j}{2},\frac{-1+j}{2},\frac{-1-j}{2}\}$

其中 $j=\sqrt{-1}.$

根据本发明的示例性实施例，能够在信道估计和均衡器滤波器系数的帮助下计算从均衡器产生的1-抽头信道系数和在示例性实施例中，根据图4中所示的均衡过程，为每个接收机天线计算信道增益系数。如能够从图4中所看出的，提供了两组信道增益系数：

${\tilde{h}}_{11}\left(\mathrm{Rx}1\right)={\hat{h}}_{11}\⊗f_{11}$

${\tilde{h}}_{21}\left(\mathrm{Rx}1\right)={\hat{h}}_{21}\⊗f_{11}$

${\tilde{h}}_{12}\left(\mathrm{Rx}1\right)={\hat{h}}_{11}\⊗f_{21}$

${\tilde{h}}_{22}\left(\mathrm{Rx}1\right)={\hat{h}}_{21}\⊗f_{21}$

            (4)

${\tilde{h}}_{11}\left(\mathrm{Rx}2\right)={\hat{h}}_{12}\⊗f_{12}$

${\tilde{h}}_{21}\left(\mathrm{Rx}2\right)={\hat{h}}_{22}\⊗f_{12}$

${\tilde{h}}_{12}\left(\mathrm{Rx}2\right)={\hat{h}}_{12}\⊗f_{22}$

${\tilde{h}}_{22}\left(\mathrm{Rx}2\right)={\hat{h}}_{22}\⊗f_{22}$

其中是从发射机天线i到接收机天线j的信道的估计，f_ij表示对应于发射机天线i到接收机天线j的均衡器滤波器的系数，表示卷积。组合对应于不同接收机天线的信道增益系数，能够获得

${\tilde{h}}_{11}={\tilde{h}}_{11}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{\tilde{h}}_{11}\left(\mathrm{Rx}2\right)$

${\tilde{h}}_{21}={\tilde{h}}_{21}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{\tilde{h}}_{21}\left(\mathrm{Rx}2\right)$

          (5)

${\tilde{h}}_{12}={\tilde{h}}_{12}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{\tilde{h}}_{12}\left(\mathrm{Rx}2\right).$

${\tilde{h}}_{22}={\tilde{h}}_{22}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{\tilde{h}}_{22}\left(\mathrm{Rx}2\right)$

矩阵 $\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{11}& {\tilde{h}}_{21}\\ {\tilde{h}}_{12}& {\tilde{h}}_{22}\end{array}\right]$ 包括噪声部分并且能够被表示为真实信道增益系数和噪声N的矩阵和考虑矩阵N表示的噪声具有零均值，基于公式(5)，根据 $T_{\mathrm{\γ}}=W^{-1}{\tilde{H}}_{\mathrm{\γ}}W=\left[\begin{array}{cc}{t}_{\mathrm{\γ}11}& t_{\mathrm{\γ}21}\\ t_{\mathrm{\γ}12}& t_{\mathrm{\γ}22}\end{array}\right]$ 能够计算信号功率|t_γii|²(i＝1，2)和干扰功率|t_γji|²，(i，j＝1，2；i≠j)，其中 ${\tilde{H}}_{\mathrm{\γ}}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{11}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_1}& {\tilde{h}}_{21}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_2}\\ {\tilde{h}}_{12}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_1}& {\tilde{h}}_{22}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_2}\end{array}\right],$ γ₁对应于P-CPICH对HS-PDSCH的功率偏移，γ₂对应于S-CPICH对HS-PDSCH的功率偏移。

根据示例性实施例，为计算噪声功率，导频符号能够被用于计算后均衡器信道系数的模拟 $H^{\′}=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\′}& h_{21}^{\′}\\ h_{12}^{\′}& h_{22}^{\′}\end{array}\right].$ IRM通常假设与P-CPICH和S-CPICH之间的功率偏移成比例。因此，系数和同样与成比例，其中γ是P-CPICH和S-CPICH之间的成线性关系的功率偏移。为了按照信号和干扰功率估计的水平来按比例确定噪声功率，其中噪声功率基于导频符号计算的且信号和干扰功率估计的水平在后均衡器信道系数的帮助下计算，如图5所示，在导频符号的帮助下计算信号功率估计。

