CN102598455A - 分布式发电接口 - Google Patents

Abstract

本发明在此描述的是一种适用于电源电路中使用的控制器的方法、系统和装置，电源电路将分布式发电与配电栅极进行对接，包括：包含有最大功率的点追踪器的第一部分，其接收对应于分布式发电的电压和电流的信号，并向电源电路中输出信号以用于控制分布式发电的电压；第二部分，该第二部分包括电流基准信号发生器，电流控制器和直流电压控制器，其接收对应于电源电路中的直流电压，配电栅极中电压和电流，以及变极器的电流的信号，并输出信号以用于控制电源电路中的输出电压；其中电流基准信号发生器包括非线性的电路元件，并产生来自于电源电路中的直流电压和栅极电压和电流的电流参考信号；以致实质上无谐波的电能被输入到配电栅极中。分布式发电可以是，例如，光电模块或者风力涡轮机。

Description

分布式发电接口

技术领域

本发明涉及的是用于将分布式电源发电，例如，风力涡轮机和光电池和光电模块，与配电栅极进行对接的电路、系统和方法。

背景技术

分布式发电，例如，通过风力涡轮机和光(PV)电池或者光电模块进行的分布式发电正在逐渐成为一种重要的可再生能源。这种发电方式可以通过三种基本元件，即，变极器、输出滤波器和控制机构之间的各种不同的配置方式来连接到配电栅极中。所有的方式都各具优缺点并具有各不相同的属性，例如，谐波和噪音的可抑制性、简化性、有效性、柔性、可靠性、安全性、模块性以及损失性。

发明内容

本文在此描述的是一种控制器，该控制器用于控制将分布式发电与配电栅极进行对接的电源电路，包括：第一部分，该第一部分包含有最大功率的点追踪器，其接收对应于分布式发电的电压和电流的信号，并向电源电路输出信号以用于控制分布式发电中的电压；第二部分，该第二部分包括电流基准信号发生器，电流控制器和直流电压控制器，第二部分接收对应于电源电路中的直流电压和配电栅极中电压和电流以及变极器的电流的信号，并输出信号以用于控制和/或改变电源电路中的输出电压；其中电流基准信号发生器包括非线性的电路元件，并产生来自于电源电路中的直流电压和栅极电压和/或电流的电流参考信号；以致实质上无谐波的电能被输入到配电栅极中。在一个实施方案中，电流基准信号发生器产生来自于电源电路的直流电压和栅极电压的信号。

在一个实施方案中，电流基准信号发生器：(i)包括瞬时功率计算器，其产生瞬时功率的参考信号，和(ii)产生来自于瞬时功率参考信号和使用了非线性的电路元件的栅极电压和电流的电流参考信号。

控制机构可以包括增强型锁相环(EPLL)。EPLL可以提供栅极电压的位相角，其可以用于产生瞬时功率的参考信号。

在一个实施方案中，瞬时功率计算器可以对来自于有功和无功功率的指令的瞬时功率进行计算。有功和无功功率指令可以是在外部设定的。有功功率的指令可以通过内部的PI控制器在直流链接的电压误差或者在直流链接的能量误差上进行操作来产生。无功功率的指令可以通过内部的PI控制器在电压幅值误差上进行操作来产生。

在一个实施方案中，电流基准信号发生器包括电容器的能量计算器，陷波滤波器，和至少一个PI控制器，而且可以进一步包括EPLL。EPLL可以产生对应于栅极电压的平行的和正交的信号。陷波滤波器可以以双频的频率进行操作。

在一个实施方案中，第一PI控制器可以在以下两个信号之间的误差值来进行操作(i)参考的能量信号和(ii)对应于电源电路的直流电压的实际能量信号，和将PI输出与来自EPLL的平行信号相乘以产生电流参考信号的有功电流分量。

在一个实施方案中，第二PI控制器可以在以下两个信号之间的误差值来进行操作(i)参考的无功功率的信号和(ii)对应于电源电路的输出功率的实际的无功功率信号，和将PI输出与来自EPLL的正交信号相乘以产生电流参考信号的无功分量。

电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分组成的。电流控制器可以包括半状态的控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分和为了获得平稳启动操作而在栅极电压下进行操作的正向输送部分组成。电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由一个或更多的谐振类型的输出反馈部分组成，其中每一个谐振类型的输出反馈部分可以对应于栅极电压的谐波。电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分和平稳启动的正向输出控制器组成。

电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分和集成的控制器组成，集成的控制器是在栅极电流信号下进行操作的，以排除来自于输入电流的直流分量。电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分和一个或更多的谐振类型的控制器组成，一个或更多的谐振类型的控制器在栅极电流的信号下进行操作的，以排除来自于输入电流中的所选定的谐波并拒绝那些可能是来自于参考的电流信号的谐波。电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分和宽频段的谐波控制器组成，宽频段的谐波控制器与谐振类型的控制器平行或者与其串联在一起，以便将全部的谐波控制在频率的宽频段范围之内。电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分和宽频段的正向输出的谐波补偿器组成，宽频段的正向输出的谐波补偿器是在配电栅极电压下进行操作的，以便将全部的谐波控制在频率的宽频段范围之内。电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分及以上所提到的任何一种控制和补偿结构的组合来组成的。

电流控制器可以包括一种或更多的对栅极电流起作用的谐振类型的谐波控制器。电流控制器可以包括对栅极电流起作用的集成的控制器。电流控制器可以包括宽频段的谐波控制器，其与谐振类型的控制器是平行的或者与之串联在一起。宽频段的谐波控制器可以具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。电流控制器可以包括对栅极电压信号起作用的宽频段的正向输送的谐波补偿器。宽频段的正向输送谐波补偿器可以具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。电流控制器可以包括以上所提到的任何一种控制器的任何部分，其中的一个部分或者几个部分的结合。

同样地，本文在此所描述的是一种微型变极器系统，其适用于分布式发电与配电栅极的对接，包括在本文中所描述的控制器和具有变极器的电源电路。

在一个实施方案中，电流控制器控制通过电源电路的输出滤波器的实质上无谐波的电源流动。滤波器可以是一种感应器。滤波器可以包括感应性和电容性的元件的结合。滤波器可以是一种LCL。

同样地，在此所描述的是一种PV模块，其包括正如本文中所描述的微型变极器系统。

同样地，本文在此所描述的是一种控制将分布式发电与配电栅极相对接的电源电路的方法，该方法包括通过使用对应于分布式发电的电压和电流的信号来控制分布式发电的电压；产生电流参考信号和控制电源电路的输出电压，这是通过使用对应于(i)电源电路的直流电压和(ii)配电栅极的电压和电流的信号来实现的；其中产生电流参考信号包括使用具有非线性的电路元件的电流基准信号发生器；以致实质上无谐波的电能被输入到配电栅极中。产生电流参考信号和控制电源电路的输出电压可以包括使用对应于(i)电源电路的直流电压和(ii)配电栅极的电压和电流和变极器的电流的信号。

电源电路的输出电压可以通过控制电源电路的变极器来进行控制。变极器可以是一种电流源型变极器或者是一种电压源型变极器。

在一个实施方案中，方法可以包括产生瞬时功率的参考信号，和产生来自于瞬时功率的参考信号和使用非线性的电路元件的栅极电压和电流的电流参考信号。方法可以包括使用栅极电压的位相角来产生瞬时功率的参考信号。

