CN102565788A - 具有多个接收机信道的雷达设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有多个接收机信道的雷达设备。在所述雷达设备中，信号处理器以时间间隔连续地选择多个接收信道的输出并且以采样周期重复多个接收信道的输出的连续选择的序列，由此对拍频信号的值进行采样。所述信号处理器改变用于所述多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的所述时间间隔的值，使得用于所述多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的所述时间间隔的值不同于用于所述多个接收信道的输出的连续选择的之前序列的所述时间间隔的值。

Description

具有多个接收机信道的雷达设备

技术领域

本公开一般地涉及雷达设备，该雷达设备被设计为以时间序列发射调频的雷达波并且通过多个信道接收来自目标的雷达波的回波，从而至少确定所述目标的方位(azimuth)或角向(angular direction)。

背景技术

近来，雷达被试图用于机动车辆的防撞装置中。提出了被设计为测量与目标的距离和所述目标的相对速度的FM-CW(调频连续波)雷达，以便于小型化并且降低雷达的制造成本。

典型的FM-CW雷达发射作为发射波的信号Ss，该信号Ss由三角波调频，从而具有以线性方式循环增大和减小的频率，并且接收来自目标的发射波的雷达回波以作为接收信号Sr。

接收信号Sr相对于发射信号Ss延迟时间Td；发射波从雷达行进到目标以及发射波的回波从目标行进到雷达均需要时间Td。也就是，延迟时间Td取决于雷达和目标之间的距离。这导致接收信号Sr相对于发射信号Ss存在频率Fd的多普勒频移；频率Fd取决于目标和雷达之间的相对速度。

通过混频器将接收信号Sr与发射信号Ss混合在一起生成了具有与接收信号Sr和发射信号Ss的频率差相等的频率的拍频信号(beat signal)B。拍频信号B包括在发射信号Ss的频率增大期间的上拍信号(upbeatsignal)Bu以及在发射信号的频率减小期间的下拍信号(downbeat signal)Bd。当上拍信号Bu的频率(其将被称作调频上升范围中的拍频)被表示为fu并且下拍信号Bd的频率(其将被称作调频下降范围中的拍频)被表示为fd时，由以下等式[1]和[2]表示雷达和目标之间的距离R和相对速度V：

$R=\frac{c\·T}{8\·\mathrm{\ΔF}}\·(\mathrm{fu}+\mathrm{fd})---\left[1\right]$

$V=\frac{c}{4\·\mathrm{Fo}}\·(\mathrm{fu}-\mathrm{fd})---\left[2\right]$

其中c表示无线电波的传播速度，T表示三角波的周期(循环)，ΔF表示发射信号Ss的频率变化，并且F0表示发射信号Ss的中心频率。

在这种FM-CW雷达在机动车辆中的使用中，重要的是测量目标的方位或角向以及雷达与目标之间的距离R和相对速度V。

与日本专利公开No.3622565相应的美国专利公开No.6,292,129公开了能够测量目标的方位的雷达设备。

在所述美国专利中公开的雷达设备设置有发射机、多个接收天线、接收开关、控制电路、接收电路和信号处理器。所述发射机产生在频率上被调制为随时间周期性改变的信号并且将该信号作为雷达波发射。

多个接收信道中的每一个接收来自目标的雷达波的回波以作为接收信号。控制电路被设计为控制接收开关以连续选择在接收电路与各个接收信道之间的任意一个电路径，由此将来自各个接收信道的接收信号连续地提供到接收电路；连续选择的周期短于发射信号的频率变化的周期。

接收电路将来自各个接收天线的接收信号与具有与发射信号相同的频率的本地信号混合，由此生成各个信道的上拍信号Bu和下拍信号Bd。因为控制电路重复连续选择的周期，所以接收电路对来自每个接收信道的成对的上拍信号Bu和下拍信号Bd的值进行采样。

