CN102571658A - 一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调方法，首先对模拟接收机输出的高中频信号的频率和采样系统的采样频率做匹配设计，然后对高中频信号进行欠采样，再对高中频信号依次经过宽带抽取和窄带抽取得到高精度的相位分辨率后，再进行相位进行调制解调；本发明采用的高中频设计不需要满足软件无线电受采样率限定条件、采用两路本振以及考虑模拟混频带来的幅相不一致的问题，同时可兼顾宽带信号分析，也不需要考虑数字复杂的算法设计，具有较强的信号自适应能力。

Description

一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调方法

技术领域

本发明属于信号处理领域，具体涉及一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调方法。

背景技术

为保障各种频谱资源的合理、有序的利用，无线电信号管理系统必须具备检测、分析和识别各种调制信号的能力，相位调制作为无线电扩谱技术的重要方式之一，已广泛应用于各类无线电信号中，能否快速、实时分析脉冲信号内部相位调制和编码规律，将影响无线电管理系统监管的效能，因此，发展非合作无线电信号脉内相位快速解调技术有较高的应用价值，目前国内非合作辐射信号调制解调的方案主要有：

方案一、功率分配器输出的两路信号和采用正交相位的本地振荡器经过分别混频，滤除高频分量后，给出同步相位(I)和正交相位(Q)两路中频。然后对两路信号采用模数转换器(ADC)进行采样，最后根据I、Q两路相位解调的方法实现信号的PSK解调。

该方案的缺点是需要构建两路相位完全正交，且幅度增益完全一致两路中频，其难点是需确保两路信号的幅相一致性。

方案二、采用一路中频信号接入，对该路中频信号采用过采样处理，再通过数字振荡器实现数字域的I、Q两路中频输出，然后根据I、Q两路相位解调的方法实现信号的PSK解调。目前该方法是最为广泛的数字接收机相位解调方式。

该方案的缺点是需要采用数字混频的方式，对高中频信号采用ADC采样的速度要求比较苛刻，每次调制解调均要实现信号的I、Q两路信号，然后再采用后续的滤波器进行滤波处理，计算量较大，对系统硬件的要求较高，不利于信号的实时处理。

方案三、采用一路中频信号接入，对该路中频信号采用过采样处理，采用数字方法求正交两路信号，然后根据I、Q两路相位解调的方法实现信号的PSK解调。

该方法虽然无需采用两路混频，但是需要处理海量数据，也难以满足实时性要求，工程实践比较困难。

目前无论是方案一、二还是方案三均在较低中频条件下实现，需要多级变频，增加了设备开销，不利于设备小型化。其中方案一和方案二其最主要的特点是都采用了混频方式实现I、Q两路信号。方案二由于采用了数字混频，解决了方案一中比较难以处理的幅度相位一致性。但仍要设计复杂的滤波器对信号进行滤波处理，增大了计算量。方案三虽然全数字处理，但没有实现下变频，更难以工程应用。此若没有进一步的优化设计方案及算法，对于非合作目标相位编码的解调难以保证系统的实时性，电子对抗侦察系统的工程应用价值必将受到极大限制。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种高中频欠采样条件下的相位编码(PSK)快速解调方法，在不采用复杂数字滤波器和数字混频的条件下，实现同时满足合作目标信号和非合作目标信号的相位解调。本发明是通过如下方案实现的：

步骤1，对GHz量级的高中频信号进行欠采样：

在采样开始之前，根据欠采样原理对模拟接收机输出的高中频信号的频率和采样系统的采样频率做匹配设计，使二者满足关系式：

m＝0，1，2，L，N；L＝2ⁿ，n为大于0的整数；

预估相位编码的最大带宽值为B_w；将模拟接收机输出的高中频信号的频率值修正为 $f_o=(\frac{2m+1}{2}\±\frac{1}{8L})f_s\mathrm{\μ}{B}_W;$

对模拟接收机输出的高中频信号进行欠采样，并存储经过欠采样处理后的高中频信号数据；

步骤2，对经过欠采样的高中频信号进行2L倍的宽带抽取，形成两路新的近似正交的序列，分别为I′(n)路和Q′(n)路；然后再对宽带抽取后采样序列进行奇偶抽取，将奇偶抽取后的当前等效采样率f″_s与B_w进行比较：如果