图5示出了根据本发明的示例性实施例按比例确定噪声功率。基于在发射机天线上采用的导频符号501的至少一部分，能够计算后均衡器信道系数的模拟H′503，并因此形成矩阵T′＝W^-1H′W505。主要流和次级流的不成比例的噪声功率NP′＝[NP₁′，NP₂′]^T507能够获得为t′₁₁和t′₂₂的方差。主要流和次级流的信号功率SP′＝[SP₁′，SP₂′]^T509能够导出为元素t′₁₁和t′₂₂的功率。

如先前所述，可以在信道估计和均衡器滤波器系数502的帮助下估计均衡后1-抽头信道504，并且能够形成矩阵 $T=W^{-1}\tilde{H}W=\left[\begin{array}{cc}{t}_{11}& t_{21}\\ t_{12}& t_{22}\end{array}\right]506$ 和其中 ${\tilde{H}}_{\mathrm{\γ}}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{11}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_1}& {\tilde{h}}_{21}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_2}\\ {\tilde{h}}_{12}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_1}& {\tilde{h}}_{22}\·\sqrt{{\mathrm{\γ}}_2}\end{array}\right].$ 出于计算噪声功率的比例参数的目的，相应地基于T能够导出主要流和次级流的信号功率SP″[SP″₁，SP″₂]T510。另一方面，可基于T_γ计算实际信号功率SP＝[SP₁，SP₂]^T512和干扰功率IP＝[IP₁，IP₂]^T514。

通过比较SP′和SP″，获得比例因子C521，通过将C应用到NP′计算主要流和次级流的噪声功率NP＝[NP₁，NP₂]^T511。注意，主要流和次级流的比例因子可以不同。在这种情况中，能够分别将用于主要流的C₁和用于次级流的C₂应用到NP₁′和NP₂′。

最后，通过使用对应信号功率512、干扰功率514和噪声功率511获得主要流和次级流的SINR 523。

根据本发明的示例性实施例，至少部分地基于发射导频符号所采用的模式来不同地计算系数 $H^{\′}=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\′}& h_{21}^{\′}\\ h_{12}^{\′}& h_{22}^{\′}\end{array}\right].$ 存在两种可能模式：1)节点B(例如图1的节点B101)从天线Tx1发射P-CPICH且从天线Tx2发射S-CPICH。以相同的导频图案1发射导频P-CPICH和S-CPICH二者(参见3GPP“TS 25.211Physical channels and mappingof transport channels onto physical channels(FDD)(Release 8)”v8.6.0(2009-12)，2009子条款5.3.3.1，其通过引用全部包含于此)；2)节点B以导频图案1从天线Tx1发射P-CPICH，以导频图案2从天线Tx2发射P-CPICH。

在采用P-CPICH用于天线Tx1并S-CPICH用于天线Tx2的情况中，元素H′可以计算如下：

$h_{11}^{\′}=\frac{(\mathrm{pTx}1\mathrm{Rx}1+\mathrm{pTx}1\mathrm{Rx}2)}{(1+j)}$

$h_{12}^{\′}=\frac{(\mathrm{pTx}2\mathrm{Rx}1+\mathrm{pTx}2\mathrm{Rx}2)}{(1+j)}$

$h_{21}^{\′}=\frac{(\mathrm{sTx}1\mathrm{Rx}1+\mathrm{sTx}1\mathrm{Rx}2)}{(1+j)}$

$h_{22}^{\′}=\frac{(\mathrm{sTx}2\mathrm{Rx}1+\mathrm{sTx}2\mathrm{Rx}2)}{(1+j)}$

其中pTxkRxl表示用均衡器滤波器f_kl滤波或卷积的P-CPICH，k，l＝1，2，sTxkRxl表示用均衡器滤波器f_kl滤波或卷积的S-CPICH，且

$j=\sqrt{-1}.$

在经由天线Tx1发射导频图案1的P-CPICH以及经由天线Tx2发射导频图案2的P-CPICH的情况中，图4中描绘的均衡器滤波器的输出在k时刻能够被写为：

$f_{11}^k={\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{11}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{\mathrm{pp}}_2^k\·{h^{\′}}_{21}\left(\mathrm{Rx}1\right)+n_1^k$

$f_{21}^k={\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{12}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{\mathrm{pp}}_2^k\·{h^{\′}}_{22}\left(\mathrm{Rx}1\right)+n_1^k$

(6)