在一个实施方案中，方法包括使用锁相环或者EPLL来提供栅极电压的位相角。

方法可以包括计算来自于有功和无功功率指令的瞬时功率。方法可以包括在外部设定有功和无功功率指令。方法也可以包括通过在直流链接的电压误差下操作的内部的PI控制器来产生有功功率的指令。方法也可以包括通过在电压的振幅误差下操作的内部的PI控制器来产生无功功率的指令。

在另外一个实施方案中，方法可以包括产生对应于栅极电压的平行的和正交的信号。方法可以包括产生电流参考信号的有功电流的分量，该电流参考信号来自于参考的能量信号和对应于电源电路中的直流电压的实际的能量信号之间的误差，与平行信号相乘。方法可以包括产生电流参考信号的无功电流的分量，该电流参考信号来自于参考的无功能量信号和对应于电源电路中的输出功率的实际的无功信号之间的误差，与正交信号相乘。方法也可以包括使用EPLL来产生对应于栅极电压的平行信号和正交信号。

在另外一个实施方案中，方法可以包括使用半状态的反馈控制结构，其是由电流控制器中的谐振类型的输出反馈部分组成，或者使用由电流控制器中的两个或者更多的谐振类型的输出反馈部分所组成的半状态的反馈控制结构。每一个谐振类型的输出反馈部分可以对应于配电栅极电压的谐波。方法进一步包括使用正向输送的平稳启动控制器。方法也可以包括使用对配电栅极电流起作用的一个或更多的集成的控制器。方法可以包括使用与谐振控制器平行的宽频段的谐波控制器。方法可以包括使用与谐振控制器串联在一起的宽频段的谐波控制器。宽频段的谐波控制器可以具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。方法可以包括使用对栅极电压起作用的宽频段的正向输送的谐波补偿器。宽频段的正向输送的谐波补偿器可以具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。

在本文所描述的这些方面、实施方案和方法中，分布式发电可以包括至少一个PV模块，或者至少一个风力涡轮机，或者是它们的组合，而且变极器可以是一种电流源型变极器或者是一种电压源型变极器。

附图说明

为了更好地理解本发明，及更加清楚地展示出本发明是如何应用到实践中的，现在将通过实施例结合对应的附图的方式来描述实施方案，其中：

附图1显示的是，根据本发明的实施方案应用到PV模块中的微型变极器系统的方框图。

附图2显示的是，根据本发明的实施方案，正如在附图1中所示的微型变极器系统中的控制器部分的电流基准信号发生器和微型变极器的方框图。

附图3显示的是，根据本发明的另外一个实施方案，正如在附图1中所示的微型变极器系统中的控制器部分和微型变极器的方框图。

附图4显示的是，正如附图2或者附图3中所示的控制器部分的增强型锁相环(EPLL)的实施方案的结构图。

附图5显示的是，在控制器片段中的电流控制器部分的实施方案中使用的闭环反馈方案的结构图，设计为使用本文中所描述的改进的LQR方法。

附图6A显示的是，在控制器片段的电流控制器部分的实施方案中使用闭环反馈方案结构图，设计为使用本文中所描述失真的栅极电压中的改进的LQR方法。

附图6B显示的是，在控制器片段的电流控制器部分的实施方案中使用闭环反馈方案结构图，设计为使用本文中所描述从栅极电流中排除直流信号的改进的LQR方法。

附图6C显示的是，在控制器片段的电流控制器部分的实施方案中使用闭环反馈方案结构图，设计为使用本文中所描述变形的参考信号和失真的栅极电压中的改进的LQR方法。

附图6D显示的是，在控制器片段的电流控制器部分的实施方案中使用闭环反馈方案结构图，用于将谐波控制在本文中所描述的宽频的波段范围之内。

附图6E显示的是，在控制器片段的电流控制器部分的实施方案中使用闭环反馈方案结构图，用于将谐波调整在本文中所描述的宽频的波段范围之内。

附图7显示的是，在传统的状态反馈设计中，当输出滤波器电容的电压被用作反馈信号或者没有被用作反馈信号时闭环极点的位置中的偏离情况的绘图。

附图8A显示的是，传统的控制器对于栅极一侧的感应系数从0.5mH到1mH变化时的敏感度和不稳定性的绘图。

附图8B显示的是，控制器片段对于栅极一侧的感应系数从0.5mH到20mH变化时的实施方案的牢固度和稳定性的绘图。

附图9A显示的是，使用本文中所描述的改进的LQR方法的闭环极点的位置。

附图9B显示的是，适用于不同的设计迭代中的闭环系统的响应特征的变化过程。

附图10显示的是，不具有用于在作为样本的PV系统中的输入放射的阶跃变化的栅极谐波的微型变极器系统的性能。

附图10B显示的是，当栅极发生变形以适用到作为样本的PV系统中的输入放射的阶跃变化时微型变极器系统的性能。

附图11显示的是，微型变极器系统在追踪有功和无功功率的指令时的性能：(a)有功和无功的指令：(b)配电栅极的电压(实线)和电流(虚线)；(c)瞬时功率误差。

附图12显示的是，微型变极器系统对于配电栅极的频率变化的性能：(a)配电栅极电压(实线)和电流(虚线)；(b)瞬时功率误差；(c)所估计的频率。

附图13显示的是，微型变极器系统对比配电栅极电压的谐波和噪音的性能：(a)配电栅极电压；(b)配电栅极电流。

附图14显示的是，当输入功率从100W步进到200W时，微型变极器系统(实线)和传统设计(虚线)的实施方案中的输出电流的振幅。

附图15(a)显示的是直流数据总线的控制回路的实施方案，回路中的信号包括直流电和双频条件，以及附图15(b)显示的是简化的线性回路的实施方案。

附图16A和附图16B显示的是EPLL的性能和传统的PLL的性能进行对比的绘制结果。

附图17显示的是，包括和没有包括正如本文中所描述的平稳启动的正向输送的控制器的系统的性能。

具体实施方式

分布式发电可以通过三种基本元件，即，变极器、输出滤波器和控制机构之间的各种不同的配置方式来连接到配电栅极中。变极器的布局和输出滤波器的选择方案对整个系统的性能及其操作具有直接的影响。高次滤波器可以，例如，显著地减小电路元件的尺寸和重量，但是同时它们可能导致稳定性的问题。因此，要求使用一种强有力的控制系统来克服这样的问题并恢复系统所需要的性能。所述的控制系统可能需要通过传感器来测量出系统的变化，以致可以实现适当的控制。为了降低复杂性和成本，可以采用最少数量的用于测量的传感器。然而，当前可以使用的方案都含有组合的硬件和控制系统，它们使得整个系统变得很昂贵，同时并未实现来自发电网的功率削减的有效性的最大化。

本文所描述的是一种系统，该系统用于将分布式发电与配电栅极进行对接。所述系统，在本文中也指向一种“微型变极器系统”，所述系统包括电源部分和控制器部分。电源部分包括用于从一个或更多的分布式发电装置中获得电源的变极器，并将电能注入到配电栅极中。在一个实施方案中，分布式发电装置是一个或更多的PV电池或者模块。电源部分也包括输出滤波器，其用于对在变极器的输出电流中的整流纹波进行衰减。输出滤波器可以是一种单一感应器(L)，或者是一个或更多的感应器和一个更多的电容器(C)的组合，例如，举例来说，LCL滤波器，或者是任何一种类似的高次滤波器。控制器部分对变极器的输出功率进行控制并确保将高质量(即，实质上定向匹配和实质上的无谐波)的电能输入到配电栅极中。更确切地说，注入到配电栅极中的电能符合国内或国际的官方所指定的功率质量的标准并且能够代表功率的质量，包括总谐波失真(THD)和相位匹配。举例来说，本文中所描述的技术可以适用到分布式发电上，以致电流的THD小于5％，小于4％，小于3％，小于2％，或者小于1％，正如官方所指定过的规范与要求中所规定的那样。

