CN102624321A - 一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法 - Google Patents

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CN102624321A CN2012100741851A CN201210074185A CN102624321A CN 102624321 A CN102624321 A CN 102624321A CN 2012100741851 A CN2012100741851 A CN 2012100741851A CN 201210074185 A CN201210074185 A CN 201210074185A CN 102624321 A CN102624321 A CN 102624321A
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徐海亮
章玮
胡家兵
贺益康
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Abstract

本发明公开的一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，应用本发明，正转同步速坐标系下的转子参考电流指令中不仅含有平均有功、无功电流指令，同时还包含负序及5次、7次谐波电流分量，本发明中电流控制器能够同时实现对直流分量和2倍频、6倍频交流分量的准确、快速调节，可在电网电压发生不平衡或谐波畸变故障，特别是两种电网故障共存时，有效抑制发电机电磁转矩的2倍频、6倍频抖动，从而确保机组齿轮箱、轴承等部件的安全可靠运行，进而提高双馈感应风力发电机组的故障穿越运行能力。

Description

一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法
技术领域
本发明涉及一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，适用于电网电压不平衡及谐波畸变条件下双馈感应风力发电机组的故障穿越（不间断）运行控制。
背景技术
随着全球性能源危机、环境污染以及气候变化等问题的日益加剧，以风能为主要代表的可再生能源的开发利用引起了世界各国广泛关注。我国风能资源十分丰富，截止2011年底，我国累积装机容量已突破6270万千瓦时，跃居世界第一，预计到2020年，我国累积装机容量有望达到1.5亿至2亿千瓦时。这对于缓解我国能源供需矛盾、降低二氧化碳排放强度、促进经济社会可持续发展具有重要现实意义。
双馈感应发电机（doubly-fed induction generators, DFIGs），由于具有励磁变频器容量小、噪声低、损耗小以及可实现功率解耦控制等优点，在风力发电系统中得以广泛应用。但由于DFIG定子绕组直接接网，致使其抗电网扰动能力非常有限，易产生自身保护动作与电网安全运行要求之间的矛盾。为此，2011年12月正式颁布的《风电场接入电力系统技术规定》（俗称“新国标”）对并网风电机组的故障穿越运行（Fault-ride-through, FRT）能力提出了明确要求。有文献研究表明，当电网电压不平衡或谐波畸变等故障时，DFIG电磁转矩将产生不同程度的抖动，极易造成风电机组轴系系统特别是齿轮箱等部件的损坏。因此，当电网电压出现不平衡、谐波畸变，抑或两种故障共存时，如何抑制双馈感应发电机转矩的抖动就成为机组实现DFIG风电机组故障穿越（不间断）运行的前提和关键。关于电网电压不平衡或谐波畸变条件下DFIG风电机组的改进控制方案，检索到具有代表性的相关文献有：
[1]     J. Hu, Y. He, L. Xu and B. W. Williams. Improved control of DFIG systems during network unbalance using PI-R current regulators. IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 56, no. 2, pp. 439-459, Feb. 2009.
[2]     徐海亮, 胡家兵, 贺益康, 电网谐波条件下双馈感应风力发电机的建模与控制[J]. 电力系统自动化, 2011, 35 (11): 20-26.