$f_{12}^k={\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{11}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{\mathrm{pp}}_2^k\·{h^{\′}}_{21}\left(\mathrm{Rx}2\right)+n_2^k$

$f_{22}^k={\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{12}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{\mathrm{pp}}_2^k\·{h^{\′}}_{22}\left(\mathrm{Rx}2\right)+n_2^k$

其中是导频图案1，对于任意k， 是在时刻k的导频图案2；表示对应于在时刻k接收天线Rxi的噪声样本；h′_lm(Rx1)表示对应于接收天线Rx1的后均衡器信道系数h′_lm且h′_lm(Rx2)表示对应于接收天线Rx2的后均衡器信道系数h′_lm。显然，h′_lm＝h′_lm(Rx1)+h′_lm(Rx2)，l，m＝1，2。

在任意时刻，导频图案2可采用两个可能值1+j或-1-j中的一个。考虑导频图案2结构(参见3GPP“TS 25.211Physical channelsand mapping of transport channels onto physical channels(FDD)(Release8)”，v8.6.0(2009-12)，2009子条款5.3.3.1)，存在两个可能的替代方案： ${\mathrm{pp}}_2^k={\mathrm{pp}}_1^k=1+j$ 且 ${\mathrm{pp}}_2^{k+1}={-\mathrm{pp}}_1^{k+1}=-1-j$ 或者 ${\mathrm{pp}}_2^k=-{\mathrm{pp}}_1^k=-1-j$ 且 ${\mathrm{pp}}_2^{k+1}={\mathrm{pp}}_1^{k+1}=1+j.$ 假设 ${\mathrm{pp}}_2^k={\mathrm{pp}}_1^k=1+j$ 且 则公式中用于导频符号的均衡器滤波器的输出能够被如下组合：

$f_{11}^k+f_{11}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{11}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k$

$f_{11}^k-f_{11}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{21}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k$

$f_{12}^k+f_{12}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{11}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{2n}_2^k$

$f_{12}^k-f_{12}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{21}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{2n}_2^k$

(7)

$f_{21}^k+f_{21}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{12}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k$

$f_{21}^k-f_{21}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{22}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k$

$f_{22}^k+f_{22}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{12}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{2n}_2^k$

$f_{22}^k-f_{22}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{22}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{2n}_2^k$

相应地，当 ${\mathrm{pp}}_2^k={-\mathrm{pp}}_1^k=-1-j$ 且 ${\mathrm{pp}}_2^{k+1}={\mathrm{pp}}_1^{k+1}=1+j$ 的情况，公式(7)可被写为：

$f_{11}^k+f_{11}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{21}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k$

$f_{11}^k-f_{11}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{11}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k$

$f_{12}^k+f_{12}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{21}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{2n}_2^k$

$f_{12}^k-f_{12}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{11}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{2n}_2^k$

$f_{21}^k+f_{21}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{22}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k.$

$f_{21}^k-f_{21}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{12}\left(\mathrm{Rx}1\right)+{2n}_1^k$

$f_{22}^k{+f}_{22}^{k+1}={2\mathrm{pp}}_1^k\·{h^{\′}}_{22}\left(\mathrm{Rx}2\right)+{2n}_2^k$

$f_{22}^k-f_{22}^{k+1}=2{\mathrm{pp}}_1^k\·h_{12}^{\′}\left(\mathrm{Rx}2\right)+2n_2^k$

则可获得系数的估计H′为：

如果 ${\mathrm{pp}}_2^k={\mathrm{pp}}_1^k=1+j$ 且 ${\mathrm{pp}}_2^{k+1}=-{\mathrm{pp}}_1^{k+1}=-1-j$

${h^{\′}}_{11}=\frac{f_{11}^k+f_{11}^{k+1}+f_{12}^k+f_{12}^{k+1}}{2{\mathrm{pp}}_1^k}=\frac{f_{11}^k+f_{11}^{k+1}+f_{12}^k+f_{12}^{k+1}}{2(1+j)}$

${h^{\′}}_{21}=\frac{f_{11}^k-f_{11}^{k+1}+f_{12}^k-f_{12}^{k+1}}{2(1+j)}$

${h^{\′}}_{12}=\frac{f_{21}^k+f_{21}^{k+1}+f_{22}^k+f_{22}^{k+1}}{2(1+j)}$

${h^{\′}}_{22}=\frac{f_{21}^k-f_{21}^{k+1}+f_{22}^k-f_{22}^{k+1}}{2(1+j)}$

如果 ${\mathrm{pp}}_2^k=-{\mathrm{pp}}_1^k=-1-j$ 且 ${\mathrm{pp}}_2^{k+1}={\mathrm{pp}}_1^{k+1}=1+j$