尽管本文中所描述的发明的实施方案主要是涉及配电栅极，人们将会理解，本发明的应用并不限于此。更确切地说，各种实施方案可以适用于单机应用，其中的接口位于发电装置和电子负载之间。单机应用的实施例是一种脱离配电栅极的应用。在单机应用的实施方案中，负载的电压和电流可以被感应到并被用于调整输入到负载中的电能的条件，这是通过使用本文中所描述的技术或者是各种技术的结合使用来实现的。

为了提高在各种不同的情况下的分布式发电系统的总效率，需要对每一个发电装置进行单独控制和功率削减。举例来说，对于使用了PV模块的分布式发电而言，PV模块的部分阴影和/或PV模块之间的失谐是要求进行单独控制和功率削减的因素以便将系统的总效率最大化。

通过依据本文所描述的方面和实施方案并使用独立的微型变极器系统来实现以上目的，所述的微型变极器系统包括适用于每一个PV面板的电源部分和控制器部分。典型的是，微型变极器系统是集成的和强健的，以致其可以附着连接到PV面板上。微型变极器系统并不要求使用价格昂贵的高压直流布线，而且其适用于分布式发电的应用，例如，PV模块，在此不可避免的是PV模块的部分阴影，这是由于最大化功率的点追踪(MPPT)是在每一个PV模块上独立执行的。微型变极器系统避免了PV模块之间的失谐损失。这归因于该技术的模块性，PV模块可以通过“即插即用”的方式来加入。除此之外，微型变极器系统可以进行大批量生产，其生产费用较低。更进一步说，至少一部分系统可以使用FPGA来执行，其可以使得系统更为集成和强健。

正如本文中所使用的，术语“dc”是指直流电，而且其等同于术语“DC”。

正如本文中所使用的，术语“PV电池”和“PV模块”是可以替换使用而且是等同的。

正如本文中所使用的，术语“指令”是指参考的信号。

正如本文中所使用的，术语“分布式发电”是指产生电能，其是与配电栅极结合分布的。分布式发电的实施例，包括但不限于，PV模块及其阵列，以及风力涡轮机及其阵列。

人们将会理解，尽管本文中所描述的各种实施方案主要是PV模块，但是这些实施方案也可以适用到或者经过改变适用到其他类型的分布式发电中，例如，风力涡轮机。

附图1中的方框图显示了用于将分布式发电接入到配电栅极中的微型变极器系统的实施方案。这一实施方案包括电源部分，该电源部分包括与PV电池10交叉连接的输入电容器C_PV，与输入电容器交叉连接的第一阶段20，与第一阶段的输出交叉连接的第二电容器C₁，第二阶段30包括变极器，和输出的LCL滤波器，其包括L₁、C₂，和L₂。第一阶段20可以包括一个或者更多的开关，并被用于调整输入的电容器C_PV的电压，消除输入电压的振荡以及避免使用大型的输入电容器。在附图1的实施方案中，控制器部分40包括最大化功率的点追踪器50和电路，以便通过产生门信号来控制到配电栅极的电能流动，从而启动第一阶段20和第二阶段30中的开关。举例来说，控制器部分40包括用于控制PV输出的电压V_PV的阶段52，用于控制直流电容器的电压V_dc的阶段54，修正的脉冲宽频调制(PWM)控制器56，和用于控制输入到配电栅极中的电能的输出电流控制器58，正如在附图1以及下文所进行的解释那样。

微型变极器的电源部分的第二阶段30可以包括电流源型变极器(CSI)或者是电压源型变极器(VSI)。举例来说，电压源型变极器可以连接到配电栅极中，这是通过使用单一感应滤波器或者是高次滤波器，例如，LCL滤波器来实现的。这样的滤波器对转由变极器产生的换频率纹波进行衰减，转换为输入的电流。对于单一L滤波器而言，衰减量为20log(ωsL)dB。举例来说，对于L＝10mH和fs＝50kHz而言，衰减量为70dB。高次输出滤波器可以用于提供同等程度的过滤(或者更多的过滤)，同时需要使用非常小型的电路元件。值得注意的是，举例来说，LCL滤波器具有感应系数L₁(变极器一侧)，电容量C₂和感应系数L₂(配电栅极一侧)，正如附图1中所示。其中显示出，L₁＝L₂＝220μH和C₂＝2.2μF，这样的滤波器如同单独的感应系数L＝10mH在50kHz的转换频率下那样工作。因此，LCL滤波器实际上可以减小电路元件的尺寸。例如，在这一实施例中，感应器的尺寸可以减小大约22.7倍。

附图2中的方框图显示了正如本文中所描述的用于将分布式发电接入到配电栅极中的系统的另外一个实施方案。附图2显示出控制器部分的实施方案的细节。一般来说，控制器部分包括瞬时功率参考计算器60，增强型锁相环(EPLL)70，其计算出值，和基准信号发生器80，其工作任务是为微型变极器计算参考电流。这样的参考电流被适当用于调节闭环(非线性)装置，以确保精确的有功(即，实际的)和无功的功率电平被输入到配电栅极中。在附图2的实施方案中，瞬时功率参考计算器60接收有功和无功的功率指令并产生瞬时功率参考信号。

人们注意到，传统的方案仅仅考虑到有功功率的产生，然而，在本文中所描述的实施方案既可以提供有功功率，又可以提供无功功率。在单机应用和微型配电栅极系统中，通常需要无功功率控制，在此负载的无功功率的需要仅仅是通过没有公用系统时的DG系统来提供。可以获得既能够产生有功功率又能够产生无功功率的发电方式，而无需任何额外的电路。对于有功功率的参考可以通过，例如，简单的PI控制器来产生，PI控制器对直流电容器的电压V_dc的误差起作用。在附图11中显示出样本的性能结果，其中附图11(a)显示出参考的有功和无功功率的信号，附图11(b)显示出配电栅极电流(虚线)和电压(实线)信号，以及附图11(c)显示出瞬时功率误差。

附图3中的方框图显示了本文中所描述的控制器部分的另外一个实施方案。这种控制器的特征在于对直流链接的能量进行控制，而不是如同在传统的方法中那样控制直流链接的电压。在附图3中，为了产生来自于电压的能量变化，常量K等于0.5C₁。然而，一般而言，常量可以是包含在控制器设计中的任何一个随意的数字。作为使用能量变化的结果，控制回路变为线性的控制回路，而在传统的解决方案中，控制回路是非线性的控制回路。(下文中将给出详细的数学论证)。非线性的回路需要对设计目的进行线性化处理，并对用于大量的信号变化的控制器的性能和稳定性进行限制。将直流链接能量用于控制变量而不是用于控制直流链接的电压具有两个优势：一个是便于设计确保全局稳定性的成组的参数。第二个优势在于直流链接能量具有仅仅是双频的纹波，而直流链接电压具有的是双频以及高次的纹波。因此，在这一实施方案(请参考附图3)中使用的陷波式滤波器在使用能量信号时能完整地阻碍纹波。附图14显示的是，当输入的功率从100W步进到200W时，传统方法(虚线)中的输出电流的振幅和控制技术的实施方案(实线)的振幅。人们可以看到，在传统的方法中，电流的振幅具有第四层谐波，在配电栅极电流中转化为第三层和第五层谐波。