进行下一步的信号处理，执行步骤3；如果

执行步骤4；

步骤3，对宽带抽取后的信号进行M倍的窄带抽取，抽取倍数M应为大于等2的偶数，且满足关系式：f_s≥32MLB_W

I′(n)路和Q′(n)路信号经窄带抽取后分别得到I″(n)路和Q″(n)路信号；

步骤4，相位解调，根据

求得窄带抽取后信号的相位θ″(n)；再对θ″(n)进行解相位模糊和相位平滑后，获得窄带抽取后信号的准确相位

最后对进行求导，由此求解出相位编码。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：

(1)本发明所采用的高中频欠采样条件下的相位编码(PSK)快速解调方法，高中频设计不需要满足软件无线电受采样率限定条件，不需要采用两路本振，不需要考虑模拟混频带来的幅相不一致的问题，同时可兼顾宽带信号分析，也不需要考虑数字复杂的算法设计，具有较强的信号自适应能力；

(2)本发明所采用的高中频欠采样条件下的相位编码(PSK)快速解调方法模块结构简单，只需要一块模数采集卡及FPGA板就可以实现信号的快速的相位解调的功能和数据的高速传输功能，便于流水计算和符合实时处理要求。

附图说明

图1为一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调的装置；

图2为一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调的方法流程图；

图3为对1120MHz频率的高中频信号分别进行4倍的宽带抽取后和4倍窄带抽取后信号的时域图：其中a为1120MHz频率的中频信号；b为对该中频信号进行4倍宽带抽取后的信号；c为4倍窄带抽取后的信号。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

如图1所示，一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调的装置，由模数转换器(ADC)和可编程逻辑门阵列(FPGA)组成，其中：

模数转换器用于接收来自模拟接收机输出的中频信号，对该中频信号欠采样后，将采样数据发送给与其相连的FPGA；

FPGA用于对从模数转化器接收来的中频信号数据进行数据处理：通过对该中频信号依次进行宽带抽取、窄带抽取和求解PSK相位编码，最终实现高中频欠采样条件的相位编码快速解调。

本实施例中，模数转换器选用E2V公司AT84AS004VTP(EBGA317)，采样率为2GSPS，FPGA采用Xilinx公司的VIRTEX-5系列的XC5VLX50T-2FF1136芯片。当系统上电后，FPGA_ROM选用XILINX公司的XCP32P为FLASH存储器，容量32M，通过I2C总线配置FPGA的工作状态。模数转换器与FPGA之间的数据传输采用LVDS方式，数据的输入输出速率为500MHz。

如图2所示，一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调的方法如下：

步骤1，对GHz量级的高中频信号进行欠采样：

在采样开始之前，根据欠采样原理对模拟接收机输出的高中频信号的频率和采样系统的采样频率做匹配设计，即通过模数转换器的采样率f_s来确定模拟接收机输出的高中频信号频率f₀，

m＝0，1，2，L，N，L＝2ⁿ，n为大于0的整数，且m和L的具体值可由实际工程应用选定；

由于可事先预估相位编码的最大带宽值B_w，为了实现高中频信号被下变频至频率值B_w，则要求模拟接收机输出的高中频信号的频率值修正为 $f_o=(\frac{2m+1}{2}\±\frac{1}{8L})f_s\mathrm{\μ}{B}_W;$

根据奈奎斯特采样原理，其分析带宽为

对频率超过

的只能欠采样。若输入中频除以f_s，所得的剩余频率位于

内，则经离散傅里叶变换计算得到的信号频率是剩余频率的真实值，若剩余频率于

内时，由离散傅里叶变换得到的信号频率是剩余频率的镜频，而真实的剩余频率值为f_s减去该镜频。

当取 $f_o=(\frac{2m+1}{2}+\frac{1}{8L})f_s-B_W$ 时，由于高中频信号频率 $f_o=(\frac{2m+1}{2}+\frac{1}{8L})f_s-B_W$ 中包含mf_s部分和

部分，先将 $f_o=(\frac{2m+1}{2}+\frac{1}{8L})f_s-B_W$ 平移mf_s，得到

后再反折，得到 $f_s-[(\frac{1}{2}+\frac{1}{8L})f_s-B_W]=\left(\frac{4L-1}{8L}\right)f_s+B_W,$ 即将原高中频信号的频率反折进入

分析带宽内；

同理，当取 $f_o=(\frac{2m+1}{2}-\frac{1}{8L})f_s+B_W$ 时，平移mf_s后，得到

该频率值不需要反折处理即落在分析带宽内；

综上所述，匹配公式的设计的目的是使得欠采样后的频率不仅能平移还能够反折，使得信号频率最终进入分析带宽内；

FPGA将该信号数据存储内建的数据缓存区内，以进行下一步数据处理。

步骤2，对经过欠采样的高中频信号进行2L(取L＝2)倍的宽带抽取，则当前采样率为

将当前采样率和当前信号的频率f₀求比值：

由于f_s＞＞B_W，所以λ≈4，因此得到抽取后采样序列之间的相位差为： $\mathrm{\Δ\θ}=\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}\≈\frac{\mathrm{\π}}{2};$