信号处理器使用来自每个接收信道的上拍信号Bu和下拍信号Bd对的采样值来执行以下说明的配对方法。

发明内容

具体地，信号处理器执行数字信号处理，例如FFT(快速傅立叶变换)，从而对上拍信号Bu中的频率分量的强度以及下拍信号Bd中的频率分量的强度的一对或多对峰值进行采样。之后，信号处理器提取一对上拍信号Bu中的频率分量的强度的峰值(上拍信号峰值)以及下拍信号Bd中的频率分量的强度的峰值(下拍信号峰值)；被提取的一对上拍信号和下拍信号峰值相互匹配。因此，除了雷达设备和目标之间的距离和相对速度以外，信号处理器还基于在确定被提取的一对上拍信号峰值和下拍信号峰值相互匹配时所选择的接收天线的配置而获得与目标的方位相关联的信息。

这种使用配对方法以获得目标的定位信息的FM-CW雷达设备对成对的上拍信号Bu和下拍信号Bd的值进行采样，并且基于成对的上拍信号Bu和下拍信号Bd的采样值而执行数字信号处理，例如FFT。因此，如果目标被定位为与雷达设备相距某个距离，该距离相应于高于尼奎斯特频率(采样频率的一半)的频率，则相应于目标的拍频信号的高于尼奎斯特频率的频率分量被偏移到低于尼奎斯特频率的频率分量；这些频移分量被称为“混叠”，并且偏移的频率被称为“重叠”频率。

因此，FM-CW雷达设备可能基于拍频信号的错误的频率分量(混叠)而错误地检测到目标的位置信息。

鉴于以上提出的情况，本公开的一个方面试图提供雷达设备，该雷达设备被设计为解决以上提出的至少一个问题。

具体地，本公开的一个可替换的方面旨在提供这样的雷达设备，该雷达设备即使在目标被定位为与雷达设备相距某个距离时，仍能够正确地检测目标，所述距离对应于比作为拍频信号的采样频率的一半的尼奎斯特频率高的频率。

根据本公开的一个方面，提供了一种雷达设备。所述雷达设备包括发射机，该发射机被配置为生成在频率上被调制为随时间周期性改变的发射信号，并且将所述发射信号作为雷达波发射。所述雷达设备包括接收机，该接收机包括多个接收信道，所述多个接收信道中的每一个被配置为接收来自目标的雷达波的回波以作为接收信号。所述接收机被配置为基于所述多个接收信道的接收信号和本地信号输出拍频信号，所述本地信号的频率等于发射信号的频率。所述拍频信号包括所述多个接收信道的输出。所述雷达设备包括信号处理器，该信号处理器被配置为以时间间隔连续地选择多个接收信道的输出并且以采样周期重复多个接收信道的输出的连续选择的序列，由此采样拍频信号的值；提取至少一对在拍频信号的调频上升范围中的拍频信号的采样值之一的第一频率分量和在拍频信号的调频下降范围中的拍频信号的采样值之一的第二频率分量，拍频信号的第一频率分量和第二频率分量中的每一个具有拍频信号的本地峰值强度；并且基于拍频信号的至少一对第一和第二频率分量而获得目标的定位信息。所述信号处理器被配置为改变用于多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的时间间隔的值，使得用于多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的时间间隔的值不同于用于多个接收信道的输出的连续选择的之前序列的时间间隔的值。

根据本公开的一个方面的雷达设备实现的技术效果是即便目标被定位为与雷达设备相距某个距离，仍能正确地检测目标，所述距离相应于等于或高于作为拍频信号的采样频率的一半的尼奎斯特频率的频率。原因将在下面进行说明。

通常，如图9所示，当拍频信号以采样频率fs采样时，相应于目标的拍频信号的频率分量Q被偏移(重叠)到低于尼奎斯特频率的频率分量并且与混叠的频率分量Q对称(见图9中的虚线Q’和阴影线箭头)，所述频率分量Q高于作为采样频率的一半的尼奎斯特频率。