${h^{\′}}_{21}=\frac{f_{11}^k+f_{11}^{k+1}+f_{12}^k+f_{12}^{k+1}}{2(1+j)}$

${h^{\′}}_{11}=\frac{f_{11}^k-f_{11}^{k+1}+f_{12}^k-f_{12}^{k+1}}{2(1+j)}$

${h^{\′}}_{22}=\frac{f_{21}^k+f_{21}^{k+1}+f_{22}^k+f_{22}^{k+1}}{2(1+j)}$

${h^{\′}}_{12}=\frac{f_{21}^k-f_{21}^{k+1}+f_{22}^k-f_{22}^{k+1}}{2(1+j)}$

当在P-CPICH和S-CPICH符号的帮助下或者仅在P-CPICH符号的帮助下计算系数H′时，能够如图5所示计算主要流和次级流的信号功率。在发射时间间隔(TTI)内对系数H′进行平均。在示例性实施例中，每TTI可存在每个系数h_ij′的30个采样。基于已平均的H′计算矩阵T′。如图5所示，元素t₁₁′的功率提供主要流的信号功率，元素t₂₂′的功率提供次级流的信号功率。以稍显不同的方式计算噪声功率。由于假设噪声在接收天线的输入端产生，所以其没有面对利用矩阵W的滤波或加权。噪声由均衡器滤波器滤波并由矩阵W^-1加权。能够通过在TTI持续期间从对应于系数h_ij′的30个采样的每一个中减去该系数h_ij′的平均值来获得在均衡器滤波器的输出端的噪声采样的估计，即N＝H′_k-H′，k＝1，...，30，其中H′表示在TTI期间平均的h系数，H′_k表示对应于第k个导频符号的h系数的当前值。则加权的噪声采样能够被计算为：

$N_k^w=\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}^w\left(k\right)& n_{21}^k\left(k\right)\\ n_{12}^w\left(k\right)& n_{22}^w\left(k\right)\end{array}\right]=W^{-1}{N}_k,k=1,...,30.$

对应于主要流的噪声功率被计算为基于30个采样的元素的平均功率，对应于次级流的噪声功率被计算为元素的平均功率。

在示例性实施例中，数据信道和导频信道可使用不同的传播因子(SF)，例如数据信道采用SF＝16，导频信道采用SF＝256。这样，由于扩频增益，导频信道的信噪比(SNR)高于数据信道的SNR，因此导频信道中计算的噪声功率被按比例确定。换言之，以这样一种方式按比例确定在导频符号帮助下计算的噪声功率，即适应在后均衡器信道系数的帮助下计算信号和干扰功率所获得的功率水平。为完成这个，比较在导频符号帮助下和在后均衡器信道系数帮助下计算的信号功率，并如图5所示计算每个流的对应增益C_i。随后，噪声功率能够以对应的增益C_i成比例确定。这样，用于计算流i的SINR值的公式能够写为：

$\mathrm{SINR}\left(i\right)=\frac{{\left|p_{\mathrm{ii}}\right|}^2}{C_i\·\frac{1}{30}\underset{k=1}{\overset{30}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_{\mathrm{ii}}^w\left(k\right)\right|}^2+{\left|p_{\mathrm{ji}}\right|}^2},i,j=\mathrm{1,2};i\≠j.$

图6示出了根据本发明的示例性实施例的SINR计算的概略图。在601，接收了来自至少两个发射机天线的至少一个数据流。该至少一个数据流由一组加权系数预编码，该加权系数例如图2的W。在602，还接收了来自该至少两个发射机天线的导频信道。在一个实施例中，导频信道与所发射的数据复用。在603，具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流，该均衡器滤波器系数例如图4的f_kl，k，l＝1，2。在604，对于该至少一个数据流的每一个，至少部分地基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数计算信号功率和来自其他流的干扰功率。