针对电网电压不平衡条件下DFIG风电机组的增强运行能力控制，文献[1]给出了包含DFIG网侧、转子侧变流器在内的完整数学模型，并提出了改进的矢量控制策略，实现了电网不平衡时转子电流正、负序分量的有效调节，解决了电网电压三相不平衡对DFIG运行的负面影响；文献[2]则针对电网电压谐波畸变的运行工况，建立了同时计及5次、7次电压谐波在内的DFIG数学模型，提出了四个可供选择的控制目标，仿真和实验结果验证了改进控制方案的有效性。
然而，遗憾的是，文献[1，2]所提出的改进控制方案只适用于单一电网故障存在的情况，并未对电网电压不平衡且谐波畸变的复杂电网条件进行完整考虑并提出相应控制策略。实际上，由于并网逆变器、有源滤波器和静止无功补偿器等电力电子装置的广泛应用，特别是近年来伴随我国高速电气化铁路的发展，输电线和分布式电网中电压不平衡和谐波畸变共存的可能性会更大。因此，综合研究电网电压不平衡且谐波畸变这一广义非理想电网条件下DFIG转矩波动抑制（消抖）方法，对于提高并网风电机组的故障适应能力，具有更为普遍的理论意义和工程应用价值。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种电网电压不平衡且谐波畸变时双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，包含以下步骤：
1. 分别利用一组（三个）电压霍尔传感器采集三相定子电压信号 U sabc、一组（三个）电流霍尔传感器采集三相定子电流信号 I sabc、一组（三个）电流霍尔传感器采集三相转子电流信号 I rabc，采用光码盘采集DFIG转子位置信号θ r和转速信号ω r；
2. 将采集到的三相定子电压信号 U sabc和三相定、转子电流信号 I sabc、 I rabc经静止三相/两相坐标变换，得到静止坐标系中包含谐波及正、负序分量的电压综合矢量 U sαβ和电流综合矢量 I sαβ、 I rαβ；
3. 步骤2将得到的定子电压、电流综合矢量，即 U sαβ、 I sαβ送入磁链计算模块，可得到正定子磁链综合矢量 ψ sαβ；
4. 将步骤3得到的定子磁链综合矢量 ψ sαβ送入传统数字锁相环，即PLL，可获得电网角度和角速度信号，即θ s和ω 1；
5. 将步骤3得到的定子磁链综合矢量 ψ sαβ送入相序分离模块，分别提取出正转同步速、反转同步速、反转5倍速、和正传7倍速坐标系下定子磁链的基波正序分量、负序分量和谐波分量，即                                                ，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE002
，
Figure 95985DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE004
；本发明所提出的相序分离模块具体实施步骤如下：
5.1 将定子磁链综合矢量 ψ sαβ首先送入截止频率为150Hz的巴特沃兹低通滤波器，以滤除5次、7次谐波分量，之后将滤波后的信号进行正转同步坐标变换，得到包含负序分量在内的基波磁链矢量，将该基波磁链矢量通过截止频率为100Hz的陷波器，可直接获得基波正序磁链矢量，即
Figure 875722DEST_PATH_IMAGE001
；将陷波器注入前后的信号进行减法运算，可获得基波负序磁链矢量，即
Figure 333248DEST_PATH_IMAGE002
；
5.2 将定子磁链综合矢量 ψ sαβ先后送入截止频率分别为350Hz、250Hz的陷波器，将输入两个陷波器前后的信号进行减法运算，可分别得到静止(αβ)s坐标系下5次、7次谐波分量，即和
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE006
；将
Figure 32400DEST_PATH_IMAGE005
和
Figure 361750DEST_PATH_IMAGE006
分别转换至对应旋转速坐标系，可获得对应直流形式的谐波磁链矢量，即
Figure 560650DEST_PATH_IMAGE003
和；
6. 将步骤5所获得的定子磁链的基波正序分量、负序分量和谐波分量，即
Figure 786675DEST_PATH_IMAGE001
，，
Figure 340333DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 863718DEST_PATH_IMAGE004
送入参考指令计算模块，获得正转同步速(dq)+坐标系下包含负序和谐波成分在内的转子参考电流指令
Figure 355879DEST_PATH_IMAGE007
；本发明所述的参考指令计算模块，具体实施步骤如下：
6.1 计算基波正序、负序以及5次、7次谐波分量的电流指令，即令转子负序及谐波电流指令为：
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE008
；
其中，
Figure 597505DEST_PATH_IMAGE009
，，，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE012
，