附图3中实施方案的控制器部分的另外的特征是对有功和无功功率进行独立控制。这是通过对由增强型锁相环(EPLL)提供的信号进行电压求积分来实现的。对于无功功率Q^*的参考可以通过外部设定，或者通过处理(例如，通过使用PI控制器)单机或者微型配电栅极应用中的输出电压的幅值和/或频率误差来进行计算。实际输出的无功功率可以使用由电压EPLL和输出电流(没有显示在附图3中)的其他EPLL所提供的数据进行计算，或者使用低通滤波器或者陷波式滤波器来计算。人们将会理解，无功功率的控制回路是可以进行选择使用的，而且其对于单机应用而言是最为有用的。

附图4中显示出EPLL部分的方框图。EPLL从测量到的电压信号中估计和ω。EPLL避免了对双频纹波的损害。这样的纹波是传统的单相PLL系统的主要的缺点，其对系统操作的准确性产生消极的影响。即使是在短时间内没有输入信号时，EPLL也能为同步操作提供准确无误的参考。在测量系统出现瞬时中断的情况下，以及如果出现系统断电的情况，这一性能将是极其需要的特性。附图16A和附图16B显示出从EPLL和传统的PLL中获得的结果。输入的是一种具有变化振幅的噪音正弦信号，其在t＝0.1秒时消失。由EPLL所提供的同步信号是准确无误的，而由传统的PLL提供的同步信号具有大的双频纹波，而且在输入信号消失时具有大范围的偏移。当没有输入信号时，EPLL的输出在相位上同样也具有微小偏移，但是这样的偏移的范围可通过调节振幅估计特征来进行控制。更进一步说，EPLL提供了另外一个信号，该信号与同步参考是垂直正交的。所述的信号，被称之为求积分信号，其可以用于附图3中所示的无功功率的控制。EPLL也可以适用于估计其输入信号的振幅；无功功率控制回路的另外的特征显示在附图3中。

人们将会理解，控制器部分的复杂性并不大于现有技术中的相关内容，正如本文中所描述的控制器所具有的额外的优势对有功功率和无功功率都提供了灵活的和独立的控制。正如附图2和附图3中的控制器，其适用于数字式任务。EPLL和电流基准信号发生器可以具有类似的结构，一旦EPLL结构开始执行任务，它们能够对FPGA中的连续的数字电路任务进行简化；同样的方法可以适用于有限状态的装置设计中格的电流基准信号发生器。

根据一个实施方案，控制器部分对在连接到变极器和配电栅极之间的LCL滤波器的行为进行控制。对LCL滤波器的控制的需求的出现是由于在LCL电路元件之间出现谐振的缘故。这种谐振模式的衰减到达纯粹的LCL滤波器中的零位，这意味着电路将会允许振荡是以其自然的谐振频率来进行的。在实践过程中，元件的抗阻性提供了一些阻尼，尽管微弱的衰减会导致由滤波器所产生的振动。现在有两种方法可以用于克服这一问题：(1)被动衰减。在这一方法中，一定数量的阻抗力被增加到LCL元件中以提高谐振模的衰减。然而，所述的电阻器会浪费能量并增大损失。(2)主动衰减。在这一方法中，适当的控制策略被用于将足够的衰减引入到谐振模中。这一方法被应用到下文所描述的控制器部分的实施方案中。

当使用LCL滤波器时，控制策略在获得理想的性能方面扮演着重要角色。滤波器是达到第三层级的并具有三种状态变量。输入到配电栅极中的电流是最为重要的变量而且被进行仔细的控制。目标是，对于所有的系统操作条件和所有的系统中的参数的不确定性和变化而言，在60Hz的条件下将电流维持为实际上是无谐波的正弦信号。关于系统条件和要求的详细的解释说明如下文所述。

●不同的系统操作条件源于以下事实，即发电的过程是一种间歇的或者是变化的来源，例如，PV模块或者风力涡轮机。这一现象导致了宽频段的电平和其他系统变量，这些都是控制器必须能够操作的。

●滤波器被连接到配电栅极上，配电栅极是一种无限大的数据总线。然而，这样的数据总线可能会对滤波器表现出不同的阻抗，这取决于滤波器的固定位置。这一现象在滤波器上的位于配电栅极一侧的感应器中产生了大量不确定的因素。

●在连接点上的配电栅极上的电压通常是假设为纯正弦曲线，但这并不是必然的情况。被输入的电流必须是平稳的，而且必须与所允许的谐波的水平保持一致，即使是在出现配电栅极电压失真的情况下。

●一种典型的栅极通常要经历其自身频率的某些变化。即使是在发生变化的情况下，控制器也必须能够与栅极同步进行操作。这样的状况在小型的配电栅极系统或者是在岛系统中会变得更加麻烦。

●系统的元件可以具有非线性的特征，这将导致电流失真。控制器必须能够将这些现象对输入的电流量所造成的不利影响降到最低。

●电路中的元件可能要经受温度和/或老化问题的考验。在面对这些改变时，控制器必须能够仍旧强健地执行任务。

●LCL滤波器的谐振现象应该是可以控制的，以避免在系统的各种不同的操作条件下出现不需要的震动。

对于为了获得闭环系统的稳定和强健的性能而在栅极电流中设计标准反馈回路而言，这是一个挑战，原因在于LCL滤波器的临界稳定性。因此，在一个实施方案中，可以使用与输出反馈回路相结合的半状态的反馈策略，正如附图5所示。控制器部分包括内部回路110，其反馈配电栅极的电流和变极器的电流，和外部回路100，其确保对纯正弦电流进行无误差的追踪。来自内部回路110中的栅极电压的正向输入条件并没有到控制回路的操作的稳定性产生任何影响。通常用于获得平稳启动的操作。(对设计所述的条件的数学方程式也包含在本文中。)微型变极器的输出滤波器中的电容器的电压V_C(请参考附图1)在内部回路中并未被用作一种反馈信号，以避免过度使用传感器。对设计的分析显示，控制器部分的操作是理想的，而且无需使用电容器的电压。也可以使用状态估计器来对来自变极器的电流测量值的栅极电流进行评估。这也消除了对栅极电流进行感应的需要。

标准的状态反馈技术假设，所有的状态变量都被用于进行反馈。因此，如果电容器的电压增益被设定为零，那么，闭环的极点将会偏离其预先规定的位置。偏离是朝向降低响应速度的方向和减少谐振衰减的方向，正如在附图7中所示，其中显示出，在使用V_C时和未使用V_C时，闭环的极点的偏离情况。

科学研究表明，出于各种不同的原因，状态反馈理论的标准极点配置技术对于设计控制器的增益而言并非是理想的。闭环的极点的位置的适当设定的获取是具有挑战性的，而且闭环系统将会变得对系统的不确定性，计算延迟很敏感，以及对评估的精确度变得很敏感，而且将会展现出极少量的衰减的谐振。举例来说，正如在附图8A中所示，对栅极一侧的感应器L₂的不确定的碰撞(即，从0.5mH变化到1mH)。这表示，在栅极一侧的感应器中的增量使得闭环系统变得不稳定。相比之下，附图5中的实施方案的性能能够对抗在栅极一侧的感应器中的大量的不确定性(即，从0.5mH变化到20mH的40倍的变化)，正如附图8B所示。人们可以看到，控制器能够稳定地处理大量的不确定的情况。