因此，高于尼奎斯特频率的、相应于所述目标的拍频信号的频率分量错误地表现为比实际目标更接近的错误目标的频率分量(混叠)。

此时，对于其频率低于尼奎斯特频率fn的拍频信号，基于采样的结果获得相应于实际目标的拍频信号的频率分量P，并且因此在频谱中不会出现混叠(见图9)。

因此，一对接收信道(信道ch1和ch2)的一对上拍信号Bu之间的第一相位差(X度)和一对接收信道(信道ch1和ch2)的一对下拍信号Bd之间的第二相位差(-X度)彼此相等，而它们的符号彼此相反(见图10)。因此，如下所述，可以基于一对接收信道ch1和ch2的上拍信号Bu和下拍信号Bd来执行相位配对方法。这使得能够准确地获得目标的方位。

相反，如上所述，如果拍频信号的频率高于尼奎斯特频率fn，则相应于所述目标的拍频信号的频率分量Q错误地表现为频谱中错误目标的频率分量(混叠)Q’(见图9)。

也就是，对于其频率高于尼奎斯特频率fn的拍频信号(见图11中的虚线)，基于采样结果获得相应于比实际目标更接近的错误目标(见图9中的Q’)的拍频信号(见图11中的实线)的频率分量(混叠)。

因此，如图11所示，一对接收信道(信道ch1和ch2)的一对上拍信号Bu之间的第一相位差+(X+β)度和所述一对接收信道(信道ch1和ch2)的一对下拍信号Bd之间的第二相位差-(X-β)度彼此不相等，且它们的符号彼此相反(见图11)。因此，如下所述，难以基于一对接收信道ch1和ch2的上拍信号Bu和下拍信号Bd以高精确度执行相位配对方法。这使得难以高精确度获得目标的方位。注意，参考标记β表示信道ch1和ch2之间的相位差的校正值。

为了解决这个问题，根据本公开的一个方面的雷达设备的信号处理器被配置为改变用于多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的时间间隔的值，使得用于多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的时间间隔的值不同于用于多个接收信道的输出的连续选择的之前序列的时间间隔的值(见如下所述的图3)。例如，如图3所示，信号处理器被配置为将时间间隔(tc)设置为值tc1以用于全部接收信道的连续选择的第一序列，并且将时间间隔(tc)设置为不等于值tc1的值以用于全部接收信道的连续选择的第二序列。

这种配置允许上拍信号和下拍信号的采样周期的值以及用于全部接收信道的连续选择的每个序列的时间间隔的值与上拍信号和下拍信号的采样周期的值和用于全部接收信道的连续选择的其他序列的时间间隔的值不相关。这降低了相应于目标的拍频信号的频率分量(其高于尼奎斯特频率)向低于尼奎斯特频率的频率分量(混叠)的偏移(重叠)。

具体地，如上所述，即使接收信道被补偿了它们的相位差，在每对相邻接收信道之间的恒定相位差的重复会引起混叠。

因此，根据本公开的一个方面的雷达设备改变用于所述多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的时间间隔的值，使得用于所述多个接收信道的连续选择的当前序列的时间间隔的值不同于用于所述多个接收信道的输出的连续选择的之前序列的时间间隔的值。

这使得可能在每对用于所述多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的相邻接收信道之间的相位差(其校正值)不同于相应对的用于所述多个接收信道的输出的连续选择的之前序列的相邻接收信道之间的相位差(其校正值)。这减少了由于在每对相邻接收信道之间的相位差的重复引起的混叠。

这使得能够使用拍频信号B的上拍信号Bu的采样值和下拍信号Bd的采样值以高精确度执行配对方法成为可能。

换句话说，根据本公开的一个方面的雷达设备降低了相应于目标的拍频信号的频率分量(其高于尼奎斯特频率)向低于尼奎斯特频率的频率分量的偏移(重叠)，由此正确地检测至少一个目标，而不将定位为比真正的目标更接近雷达设备的错误目标作为目标(真正的目标)检测。

因此，根据本公开的一个方面的雷达设备精确地检测至少一个目标的方位，而不受混叠的不利影响。这免除了通常用于这种雷达设备的反混叠滤波器，使得可以减小雷达设备的尺寸。

在本公开的一个方面的第一示例性实施例中，多个接收信道包括多个接收天线，每个接收天线被配置为接收来自目标的雷达波的回波以作为接收信号；接收单元；以及开关，该开关被配置为连续地选择来自多个接收天线的接收信号，所述接收信号将被提供到接收单元。该接收单元被配置为混合所连续选择的接收信号与本地信号，以输出基于所述接收单元的连续输出的拍频信号。所述信号处理器被配置为通过开关基于连续地选择来自多个接收天线的接收信号而连续地选择多个接收信道的输出。