Figure 142198DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE014
；。
而基波正序转子电流指令则设定为：
Figure 539681DEST_PATH_IMAGE015
；
6.2 将获得的转子负序及谐波电流指令，即
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 330920DEST_PATH_IMAGE017
，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE018
，
Figure 472051DEST_PATH_IMAGE019
，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE020
和
Figure 533810DEST_PATH_IMAGE021
，转换至正转(dq) + 坐标系，以便统一进行调节，即
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE022
；
7. 将步骤2获得的静止(αβ)s坐标系下转子电流矢量 I rαβ进行旋转坐标变换，得到滑差速坐标系下的转子电流矢量
Figure 367774DEST_PATH_IMAGE023
；
8. 将步骤6得到的转子电流参考指令
Figure 318412DEST_PATH_IMAGE007
和步骤7得到的转子电流实际值
Figure 200918DEST_PATH_IMAGE023
的误差值送入电流控制器进行调节；本发明所述的电流控制器由一个传统PI调节器加上两个谐振频率分别为2倍、6倍电网频率的谐振调节器组合而成，其传递函数为
；       
其中K p ，K i 分别为比例、积分系数；K r1 、K r2 分别为两个谐振调节器的谐振系数，、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE026
分别为两个谐振调节器的截止频率，主要用于增加谐振调节器的响应带宽以降低其对谐振点频率波动的敏感程度，实际系统中可取5-15rad/s；
9. 计算转子参考电压矢量：
Figure 620584DEST_PATH_IMAGE027
；
其中，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE028
、
Figure 622300DEST_PATH_IMAGE029
分别为DFIG转子电阻、电感；
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE030
，为电机漏感系数。
10. 将转子参考电压矢量
Figure 105234DEST_PATH_IMAGE031
通过旋转坐标模块，获得空间矢量调制模块所需的两相转子(αβ)r参考坐标系下转子侧变换器输出参考电压矢量
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE032
；其中，旋转坐标变换可表达为：
；
11. 将两相转子(αβ)r坐标系下转子侧变换器输出参考电压矢量
Figure 753570DEST_PATH_IMAGE032
经过空间矢量调制模块调制，即可获得控制DFIG转子侧变流器所需的开关信号。
本发明的有益效果是，本发明的一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，能够在电网电压不平衡及谐波畸变条件下，有效抑制双馈感应风力发电机电磁转矩的抖动，从而提高机组的故障穿越（不间断）运行能力，且控制方法具有较强的鲁棒性，不会对机组稳态、瞬态运行控制造成干扰。
附图说明
图1表示本发明中的双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法原理图；
图2表示本发明中相序分离模块的结构示意图；
图3表示不平衡度为4%、5次谐波含量为3%的电网电压条件下，采用传统矢量控制得到的稳态响应波形图，图中（a）~（e）分别代表定子三相电压、定子三相电流、转子三相电流、DFIG输出有功和无功功率，以及电磁转矩，上述各量幅值均已折算成标幺值形式；
图4表示不平衡度为4%、5次谐波含量为3%的电网电压条件下，采用本发明所述控制方法得到的稳态响应波形图，图中（a）~（e）代表含义与图3相同；
图5表示不平衡度为4%、5次谐波含量为3%的电网电压条件下，传统矢量控制跳变至本发明所述控制方法时的控制方法得到的瞬态响应波形图，跳变发生时刻为0.15s，图中（a）~（e）代表含义与图3相同。
具体实施方式
下面结合附图和实施案例对本发明作进一步说明。
图1所示为本发明提出的双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法的原理图，包括控制对象双馈感应风力发电机（DFIG）1，与DFIG转子绕组相连的转子侧变流器2，用于检测DFIG定子三相电压的电压传感器和用于检测DFIG定子、转子三相电流的电流霍尔传感器3-1、3-2、3-3，用于检测DFIG转子位置角及机组转速信号的光码盘4，以及实现DFIG输出有功、无功功率调节和电磁转矩消抖任务的控制回路。控制回路由反馈信号处理通道和前向控制通道构成，其中反馈信号处理通道包括用于获取两相定子静止(αβ)s坐标系中定子电压、定子电流矢量信号和两相转子静止(αβ)r坐标系中转子电流矢量信号的三相/两相静止坐标变换模块5-1、5-2、5-3，定子磁链观察模块6，数字锁相环模块7，定子磁链相序分解模块8，转子参考电流指令计算模块9，转子电流旋转坐标变换模块10；前向控制通道包括电流控制器模块11，转子电压参考值计算模块12，转子电压坐标变换模块13，以及空间矢量脉宽调制模块14。