实施方案使用的是最优化的控制技术，并从最优化的角度来分配闭环的极点到能够满足控制目标的位置上。一种经过改进的线性二次控制(LQR)技术被开发并适用到单相PV应用中。而且，附图5中所示的谐振型的控制器100被联合使用，以便确保静态误差的校零。控制器的系数是通过入下文中所描述的改进的LQR技术来进行最优化获取的。使用传统的LQR技术的一个主要的困难在于其自身的Q模型的正确调整。本文中详细描述的内容是研究Q模型的基础以获得理想的回应的系统化方法。

为了对方法进行详解，在此给出一些数学的论证过程。LCL滤波器可以用以下的状态矢量空间方程式来表示，其中下标p代表的是装置，x_p代表的是状态向量，将其定义为x_p＝[i_i，v_c，i_g]^T，而y是负载的输出，其表示为i_g。

${\stackrel{\·}{x}}_p=A_p{x}_p+B_{p}u+B_1{\mathrm{\υ}}_g$

y＝C_px_p                (1)

矩阵通过以下方程式给出：

$A_p=\left(\begin{array}{ccc}0& -\frac{1}{L_1}& 0\\ \frac{1}{C}& 0& -\frac{1}{C}\\ 0& \frac{1}{L_2}& 0\end{array}\right),$ $B_p=\left(\begin{array}{c}\frac{M}{L_1}\\ 0\\ 0\end{array}\right),$ $B_1=\left(\begin{array}{c}0\\ 0\\ \frac{1}{L_2}\end{array}\right),$ C_p＝(0 0 1)(2)

其中M是PWM增益。谐振类型的控制器(R控制器)是通过以下的状态矢量空间方程式来表示：

${\stackrel{\·}{x}}_r=A_r{x}_c+B_{r}e---\left(3\right)$

其中下标r代表的是谐振，x_r代表的是R控制器的状态向量，以及e代表的是输入的电流误差。矩阵通过以下方程式给出：

$A_r=\left(\begin{array}{cc}0& -{\mathrm{\ω}}_o\\ {\mathrm{\ω}}_o& 0\end{array}\right),$ $B_r=\left(\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right)---\left(4\right)$

其中是ω_o系统的频率。在拉普拉斯域内的R控制器的状态变量是：

$X_r\left(s\right)={(\mathrm{sI}-A_r)}^{-1}\mathrm{Br}=\frac{E\left(s\right)}{s^2+{\mathrm{\ω}}_o^2}\left(\begin{array}{c}s\\ {\mathrm{\ω}}_o\end{array}\right)---\left(5\right)$

而且，因此在时域中满足以下方程式：

${\stackrel{\·\·}{x}}_{r1}+w_o^2{x}_{r1}=\stackrel{\·}{e}$

${\stackrel{\·\·}{x}}_{r2}+{\mathrm{\ω}}_o^2{x}_{r2}={\mathrm{\ω}}_{o}e---\left(6\right)$

当LCL滤波器和R控制器结合在一起时，形成第五层次系统，该系统可以通过以下的状态矢量空间方程式来表示

$\stackrel{\·}{x}=\mathrm{Ax}+\mathrm{Bu}+B_2{v}_g+B_3{y}_{\mathrm{ref}}---\left(7\right)$

y＝Cx

其中x＝[x_p，x_r]^T是状态变量的向量，y_ref是参考信号，以及矩阵通过以下方程式给出。

$A=\left(\begin{array}{cc}{A}_p& 0\\ -B_r{C}_p& A_r\end{array}\right),$ $B=\left(\begin{array}{c}{B}_p\\ 0\end{array}\right),$ $B_2=\left(\begin{array}{c}{B}_1\\ 0\end{array}\right),$ $B_3=\left(\begin{array}{c}0\\ B_r\end{array}\right)---\left(8\right)$

注意，控制信号u可以表示为：

u＝-[K₁ 0 K₂]x_p-[K₃ K₄]x_r＝-[K₁ 0 K₂ K₃ K₄]x＝-Kx   (9)

该方程式是状态反馈法则的标准形式。对应于电容器的电压，仅有的一个差别在于，其中的一个反馈增益被设置为零位。组合系统(矩阵A和矩阵B所描述的系统)是完全可控的。

方程式组(1)描述了闭环的控制系统。在(1)中，y_ref是来自栅极电流的参考信号。该信号是由产生参考信号的部件所提供，而且该信号是一种频率为60Hz的纯正弦信号。因此，其能够满足方程式

如果我们假设配电栅极是刚性的，那么栅极电压v_g也可以满足该方程式。上文中的讨论共同得到这样的事实，即，如果在方程式(1)的两边同时加入微分算子

那么v_g和y_ref都会从方程式中去掉，从而可以获得以下简化的方程式。

$\stackrel{\·}{z}=\mathrm{Az}+\mathrm{Bv}---\left(10\right)$

在(10)中，新的状态向量z和新的控制信号v被定义为

和新的变量(z和v)的特征在于，以

的频率从来自于纯正弦曲线的初始变量的偏移。更为准确地说，对应于R控制器的新的状态向量是

$z_r={\stackrel{\·\·}{x}}_r+{\mathrm{\ω}}_o^2{x}_r=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\stackrel{\·}{e}\\ {\mathrm{\ω}}_{o}e\end{array}\right]---\left(11\right)\end{array}$

其中，方程式是在(6)的基础上进行推论的。状态反馈控制法则(9)也可以用于获得在新的控制信号中适用的类似法则，例如

v＝-Kz.(12)

方程式(10)和方程式(12)描述的是一种标准的调控问题，其中目标在于将状态变量调节到“零位”。事实上，在状态变量和控制信号中的以上转变是将追踪问题转换为调控问题。这样的问题可以使用LQR技术来进行最优化的解决。LQR技术提供了最好的控制器的增益，其将以下的二次价值函数进行最小化。

$J={\∫}_0^{\∞}(z^T\mathrm{Qz}+v^2)\mathrm{dt}={\∫}_0^{\∞}(q_5{\mathrm{\ω}}_o^2{e}^2+q_4{\stackrel{\·}{e}}^2+z_p^T{Q}_p{z}_p+v^2)\mathrm{dt}---\left(13\right)$

矩阵Q是半正定。方案是从黎卡提代数方程式(ARE)中获得的，而且该方案可以方便地通过使用步骤K＝lqr(A，B，Q，1)在Matlab^TM中进行计算。

LQR技术将闭环极点的选择问题转变为矩阵Q的选择。这一矩阵是一种对角的非负矩阵，因此，该矩阵具有与控制器增益K的元件相同的数量，即Q＝diag(q₁，q₂，q₃，q₄，q₅)。然而，与闭环极点的选择不同的是，Q的选择可以清楚地看到，每一个元件q_i的增加都对状态变量z_i从零位上的偏移的减少产生支配性的影响。因此，大多数情况下的简易的反复试验状态可以导致适合的选择方案，这将获得闭环系统的理想的行为。而且，在这一方法中，设计人员不用担心闭环的不稳定性，原因就在于稳定性对非负的矩阵Q中的任何一种都能担保使用一段时间。