然后对宽带抽取后采样序列进行奇偶抽取，形成新的两序列近似正交，两路分别作为I′(n)路和Q′(n)路，相位在前的为I′(n)路；此时的等效采样率为

等效分析带宽为

当前信号频率为

由于奇偶抽取后的I′(n)路和Q′(n)路的信号频率f″₀接近当前等效采样率f″_s的信号的相位分辨精度可能会很低，以至于不足以区分相位编码码元的跳变量，因此要对奇偶抽取后的当前等效采样率f″_s与B_w进行比较：

如果

说明可进行下一步的信号处理，执行步骤3；如果

则说明即便再对该中频信号进行下变频处理也不会改善相位分辨精度，执行步骤4。

步骤3，对宽带抽取后的信号进行M倍的窄带抽取，以提高相位分辨精度和计算的实时性。在雷达PSK进制判断时，考虑到目前的雷达相位只有4PSK和2PSK两种进制，因此采用8PSK信号对雷达信号脉内PSK进行检测，基于此，需要相位调制解调的精度必须小于

才能判决4PSK和2PSK两种进制，因此窄带抽取倍数M应为大于等2的偶数且满足步骤2的条件；

分别对I′(n)路和Q′(n)路信号进行窄带抽取后，得到I″(n)路和Q″(n)路信号；此时的等效采样率为：

由于奇偶抽取后的当前信号频率为

又由于M为大于2的偶数，因此

一定是当前等效采样率

的整数倍，所以

经平移

后，得到M倍窄带抽取后的当前信号频率为f′″₀＝B_W；

I″(n)路和Q″(n)路中序列各点之间相位差Δθ′为：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}^{\′}=2\mathrm{\π}\frac{{f_0}^{\′\′\′}}{{f_s}^{\′\′\′}}=2\mathrm{\π}\frac{B_W}{\frac{f_s}{4\mathrm{LM}}}=2\mathrm{\π}\frac{{4\mathrm{LMB}}_W}{f_s};$

为实现4PSK相位解调，角分辨率需要满足：

因此采样率和相位调制信号带宽满足：f_s≥32MLB_W；

每个周期内采样点数变为： $h^{\′\′\′}=\frac{{f_s}^{\′\′\′}}{{f_0}^{\′\′\′}}=\frac{f_s}{4{\mathrm{MLB}}_W}\≥8;$

综上所述，采样率及信号频率的变化过程如下表：

步骤4，解相：经过窄带抽取后，下变频信号周期内的等效采样点数为

明显比原始的高中频信号和经过宽带抽取后的信号的周期内采样点数增加了，(如图3)，由此使相位的解调精度提高了，因此可对下变频信号进行更为精确的相位解调。根据

可求得窄带抽取后信号的相位θ″(n)；再对θ″(n)进行解相位模糊和相位平滑后，获得窄带抽取后信号的准确相位

由于PSK信号是一种相位调制信号，主要表现为基带信号的相位跳变，因此需要对

进行求导，即对离散数据进行差分处理，由此求解出PSK相位编码。

Claims (1)

1.一种高中频欠采样条件的相位编码快速解调方法，其特征在于，流程包括：

步骤1，对GHz量级的高中频信号进行欠采样：

在采样开始之前，根据欠采样原理对模拟接收机输出的高中频信号的频率和采样系统的采样频率做匹配设计，使二者满足关系式：

m＝0，1，2，L，N；L＝2ⁿ，n为大于0的整数；

预估相位编码的最大带宽值为B_w；将模拟接收机输出的高中频信号的频率值修正为 $f_o=(\frac{2m+1}{2}\±\frac{1}{8L})f_s\mathrm{\μ}{B}_W;$

对模拟接收机输出的高中频信号进行欠采样，并存储经过欠采样处理后的高中频信号数据；

步骤2，对经过欠采样的高中频信号进行2L倍的宽带抽取，形成两路新的近似正交的序列，分别为I′(n)路和Q′(n)路；然后再对宽带抽取后采样序列进行奇偶抽取，将奇偶抽取后的当前等效采样率f″_s与B_w进行比较：如果进行下一步的信号处理，执行步骤3；如果

执行步骤4；

步骤3，对宽带抽取后的信号进行M倍的窄带抽取，抽取倍数M应为大于等2的偶数，且满足关系式：f_s≥32MLB_W；

I′(n)路和Q′(n)路信号经窄带抽取后分别得到I″(n)路和Q″(n)路信号；

步骤4，相位解调，根据

求得窄带抽取后信号的相位θ″(n)；再对θ″(n)进行解相位模糊和相位平滑后，获得窄带抽取后信号的准确相位

最后对

进行求导，由此求解出相位编码。

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