参照图1，以一台2MW商业联网型双馈感应风力发电机系统为例，采用本发明所描述的双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法进行控制，具体实施步骤如下：
1. 分别利用一组（三个）电压霍尔传感器（3-1）采集三相定子电压信号 U sabc、一组（三个）电流霍尔传感器（3-2）采集三相定子电流信号 I sabc、一组（三个）电流霍尔传感器（3-3）采集三相转子电流信号 I rabc，利用光码盘4采集DFIG（1）转子位置信号θ r和转速信号ω r；
2. 将步骤1采集到的三相定子电压信号 U sabc、三相定子电流信号 I sabc和三相转子电流信号 I rabc经三相/两相坐标变换（5-1，5-2，5-3），得到定子静止(αβ)s坐标系下包含正序、负序以及谐波分量在内的定子电压综合矢量 U sαβ和定子电流综合矢量 I sαβ和转子电流综合矢量 I rαβ；
采用恒相幅值变换时，三相/两相坐标变换表达式为：
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE034
；
式中，F a 、F b 、F c 表示定子电压（5-1）或定子电流（5-2）或转子电流（5-3）的a相、b相和c相分量；
Figure 741118DEST_PATH_IMAGE035
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE036
则表示静止(αβ)s坐标系下定子电压（5-1）或定子电流（5-2）或转子电流（5-3）的
Figure 529207DEST_PATH_IMAGE037
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE038
轴分量；
3. 步骤2将得到的定子电压综合矢量 U sαβ、定子电流综合矢量 I sαβ送入磁链计算模块（6），可得到定子磁链综合矢量 ψ sαβ；
其中，磁链计算公式为：
；
R s为DFIG定子电阻，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE040
、
Figure 999689DEST_PATH_IMAGE041
分别为静止(αβ)s标系下定子磁链的
Figure 412216DEST_PATH_IMAGE037
、
Figure 440214DEST_PATH_IMAGE038
轴分量，、
Figure 684114DEST_PATH_IMAGE043
分别为静止(αβ)s坐标系下定子每电压的
Figure 437569DEST_PATH_IMAGE037
、
Figure 337391DEST_PATH_IMAGE038
轴分量，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE044
、
Figure 965819DEST_PATH_IMAGE045
分别为静止(αβ)s坐标系下定子电流的、
Figure 690378DEST_PATH_IMAGE038
轴分量；
4. 将步骤3得到的定子磁链综合矢量 ψ sαβ送入数字锁相环PLL（7），可获得电网角度信号θ s和角速度信号ω 1；数字锁相环PLL（7）可参考文献[2]；
5. 将步骤3得到的定子磁链综合矢量 ψ sαβ送入相序分离模块（8），分别提取出正转同步速坐标系下定子磁链的基波正序分量
Figure 77497DEST_PATH_IMAGE001
、反转同步速坐标系下定子磁链的基波负序分量、反转5倍速坐标系下定子磁链的5次谐波分量
Figure 400211DEST_PATH_IMAGE003
和正传7倍速坐标系下定子磁链的7次谐波分量
Figure 761048DEST_PATH_IMAGE004
；
参照图2，本发明所提出的相序分离模块具体实施步骤如下：
5.1 将定子磁链综合矢量 ψ sαβ首先送入截止频率为150Hz的巴特沃兹低通滤波器（15），以滤除5次、7次谐波分量，之后将滤波后的信号进行正转同步坐标变换（16），得到包含负序分量在内的基波磁链矢量，将该基波磁链矢量通过截止频率为100Hz的陷波器（17），可直接获得定子磁链的基波正序分量
Figure 369884DEST_PATH_IMAGE001
；将陷波器（17）注入前后的信号进行减法运算，可获得定子磁链的基波负序分量
Figure 605693DEST_PATH_IMAGE002
；
其中，s域下巴特沃兹低通滤波器（15）传递函数为：
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE046
这里，为截止频率，取
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE048
。
正转同步坐标变换（16）关系式为：