从方程式(13)可以看到，q₅控制的是追踪误差，而且其对于产生理想的响应而言具有最为重要的影响。系数q₄控制的是追踪误差的变动率，而且，其可以用于使系统的响应变得更为平稳。可以通过使用q₃，q₂ and q₁来进行进一步的调整。本文中所使用的系统化的方法在所有的其他系数都设定为零时，使q₅从初始的正值开始增大。一旦q₅达到某一数值，其将结束增大，之后q₄开始增加。系统和闭环的极点的位置和零位的响应都被监控，同时系数q增加。一旦达到所需要的响应，该设计终止。一种典型的根轨迹曲线在附图9A中显示，以及附图9B显示的是系统响应特征的变化过程。

对于Q的每一种选择方案，闭环的极点都是被排列并放置在特定的位置上的，通过这种方法，价值函数(13)是最小化的。所述方案被称之为最优化。这意味着闭环极点的任何一种盲目的选择都是必须对应于最优化的方案。LQR技术的特征在于，其能够保证闭环极点的位置是最优化的。正如本领域内众所周知的那样，根据相位补角和增益补角的经典理论，这样的最优化性也可以响应于系统的强健性的某一程度。附图8B显示出类似于附图8A的情况。与传统的状态反馈设计中对于L₂中的0.5mH一样微小的不确定性的易变性不同的是，本文众所描述的技术能够维持大量的不确定性的稳定状态，例如，与20mH一样多或者更多。

本文中所描述的改进的LQR设计方法的特征在于，无穷时间中的追踪问题得以解决。这样的问题在封闭形式的公式中并未得到事先解决。无穷时间的追踪问题的解决方案是已知的，当考虑到无穷时间时，其作为一种挑战出现。本文中所描述的技术有效地解决了这样的挑战。

在栅极电压中的正向输送条件被包括在其中以便被用于获得平稳启动的操作。闭环的状态矢量空间的方程式如下

$\stackrel{\·}{x}=\mathrm{Ax}+\mathrm{Bu}+B_2{v}_{\mathrm{grid}}+B_3{i}_{\mathrm{grid}}^{\mathrm{ref}}$

y＝Cx，                        (14)

以下给出的是矩阵。

$A=\left[\begin{array}{cc}{A}_p& 0\\ -B_c{C}_p& A_c\end{array}\right],$ $B=\left[\begin{array}{c}{B}_p\\ 0\end{array}\right],$ $B=\left[\begin{array}{c}{B}_1\\ 0\end{array}\right],$ $B_3=\left[\begin{array}{c}0\\ B_c\end{array}\right],$ C＝[C_p，0]      (15)

根据控制结构，该控制信号是

u＝-K_px_p-K_cx_c-k_FFv_grid.        (16)

对闭环系统，其产生如下类型的矩阵：

$\stackrel{\·}{x}=\left[\begin{array}{cc}{A}_p-B_p{K}_p& B_p{K}_c\\ {-B}_c{C}_P& A_c\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_p\\ x_c\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{B}_1-k_{\mathrm{FF}}{B}_p\\ 0\end{array}\right]v_{\mathrm{grid}}+\left[\begin{array}{c}0\\ B_c\end{array}\right]i_{\mathrm{grid}}^{\mathrm{ref}}---\left(16\right)$

响应于栅极电压的输出电流是从以下的方程式中计算获得的：

$i_{\mathrm{grid}}\left(t\right)=\mathrm{Cx}\left(t\right)=C{\∫}_0^t{e}^{A(t-r)}\left[\begin{array}{c}{B}_1-k_{\mathrm{FF}}{B}_p\\ 0\end{array}\right]v_{\mathrm{grid}}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}.---\left(17\right)$

为了对正向输送的条件进行优化以获取平稳启动的操作，下面的准则被定义为最低的限度：

$\min {\left|\right|i_{\mathrm{grid}}\left(t\right)\left|\right|}^2=\min {\∫}_0^{T_f}{i}_{\mathrm{grid}}^2\left(t\right)\mathrm{dt}.---\left(18\right)$

准则可以通过在以下方程式中的众所周知的线性分析理论来计算获得：

${\∫}_0^{T_f}{i}_{\mathrm{grid}}^2\left(t\right)\mathrm{dt}={\∫}_0^{T_f}{\mathrm{Ce}}^{\mathrm{At}}({\mathrm{\Λ}}_1{\mathrm{\Λ}}_1^T-{2k}_{\mathrm{FF}}{\mathrm{\Λ}}_1{\mathrm{\Λ}}_2^T+k_{\mathrm{FF}}^2{\mathrm{\Λ}}_2{\mathrm{\Λ}}_2^T)e^{A^{T_t}}{C}^T\mathrm{dt},---\left(19\right)$

其中的矩阵被定义为：

${\mathrm{\Λ}}_1\left(t\right)={\∫}_0^t{e}^{{-A}_{\mathrm{\τ}}}\left[\begin{array}{c}{B}_1\\ 0\end{array}\right]v_{\mathrm{grid}}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ},$ ${\mathrm{\Λ}}_2\left(t\right)={\∫}_0^t{e}^{-A_{\mathrm{\τ}}}\left[\begin{array}{c}{B}_p\\ 0\end{array}\right]v_{\mathrm{grid}}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}.---\left(20\right)$

因此，最优化的增益可以通过微分和使其等于零值来获得：

$k_{\mathrm{FF}}=\frac{{\∫}_0^{T_f}{\mathrm{Ce}}^{\mathrm{At}}{\mathrm{\Λ}}_1{\mathrm{\Λ}}_2^T{e}^{A^{T_t}}{C}^T\mathrm{dt}}{{\∫}_0^{T_f}{\mathrm{Ce}}^{\mathrm{At}}{\mathrm{\Λ}}_2{\mathrm{\Λ}}_2^T{e}^{A^{T_t}}{C}^T\mathrm{dt}}.---\left(21\right)$

附图17中提出的是一种样本模拟，其中的系统输出的电流响应适用于启动条件被包括在其中的情况和适用于启动条件没有被包括在其中的情况。可以看到正向反馈条件有助于系统的启动阶段的平稳性。

根据在附图6A中所示的控制器部分的另外一个实施方案，进一步的改进方案将栅极电压在一定数量的输入电流上的失真的影响降到最低。这样的改进方案是通过将附图6A中的补充反馈回路中的多个谐振控制器103和109合并在一起形成的。所述的控制器的设计也可以通过如同上文中所讨论的经过改进的LQR技术来完成。这样的设计包括多个控制器的系数的调整，这在使用传统的技术时是一种挑战。本文中所描述的方法能够以一种非常方便的方式来进行设计，而没有任何不稳定的考虑。

附图10A和附图10B显示的是附图6A中的实施方案的性能，分别是在栅极电压平稳和其出现失真的两种情况。所显示的情况对应于辐射程度在瞬时0.075秒时从100％降低到25％的情况。快速和平稳的栅极电流的输入表明可以观察到高质量的电能的输入。另外的仿真的结果显示在附图13中，其证明了由谐波和/或噪音所导致的栅极电压的失真出现时，系统仍保持理想的性能。在这一附图中，在t＝0.7秒的时间内，栅极电压在经历20％的第五谐波，然而，具有0.01离散的白噪音在t＝0.8秒时加入。栅极电流也显示出来了，而且栅极电流是极高的正弦曲线，尽管末端出现失真，以及在电压的末端出现噪音。

根据电流控制部分的另外一个实施方案，多个谐振控制器可以如同附图6B中所示那样被替换，以排除配电栅极的谐波以及参考电流中的谐波。这些控制器的增益也可以通过使用本文中所描述的经过修改的LQR方法来进行最优化的确定。