在示例性实施例中，通过该组均衡器滤波器系数与信道系数的估计的卷积来计算该组后均衡器信道系数。在示例性实施例中，该组后均衡器信道系数包括不同导频信道之间的功率偏移。在605，对于该至少一个数据流的每一个，至少部分地基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率。在示例性实施例中，基于所接收的导频信道和该组均衡器滤波器系数产生该组后均衡器信道系数的模拟，且基于所产生的该组后均衡器信道系数的模拟计算噪声功率。

在示例性实施例中，对于该至少一个数据流的每一个，至少部分地基于所接收的导频信道和该组加权系数计算第二信号功率，并且将该第二信号功率与至少部分地基于该组后均衡器信道系数和该组加权系数所计算的信号功率进行比较以获得比例参数。比例参数用于按比例确定所计算的噪声功率。在606，对于该至少一个数据流的每一个，基于对应的信号功率、干扰功率和噪声功率计算SINR。

参考示出根据本发明的示例性实施例的设备700的简化框图的图7。在示例性实施例中，设备可以是移动通信装置，其可以被称为UE103。设备700包括至少一个处理器701和耦合到该至少一个处理器701的至少一个存储器(MEM)702，该存储器存储计算机指令的程序(PROG)703。设备700还可包括耦合到该处理器701的合适收发机(TRANS)705(具有发射机(TX)和接收机(RX))。该TRANS 705用于与在图7中未示的其他通信装置进行双向无线通信。设备700还可包括一个或多个耦合到该收发机705的天线，用于向其他通信装置发射信号或从其他通信装置接收信号。

如图7所示，设备700还可包括SINR计算单元704。SINR计算单元704与处理器701和PROG 703一起被配置为以图6所示的类似方式执行数据流的SINR计算。

PROG 703包括程序指令，当由相关处理器执行时，该程序指令使得电子设备能够如这里描述的、根据本公开内容的示例性实施例来运行。

总之，设备700的各种示例性实施例能够包括、但不限于：蜂窝电话、具有无线通信能力的个人数字助理(PDA)、具有无线通信能力的便携计算机、具有无线通信能力的诸如数码相机的图像捕获装置、具有无线通信能力的游戏装置、具有无线通信能力的音乐存储和播放设备、允许无线网络访问和浏览的因特网设备以及包括这些功能的组合的便携单元或终端。

本公开内容的示例性实施例可以通过设备700的处理器701可执行的计算机软件或计算机程序代码、或硬件、或软件和硬件的组合来实现。

MEM702可以是适于本地技术环境的任何类型，且可以使用任何合适的数据存储技术实现，作为非限制性示例，例如基于半导体的存储装置、闪存、磁存储装置和系统、光存储装置和系统、固定存储器和可移除存储器。处理器701可以是适于本地技术环境的任何类型，作为非限制性示例，处理器701可包括一个或多个通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器(DSP)和基于多核处理器架构的处理器。

未以任何方式限制下面所附权利要求的范围、解释或者应用，这里公开的一个或者多个示例性实施例的技术效果在于允许以合理的复杂性计算MIMO发射中至少一个数据流的SINR。这允许装置考虑在多个发射机天线上发射的导频信道以准确计算SINR。

可以用软件、硬件、应用逻辑或者软件、硬件和应用逻辑的组合实施本发明的实施例。软件、应用逻辑和/或硬件可以驻留于诸如用户设备、节点B或其他移动通信装置的设备上。如果希望，则软件、应用逻辑和/或硬件的部分可以驻留于用户设备700上，软件、应用逻辑和/或硬件的部分可以驻留于其他芯片组或集成电路上。在示例性实施例中，在各种常规计算机可读介质中的任何计算机可读介质上维持应用逻辑、软件或者指令集。在本文档的上下文中，“计算机可读介质”可以是任何如下介质或者装置，该介质或者装置可以包含、存储、传达、传播或者传送用于由指令执行系统、设备或者装置使用或者与指令执行系统、设备或者装置结合使用的指令。计算机可读介质可以包括如下计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以是任何如下介质或者装置，该介质或者装置可以包含或者存储用于由指令执行系统、设备或者装置使用或者与指令执行系统、设备或者装置结合使用的指令。

虽然在独立权利要求中阐述本发明的各种方面，但是本发明的其它方面包括来自所描述的实施例和/或从属权利要求的特征与独立权利要求的特征的其它组合而并非仅仅包括权利要求中明确阐述的组合。