Figure 646647DEST_PATH_IMAGE049
。
这里，
Figure 805096DEST_PATH_IMAGE035
、分别表示静止(αβ)s坐标系下的基波磁链
Figure 957388DEST_PATH_IMAGE037
、
Figure 96246DEST_PATH_IMAGE038
轴分量；
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE050
、
Figure 741991DEST_PATH_IMAGE051
表示正转同步速(dq)+坐标系下的基波磁链d、q轴分量；
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE052
为转换角度，取为步骤4得到的电网角度信号
Figure 54023DEST_PATH_IMAGE053
。
s域下截止频率为100Hz的陷波器（17）的传递函数为：
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE054
这里，
Figure 101614DEST_PATH_IMAGE055
为截止频率，取
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE056
；
5.2 将定子磁链综合矢量 ψ sαβ先后送入截止频率分别为350Hz、250Hz的陷波器（18-1）、（18-2），将输入两个陷波器前后的信号进行减法运算，可分别得到静止(αβ)s坐标系下5次谐波分量
Figure 975154DEST_PATH_IMAGE005
和7次谐波分量
Figure 45878DEST_PATH_IMAGE006
；将
Figure 99285DEST_PATH_IMAGE005
转换至反转5倍速旋转坐标系（19-1），将
Figure 1382DEST_PATH_IMAGE006
转换至正转7倍速旋转坐标系（19-2），可获得对应直流形式的5次谐波磁链矢量
Figure 482042DEST_PATH_IMAGE003
和7次谐波磁链矢量
Figure 836800DEST_PATH_IMAGE004
其中截至频率分别为350Hz、250Hz的陷波器（18-1）、（18-2）的传递函数形式与模块（17）相同，只需将截至频率
Figure 693897DEST_PATH_IMAGE055
分别改为350Hz、250Hz即可；而旋转坐标变换关系式（19-1）、（19-2）的形式则与模块（16）相同，只需将转换角度
Figure 450501DEST_PATH_IMAGE052
分别取为
Figure 102062DEST_PATH_IMAGE057
和
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE058
即可；
6. 将步骤5所获得的定子磁链的基波正序分量、基波负序分量
Figure 106369DEST_PATH_IMAGE002
、5次谐波分量
Figure 717479DEST_PATH_IMAGE003
和7次谐波分量送入转子参考电流指令计算模块（9），获得正转同步速(dq)+坐标系下包含负序和谐波成分在内的转子参考电流指令
Figure 134871DEST_PATH_IMAGE007
；
本发明所述的转子参考电流指令计算模块（9），具体实施步骤如下：
6.1 计算转子电流的基波正序、基波负序以及5次、7次谐波分量；
当电网电压不平衡或谐波畸变时，DFIG电磁功率可表达为：
Figure 333771DEST_PATH_IMAGE059
其中
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE060
Figure 799388DEST_PATH_IMAGE061
这里，下标“
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE062
”表示电磁功率的直流分量；下标“
Figure 622112DEST_PATH_IMAGE063
”则表示电磁功率的i倍频正弦、余弦脉动分量（i=2,4,6,8,12），如
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE064
表示电磁功率的2倍频余弦脉动分量；
Figure 438759DEST_PATH_IMAGE065
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE066
表示定子磁链基波正序分量
Figure 238087DEST_PATH_IMAGE001
的d、q轴分量；
Figure 761473DEST_PATH_IMAGE067
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE068
表示定子磁链基波负序分量
Figure 253634DEST_PATH_IMAGE002
的d、q轴分量；
Figure 229680DEST_PATH_IMAGE069
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE070
表示定子磁链5次谐波分量
Figure 334165DEST_PATH_IMAGE003