根据电流控制部分的另外一个实施方案，正如附图6C所示，一种合成的控制器被包括在其中，以排除在配电栅极电流中存在的任何可能的直流分量。这一种控制器的增益也可以通过使用本文中所描述的经过修改的LQR方法来进行最优化的确定。

根据电流控制部分的另外一个实施方案，正如附图6D所示，一种宽频段的谐波控制器被包括在其中，以便将谐波控制在频率的宽频段的范围之内。控制器可以具有比例的，比例派生的，超前的或者超前滞后的结构。

根据电流控制部分的另外一个实施方案，正如附图6E所示，一种宽频段的正向输送谐波补偿器被包括在其中，以便对在频率的宽频段的范围之内的谐波进行补偿。补偿器可以具有比例的，比例派生的，超前的或者超前滞后的结构。

人们认识到本文所描述的实施方案的电流控制部分可以使用一种或者任何两种或更多的组合的配置结构，正如附图5，6A，6B，6C，6D和6E所示。对由于变极器的开关转换动作所导致的大量的系统不确定性和大量测量噪音而言，闭环回路控制器的实施方案是强健的。控制器部分对栅极电压中的失真和可能出现的频率偏移进行处理，而不会对其性能产生负面影响。谐振现象被充分地衰减，而且实际上并没有在信号中出现震荡。可以获得系统的适当频率，归因于系统的EPPL特征。而且，R控制器被进行适当构建，以避免由于快速的频率变化所导致的任何误差。附图12显示出系统在频率从60到50Hz出现变化时的样本性能。附图12(a)显示的是栅极电流(虚线)和电压(实线)信号，附图12(b)显示的是瞬时功率误差，以及附图12(c)显示的是估计的频率。系统将操作频率和所输入的功率调节维持在保持不变的稳定状态。

控制器部分的各种实施方案可以在，例如，DSP微处理器和/或FPGA中执行。然而，必须考虑到固定点上执行的控制器的参数的长度和量化误差不对控制器产生任何影响。在这一点上，现有的技术文献中的δ操作员的使用时有益的。结果是，控制器部分的执行在FPGA中会变得更为简化和更为紧密。

附图2中所示的非线性的控制实施方案是通过完成以下内容而进行算术派生和讨论。假设在连接点的栅极电压被标注为v(t)和由直流电输入的电流被标注为i(t)。目标是对电流进行控制以确保瞬时功率p(t)＝v(t)i(t)的适当地输入到配电栅极中。功率是以分别通过P和Q来标注出其有功和无功部分为特征。在正弦曲线的情况下，

瞬时功率为

其中

假设有功和无功功率的指令被分别标注为P_ref和Q_ref。那么，瞬时功率的指令表示为

将价值函数定义为

J[i(t)]＝[p_ref(t)-p(t)]²＝[p_ref(t)-v(t)i(t)]²    (24)

这是介于实际功率和参考功率之间的瞬时均方误差。上文中所陈述的目标现在被转换为找到适当的电流i(t)，其最小值J[i(t)]。为了找到该问题的解决方案，电流是

在

中，其中ω是栅极的频率。电压信号被用作参考，以致得到之后，价值函数是平稳的未知变量

的函数。可以用于得到EPLL方程式(其是以梯度下降法为基础的)的相同的策略可以经过改变而获得控制未知变量的改变的方程式。通常的表达式是

其中μ是正定的2×2矩阵。假设对角线结构是μ＝diag{μ₁，μ₂}，由此而得的方程式可以总结为

其中

方程式(25)显示出理想的变量I和使如何被改变以确保在实际功率和理想功率之间的最小误差的。附图2显示的是流程方案。方程式(23)显示出，在附图2中的瞬时功率的参考值p_ref(t)是如何通过有功和无功参考值P_ref和Q_ref的合成而得到的。而且，EPLL被适用到电压信号上以获取位相角和频率。在这些内容中，EPLL的特征是其消除在单一的位相应用中的双频谐波的能力，这一特征使其对于连接到单相应用中的栅极来说是有用的。

在下文中，给出数学论证是为了显示直流电压控制器的性能及其设计方法。方程式(26)显示出直流数据总线的功率平衡方程式，其中p_in是输入功率和p_out是变极器的输出功率。方程式是非线性的。

${\mathrm{Cv}}_{\mathrm{dc}}\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=p_{\mathrm{in}}-p_{\mathrm{out}}---\left(26\right)$

通过将直流链接的功率(w_c)定义为新的状态变量，可以获得线性方程式(27)，其中p_L是储存在输出滤波器中的瞬时功率。

${\stackrel{\·}{w}}_c=-\mathrm{vi}+p_{\mathrm{in}}=-v_{g}i-p_L+p_{\mathrm{in}}---\left(27\right)$

两个条件v_gi和p_L是双频信号，而且p_in是直流信号。结果是，w_c是由唯一的直流和双频条件组成。因此，v_dc具有很多高阶的谐波。这意味着，在双频中心的陷波滤波器不能从控制回路中过滤掉谐波，如传统中的做法，v_dc是适用于反馈回路的。在其他的方面，在w_c上的反馈回路解决了这一问题。这个现象显示在附图14中，其中方法并没有导致在输出电流上出现任何纹波。

这一方法不仅避免纹波，而且便于设计直流链接的控制回路的步骤。完整的控制回路显示在附图15(a)中，在此，回路中的信号包括直流和双频条件。由于电流的控制器要比直流链接的控制回路的速度快，因此这一实施方案可以简化为附图15(b)中所示，其中显示的是一种线性的回路。任何一种已知的线性系统的设计技术都可以用于在回路中适用的PI控制器的系数。回路的特征方程式表示为(28)。

$s^2(s^2+4\mathrm{\ξ}{\mathrm{\ω}}_{o}s+4{\mathrm{\ω}}_o^2)-\mathrm{\α}(k_{p}s+k_i)(s^2+4{\mathrm{\ω}}_o^2)=0---\left(28\right)$

所有的参考文献，待审的专利申请和在本申请中所引用的公开的专利中的内容都明白无误地通过引证并入本文。

等同内容

本领域内的普通技术人员都将能理解或者都能确定本文中所描述的各种实施方案的各种不同的变化。这些变化都在本发明的范围之内并被随附的权利要求所覆盖。

Claims (55)

1.一种在将分布式发电与配电栅极进行对接的电源电路中适用的控制器，该控制器包括：

包含有最大功率的点追踪器的第一部分，其接收对应于分布式发电的电压和电流的信号，并向电源电路输出信号以用于控制分布式发电中的电压；

包括电流基准信号发生器、电流控制器和直流电压控制器的第二部分，其接收对应于电源电路中的直流电压和配电栅极中电压和电流，以及变极器的电流的信号，并输出信号以用于控制电源电路中的输出电压；