这里也注意，尽管上文描述本发明的示例性实施例，但是这些描述不应视为具有限制意义。实际上，可以在未脱离如所附权利要求书中限定的本发明范围时进行若干变化和修改。

例如，虽然上面在用于下行发射的HSDPA系统的情景中描述了示例性实施例，但是应该理解，本发明的示例性实施例并不限于仅用于这种特定类型的无线通信系统，其可以有利于其他无线通信系统和上行发射。虽然为了示意，图2、3和4中假设存在两个流和两个发射机/接收机天线，但本发明的示例性实施例还适用于多于两个流和多于两个发射机/接收机天线。

另外，由于所述参数可以用任何合适名称来定义，所以用于所述参数的各种名称并不旨在在任何方面进行限制。另外，由于不同信道可以用任何合适名称来定义，所以关于不同信道的各种名称(例如：P-CPICH等)并不旨在在任何方面进行限制。

如果希望，这里讨论的不同功能可以以不同顺序和/或彼此同时执行。而且，如果希望，一个或多个上述功能可以是可选的或者可以组合。就这点而论，前面描述应认为是本发明的原理、教导和示例性实施例的示意性描述，而非其限制。

Claims (10)

1.一种通信方法，包括：由处理器，

接收来自至少两个发射机天线的至少一个数据流，其中该至少一个数据流由一组加权系数预编码；

接收来自该至少两个发射机天线的每一个的导频信道；

通过具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流；

对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算来自其他流的干扰功率；

对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率；

对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于所接收的导频信道和该组加权系数计算第二信号功率；

对于该至少一个数据流的每一个，通过比较该信号功率和该第二信号功率产生比例参数；以及

采用对应比例参数按比例确定该至少一个数据流的每一个的所计算的噪声功率；以及

对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于对应的所计算的信号功率、干扰功率和按比例确定的噪声功率计算信干噪比。

2.根据权利要求1所述的方法，其中不同发射机天线的导频信道具有不同的信道化码，或具有相同的信道化码但采用不同导频图案。

3.根据权利要求1所述的方法，其中对于该至少一个数据流的每一个，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算干扰功率，进一步包括：估计一组信道系数并基于所估计的该组信道系数和该组均衡器滤波器系数的卷积产生该组后均衡器信道系数。

4.根据权利要求3所述的方法，其中该组后均衡器信道系数是考虑不同导频信道之间的功率偏移而产生的。

5.根据权利要求1所述的方法，其中对于该至少一个数据流的每一个计算噪声功率进一步包括：

基于所接收的导频信道和该组均衡器滤波器系数产生该组后均衡器信道系数的模拟。

6.一种通信设备，包括：

用于接收来自至少两个发射机天线的至少一个数据流的装置，其中该至少一个数据流由一组加权系数预编码；

用于接收来自该至少两个发射机天线的每一个的导频信道的装置；

用于通过具有一组均衡器滤波器系数的均衡器处理所接收的至少一个数据流的装置；

用于对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于一组后均衡器信道系数和该组加权系数，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算来自其他流的干扰功率的装置；

用于对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于所接收的导频信道和该组加权系数计算噪声功率的装置；

用于对于该至少一个数据流的每一个，至少部分基于所接收的导频信道和该组加权系数计算第二信号功率的装置；

用于对于该至少一个数据流的每一个，通过比较该信号功率和该第二信号功率产生比例参数的装置；

用于采用对应比例参数按比例确定该至少一个数据流的每一个的所计算的噪声功率的装置；以及

用于对于该至少一个数据流的每一个，基于对应的所计算的信号功率、干扰功率和按比例确定的噪声功率计算信干噪比的装置。

7.根据权利要求6所述的设备，其中不同发射机天线的导频信道具有不同的信道化码，或具有相同的信道化码但采用不同导频图案。

8.根据权利要求6所述的设备，其中对于该至少一个数据流的每一个，计算信号功率，并且如果存在来自其他流的任何干扰则还计算干扰功率，进一步包括：估计一组信道系数并基于所估计的该组信道系数和该组均衡器滤波器系数的卷积产生该组后均衡器信道系数。

9.根据权利要求8所述的设备，其中该组后均衡器信道系数是考虑不同导频信道之间的功率偏移而产生的。

10.根据权利要求6所述的设备，其中对于该至少一个数据流的每一个计算噪声功率进一步包括：

基于所接收的导频信道和该组均衡器滤波器系数产生该组后均衡器信道系数的模拟。