的d、q轴分量；、表示定子磁链7次谐波分量的d、q轴分量；
Figure 166357DEST_PATH_IMAGE073
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE074
表示转子基波正序电流指令的d、q轴分量；
Figure 307489DEST_PATH_IMAGE075
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE076
表示转子基波负序电流指令的d、q轴分量；
Figure 369248DEST_PATH_IMAGE077
、表示转子5次谐波电流指令的d、q轴分量；
Figure 937632DEST_PATH_IMAGE079
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE080
表示转子7次谐波电流指令的d、q轴分量；
Figure 216167DEST_PATH_IMAGE081
为定子绕组电感，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE082
为定、转子绕组互感；
Figure 98672DEST_PATH_IMAGE083
为DFIG转子角频率；
令DFIG电磁功率表达式中2倍频、6倍频脉动分量为零，即令
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE084
，
Figure 513473DEST_PATH_IMAGE085
，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE086
，
Figure 19803DEST_PATH_IMAGE087
，和
Figure 520055DEST_PATH_IMAGE089
，可得转子负序及谐波电流指令为：
Figure 2989DEST_PATH_IMAGE008
；
其中，
Figure 475558DEST_PATH_IMAGE009
，
Figure 385745DEST_PATH_IMAGE010
，
Figure 310976DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 535284DEST_PATH_IMAGE012
，
Figure 426142DEST_PATH_IMAGE013
，；
而转子基波正序电流指令
Figure 185336DEST_PATH_IMAGE073
和
Figure 947756DEST_PATH_IMAGE074
可由DFIG输出平均有功功率
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE090
和无功功率
Figure 191656DEST_PATH_IMAGE091
计算得到：
Figure 646908DEST_PATH_IMAGE015
；
6.2 将步骤6.1获得的转子负序电流指令，
Figure 175158DEST_PATH_IMAGE017
，5次谐波电流指令
Figure 763310DEST_PATH_IMAGE018
，
Figure 389464DEST_PATH_IMAGE019
和7次谐波电流指令
Figure 838899DEST_PATH_IMAGE020
，，转换至正转同步速(dq) + 坐标系，即有：
Figure 161613DEST_PATH_IMAGE022
；
7. 将步骤2获得的静止(αβ)s坐标系下转子电流矢量 I rαβ进行旋转坐标变换（10），得到滑差速坐标系下的转子电流矢量；
其中，旋转坐标变换模块（10）的形式与模块（16）相同，只需将
Figure 567504DEST_PATH_IMAGE052
取为
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE092
即可；
8. 将步骤6得到的转子参考电流指令
Figure 803313DEST_PATH_IMAGE007
和步骤7得到的转子电流矢量的差值送入电流控制器模块（11）进行调节；
其中，电流控制器由一个传统PI调节器加上两个谐振频率分别为2倍、6倍电网频率的谐振调节器组合而成，其s域传递函数为
Figure 345732DEST_PATH_IMAGE024
；       
这里K p ，K i 分别为比例、积分系数；K r1 、K r2 分别为两个谐振调节器的谐振系数；
Figure 504181DEST_PATH_IMAGE025
、
Figure 950206DEST_PATH_IMAGE026
分别为两个谐振调节器的截止频率，主要用于增加谐振调节器的响应带宽以降低其对谐振点频率波动的敏感程度，实际系统中可取5-15rad/s；
9. 根据步骤6得到的转子参考电流指令
Figure 143290DEST_PATH_IMAGE007
和步骤7得到的转子电流矢量
Figure 282147DEST_PATH_IMAGE023
计算转子参考电压矢量
Figure 927892DEST_PATH_IMAGE031
（12）：
Figure 177608DEST_PATH_IMAGE027
；
其中，