其中电流基准信号发生器包括非线性的电路元件，并产生来自于电源电路中的直流电压和栅极电压和电流的电流参考信号；

以致实质上无谐波的电能被输入到配电栅极中。

2.根据权利要求1中的控制器，其中电源电路的输出电压是通过控制电源电路中的变极器来进行控制的。

3.根据权利要求2中的控制器，其中变极器是电流源型变极器。

4.根据权利要求2中的控制器，其中变极器是电压源型变极器。

5.根据权利要求1中的控制器，其中分布式发电包括至少一个光(PV)模块。

6.根据权利要求1中的控制器，其中电流基准信号发生器：

(i)包括瞬时功率计算器，其产生瞬时功率参考信号，和

(ii)产生来自于的瞬时功率参考信号和使用了非线性的电路元件的栅极电压和电流的电流参考信号。

7.根据权利要求6的控制器，包括增强型锁相环(EPLL)。

8.根据权利要求7中的控制器，其中EPLL可以提供栅极电压的位相角，其可以用于产生瞬时功率的参考信号。

9.根据权利要求6中的控制器，其中瞬时功率计算器可以对来自于有功和无功功率的指令的瞬时功率进行计算。

10.根据权利要求9中的控制器，其中有功和无功功率的指令可以是在外部设定的。

11.根据权利要求9中的控制器，其中有功功率的指令可以通过内部的比例积分(PI)控制器在直流链接的电压误差或者在直流链接的能量误差上进行操作来产生。

12.根据权利要求1中的控制器，其中电流基准信号发生器包括能量计算器，陷波滤波器和至少一个PI控制器。

13.根据权利要求12中的控制器，包括EPLL。

14.根据权利要求13中的控制器，其中EPLL产生对应于栅极电压的平行的和正交的信号。

15.根据权利要求14中的控制器，其中第一PI控制器可以在以下两个信号之间的误差值来进行操作(i)参考的能量信号以及(ii)对应于电源电路的直流电压的实际能量信号，并将PI输出与来自EPLL的平行信号相乘以产生电流参考信号的有功电流分量。

16.根据权利要求14中的控制器，其中第二PI控制器可以在以下两个信号之间的误差值来进行操作(i)参考的无功功率信号以及(ii)对应于电源电路的输出功率的实际的无功功率信号，并将PI输出与来自EPLL的正交信号相乘以产生电流参考信号的无功电流分量。

17.根据权利要求1中的控制器，其中电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分组成的。

18.根据权利要求1中的控制器，其中电流控制器可以包括半状态的反馈控制结构，其是由谐振类型的输出反馈部分和平稳启动的正向输送控制器组成的。

19.根据权利要求18中的控制器，其中电流控制器可以包括由一个或更多的谐振类型的输出反馈部分。

20.根据权利要求19中的控制器，其中每一个谐振类型的输出反馈部分可以对应于栅极电压的谐波。

21.根据权利要求18中的控制器，其中电流控制器包括：

(i)一个或更多的对栅极电流起作用的谐振类型的谐波控制器；

(ii)对栅极电流起作用的集成的控制器；

(iii)与谐振类型的控制器相平行的宽频段的谐波控制器；

(iv)与谐振类型的控制器串联在一起的宽频段的谐波控制器；

(v)对栅极电压的信号起作用的宽频段的正向输送的谐波补偿器；或者

(vi)从(i)到(v)中的至少一个部分或者几个部分。

22.根据权利要求21中的控制器，其中宽频段的谐波控制器可以具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。

23.根据权利要求21中的控制器，其中宽频段的正向输送的谐波补偿器可以具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。

24.一种用于将分布式发电与配电栅极进行对接的微型变极器系统，包括权利要求1到23中的任何一种控制器和含有变极器的电源电路。

25.根据权利要求24中的微型变极器系统，其中变极器是电流源型变极器。

26.根据权利要求24中的微型变极器系统，其中变极器是电压源型变极器。

27.根据权利要求24中的微型变极器系统，其中电流控制器对通过电源电路的输出滤波器的实质上无谐波的电能的流动进行控制。

28.根据权利要求27中的微型变极器系统，其中滤波器是感应器。

29.根据权利要求27中的微型变极器系统，其中滤波器包括感应性和电容性元件的结合。

30.根据权利要求27中的微型变极器系统，其中滤波器是一种LCL。

31.根据权利要求24中的微型变极器系统，其中分布式发电包括至少一个PV模块。

32.一种PV模块，其包括权利要求24到31中的任何一个微型变极器系统。

33.一种用于控制将分布式发电与配电栅极进行对接的电源电路的方法，该方法包括：

通过使用对应于分布式发电的电压和电流的信号来控制分布式发电的电压；

产生电流参考信号和控制电源电路的输出电压，这是通过使用对应于(i)电源电路的直流电压和(ii)配电栅极的电压和电流的信号来实现的；

其中产生电流参考信号包括使用电流基准信号发生器和非线性的电路元件；

以致实质上无谐波的电能被输入到配电栅极中。

34.根据权利要求33中的方法，其中电源电路的输出电压是通过对电源电路的变极器的控制来进行控制的。

35.根据权利要求34中的方法，其中变极器是电流源型变极器。

36.根据权利要求34中的方法，其中变极器是电压源型变极器。

37.根据权利要求33中的方法，其中分布式发电包括至少一个PV模块。

38.根据权利要求33中的方法，包括产生瞬时功率的参考信号，和产生来自于瞬时功率参考信号和使用非线性的电路元件的栅极电压和电流的电流参考信号。

39.根据权利要求38中的方法，包括使用栅极电压的位相角来产生瞬时功率的参考信号。

40.根据权利要求39中的方法，包括使用EPLL来提供栅极电压的位相角。

41.根据权利要求38中的方法，包括对来自于有功和无功功率的指令的瞬时功率进行计算。

42.根据权利要求41中的方法，包括在外部设定有功和无功功率的指令。

43.根据权利要求41中的方法，包括通过内部PI控制器在直流链接的电压误差上进行操作来产生有功功率的指令。

44.根据权利要求41中的方法，包括通过内部PI控制器在电压幅值的误差上进行操作来产生无功功率的指令。

45.根据权利要求33中的方法，包括产生对应于配电栅极电压的平行和正交信号。

46.根据权利要求45中的方法，包括产生电流参考信号的有功电流的分量，电流参考信号来自于参考的能量信号和对应于电源电路中的直流电压的实际的能量信号之间的误差，与平行信号相乘。

47.根据权利要求45中的方法，包括产生电流参考信号的无功分量，电流参考信号来自于参考的无功能量信号和对应于电源电路中的输出能量的实际的无功功率信号之间的误差，与正交信号相乘。

48.根据权利要求45中的方法，包括使用EPLL来产生对应于栅极电压的平行和正交信号。

49.根据权利要求33中的方法，包括使用由电流控制器中的谐振类型的输出反馈部分组成的半状态的反馈控制结构。

50.根据权利要求49中的方法，包括使用正向输送的平稳启动的控制器。

51.根据权利要求33中的方法，包括使用由电流控制器中的一个或更多的谐振类型的输出反馈部分所组成的半状态的反馈控制结构。

52.根据权利要求51中的方法，其中每一个谐振类型的输出反馈部分都与栅极电压的谐波相对应。

53.根据权利要求50中的方法。包括在电流控制器中使用：

(i)一个或更多的对栅极电流起作用的谐振类型的谐波控制器；

(ii)对栅极电流起作用的集成的控制器；

(iii)与谐振类型的控制器相平行的宽频段的谐波控制器；

(iv)与谐振类型的控制器串联在一起的宽频段的谐波控制器；或者

(v)对栅极电压的信号起作用的宽频段的正向输送的谐波补偿器；或者

(vi)从(i)到(v)中的至少一个部分或者几个部分。

54.根据权利要求53中的方法，其中宽频段的谐波控制器具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。

55.根据权利要求53中的方法，其中宽频段的正向输出的谐波补偿器具有成比例的，成比例派生的，超前的或者超前滞后的配置结构。

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