Figure 726663DEST_PATH_IMAGE028
、
Figure 36422DEST_PATH_IMAGE029
分别为DFIG转子电阻、电感；
Figure 107146DEST_PATH_IMAGE030
，为电机漏感系数；
Figure 222870DEST_PATH_IMAGE093
、
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE094
、
Figure 124967DEST_PATH_IMAGE095
分别为正转同步速(dq)+坐标系下的定子电压矢量、定子电流矢量和定子磁链矢量，它们分别由步骤2得到的静止(αβ)s坐标系下定子电压综合矢量 U sαβ、定子电流综合矢量 I sαβ和定子磁链综合矢量 ψ sαβ经过旋转坐标变换得到，即：
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE096
，
Figure 605626DEST_PATH_IMAGE097
，
Figure 2012100741851100002DEST_PATH_IMAGE098
；
10. 将转子参考电压矢量
Figure 960384DEST_PATH_IMAGE031
通过旋转坐标变换模块（13），获得空间矢量调制模块（14）所需的两相转子(αβ)r参考坐标系下转子侧变流器（2）输出参考电压矢量
Figure 381264DEST_PATH_IMAGE032
；旋转坐标变换（13）可表达为：
Figure 75550DEST_PATH_IMAGE033
；
11. 将两相转子(αβ)r坐标系下转子侧变换器（2）输出参考电压矢量
Figure 727111DEST_PATH_IMAGE032
经过空间矢量调制模块（14）调制，即可获得控制DFIG（1）转子侧变流器（2）所需的开关信号。
与传统矢量控制相比，本发明不仅在转子参考电流指令计算中计及了负序与谐波指令值，同时也改进了传统矢量控制所用的PI控制器，从而能够实现对预期电磁转矩波动的有效抑制。
图3和图4分别表示不平衡度为4%、5次谐波含量为3%的电网电压条件下，采用传统矢量控制和本发明所述的控制方法得到的稳态响应波形图，从图3(e)可以看出，如不加以改进，传统矢量控制中DFIG电磁转矩存在严重抖动，从而威胁到机组轴系系统特别是齿轮箱的运行完全，而从图4(e)可以看出，采用本发明所述改进控制方法后，电磁转矩的抖动被明显抑制，且无功功率的波动也同时得以消除，从而提高了机组的故障穿越（不间断）运行能力；
图5表示不平衡度为4%、5次谐波含量为3%的电网电压条件下，传统矢量控制跳变至本发明所述控制方法时的控制方法得到的瞬态响应波形图，从图5(e)中可以看出，跳变发生（0.15s）后，DFIG电磁转矩波动迅即得到抑制，进一步验证了本发明所述转矩消抖方法的有效性和鲁棒性。
综上所述，本发明公开的一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，能够在电网电压不平衡及谐波畸变条件下有效抑制双馈感应风力发电机电磁转矩的抖动，从而提高机组的故障穿越（不间断）运行能力，且控制方法具有较强的鲁棒性，不会对机组稳态、瞬态运行控制造成干扰。

Claims (5)

1.一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
（1）分别利用一组（三个）电压霍尔传感器采集三相定子电压信号 U sabc、一组（三个）电流霍尔传感器采集三相定子电流信号 I sabc、一组（三个）电流霍尔传感器采集三相转子电流信号 I rabc，利用光码盘采集DFIG转子位置信号θ r和转速信号ω r；
（2）将采集到的三相定子电压信号 U sabc和三相定、转子电流信号 I sabc、 I rabc经静止三相/两相坐标变换，得到静止(αβ)s坐标系中包含谐波及正、负序分量的定子电压综合矢量 U sαβ、定子电流综合矢量 I sαβ和转子电流综合矢量 I rαβ；
（3）将步骤（2）得到的定子电压综合矢量 U sαβ和定子电流综合矢量 I sαβ送入磁链计算模块，可得到正定子磁链综合矢量 ψ sαβ；
（4）将步骤（3）得到的定子磁链综合矢量 ψ sαβ送入数字锁相环PLL，可获得电网角度θ s和角速度信号ω 1；
（5）将步骤（3）得到的定子磁链综合矢量 ψ sαβ送入相序分离模块，分别提取出正转同步速坐标系下定子磁链的基波正序分量                                                
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE001
、反转同步速坐标系下定子磁链的基波负序分量
Figure 159574DEST_PATH_IMAGE002
、反转5倍速坐标系下定子磁链的5次谐波分量和正传7倍速坐标系下定子磁链的7次谐波分量
Figure 509784DEST_PATH_IMAGE004
；
（6）将步骤（5）所获得的、
Figure 890005DEST_PATH_IMAGE002
、
Figure 282940DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 182763DEST_PATH_IMAGE004
送入转子参考电流指令计算模块，获得正转同步速(dq)+坐标系下包含负序和谐波成分在内的转子参考电流指令；
（7）将步骤（2）获得的静止(αβ)s坐标系下转子电流综合矢量 I rαβ进行旋转坐标变换，得到滑差速坐标系下的转子电流矢量
Figure 624239DEST_PATH_IMAGE006
；
（8）将步骤（6）得到的转子参考电流指令和步骤（7）得到的转子电流矢量
Figure 286482DEST_PATH_IMAGE006
的差值送入电流控制器进行调节；
（9）根据步骤（6）得到的转子参考电流指令
Figure 109819DEST_PATH_IMAGE005
和步骤（7）得到的转子电流矢量
Figure 214041DEST_PATH_IMAGE006
计算转子电压参考矢量
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE007
；
（10）将转子电压参考矢量
Figure 307899DEST_PATH_IMAGE007
通过旋转坐标变换，获得空间矢量调制模块所需的两相转子(αβ)r参考坐标系下转子侧变换器输出参考电压矢量
Figure 104954DEST_PATH_IMAGE008
；
（11）将两相转子(αβ)r坐标系下转子侧变换器输出参考电压矢量
Figure 651473DEST_PATH_IMAGE008
经过空间矢量调制模块调制，即可获得控制DFIG转子侧变流器所需的开关信号。
2.根据权利要求1所述的一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，其特征在于，所述步骤（5）包括以下子步骤：
（5.1）将定子磁链综合矢量 ψ sαβ首先送入截止频率为150Hz的巴特沃兹低通滤波器，以滤除5次、7次谐波分量，之后将滤波后的信号进行正转同步坐标变换，得到包含负序分量在内的基波磁链矢量，将该基波磁链矢量通过截止频率为100Hz的陷波器，可直接获得基波正序磁链矢量
Figure 762649DEST_PATH_IMAGE001
；将陷波器注入前后的信号进行减法运算，可获得基波负序磁链矢量
Figure 773330DEST_PATH_IMAGE002
；
（5.2）将定子磁链综合矢量 ψ sαβ先后送入截止频率分别为350Hz、250Hz的陷波器，将输入两个陷波器前后的信号进行减法运算，可分别得到静止(αβ)s坐标系下5次谐波分量和7次谐波分量
Figure 177504DEST_PATH_IMAGE010
；将转换至反转5倍速旋转坐标系，将转换至正转7倍速旋转坐标系，可获得对应直流形式的5次谐波磁链矢量
Figure 788111DEST_PATH_IMAGE003
和7次谐波磁链矢量。
3.根据权利要求1所述的一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，其特征在于，所述步骤（6）包括如下子步骤：
（6.1）计算转子电流参考指令的基波正序、负序以及5次、7次谐波分量，即令转子负序及谐波电流指令为：
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE011
；
其中，
Figure 385763DEST_PATH_IMAGE012
，
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE013
，，
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE015
，
Figure 988794DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE017
；。
4.而基波正序转子电流指令则设定为：
Figure 236236DEST_PATH_IMAGE018
；
（6.2）将获得的转子负序及谐波电流指令，即，
Figure 244643DEST_PATH_IMAGE020
，，
Figure 734268DEST_PATH_IMAGE022
，
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE023
和
Figure 511731DEST_PATH_IMAGE024
，转换至正转(dq) + 坐标系，以便统一进行调节，即有：
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE025
。
5.根据权利要求1所述的一种双馈感应风力发电机的电磁转矩消抖方法，其特征在于，步骤（8）所述的电流控制器由一个传统PI调节器加上两个谐振频率分别为2倍、6倍电网频率的谐振调节器组合而成，其传递函数为：
；       
这里，K p ，K i 分别为比例、积分系数；K r1 、K r2 分别为两个谐振调节器的谐振系数；
Figure 2012100741851100001DEST_PATH_IMAGE027
、
Figure 222515DEST_PATH_IMAGE028
分别为两个谐振调节器的截止频率，主要用于增加谐振调节器的响应带宽以降低其对谐振点频率波动的敏感程度，实际系统中可取5-15rad/s。
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