对于根据第一示例性实施例的雷达设备，所述接收信道(天线)时分地共享接收单元。这种配置实现的技术效果是免除了提供多个昂贵的接收单元的需要，导致雷达设备尺寸的减小和成本的降低。

在本公开的一个方面的第二示例性实施例中，多个接收信道具有预定的布置，并且所述信号处理器配置为以多个接收信道预定的布置的顺序连续地选择多个接收信道的输出。

这种配置简化了接收机的结构。

注意，句子“所述信号处理器被配置为以多个接收信道预定的布置的顺序连续地选择多个接收信道的输出”意味着所述信号处理器被配置为在多个接收信道的预定布置的方向上一个接一个地顺序选择多个接收信道的输出。

例如，如果多个接收天线被布置为成一直线，则所述信号处理器从一个端部信道到另一个端部信道一个接一个地连续选择多个接收信道。如果多个接收天线以矩阵布置，则所述信号处理器从第一行(第一列)到最后行(最后列)一个接一个地连续选择多个接收信道。

在本公开的一个方面的第三示例性实施例中，多个接收天线被布置成一直线。

通过所述配置，来自各个接收信道的拍频信号的拍频信号分量的强度分量和相位之间的相互比较允许平面内的至少一个目标的方位包括接收天线的雷达波发射表面的法线方向(前向)和接收天线的线性布置方向，即当法线方向的角度被设置为0度时相对于法线方向的水平角度。因此，如果雷达设备被安装在机动车辆中使得接收天线的线性布置方向平行于机动车辆的宽度方向，则雷达设备能够被适当地用作前视雷达设备。

本公开的各个方面的以上和/或其他特征和/或优点将参考结合附图的以下说明被进一步理解。本公开的各个方面能够包括和/或排除可用的不同的特征和/或优点。此外，本公开的各个方面能够结合可用的其他实施例的一个或更多个特征。特定实施例的特征和/或优点的说明不应被视为限制其他实施例或权利要求。

附图说明

本公开的其他方面将通过参考附图的实施例的以下说明变得显然，附图中：

图1是示意性地说明了根据本公开的第一实施例的雷达设备的框图；

图2是示意性地说明了如何在如图1中所示的发射天线和接收天线之间设置波束宽度的图示；

图3是示意性地说明了如图1中所示的混频器(接收信道)的每个连续选择的时间间隔(选择周期)tc针对每个采样周期Ts而改变的图示；

图4A是示意性地说明了输入到如图1中所示的信号处理器的拍频信号的波形的示例的图示；

图4B是示意性地说明了如图4A中所示的拍频信号的拍频信号分量的波形的一个示例的图示；

图5是示意性地说明了由如图1中所示的信号处理器执行的目标信息检测例程的流程图；

图6是示意性地说明了根据本公开的第二实施例的雷达设备的框图；

图7是示意性地说明了如图6中所示的接收机开关的切换时刻的图示；

图8是示意性地说明了根据本公开的第三实施例的雷达设备的框图；

图9是示意性地说明了一种频谱的图示，在所述频谱中，高于尼奎斯特频率fn的、相应于目标的拍频信号的频率分量Q被偏移(重叠)到低于尼奎斯特频率fn并且与频率分量Q对称的频率分量Q’；

图10是示意性地说明了拍频信号分量的上拍和下拍信号的采样值的图示，所述拍频信号分量的频率低于尼奎斯特频率；

图11是示意性地说明了拍频信号分量的上拍和下拍信号的采样值的图示，所述拍频信号分量的频率高于尼奎斯特频率；以及

图12示意性地说明了使用由天线阵列产生的信号的相位来测量目标的角向的原理的图示。

具体实施方式

本公开的实施例将在以下参考附图进行说明。在实施例中，由相同参考标记指示的各实施例间类似的部件被省略或简化冗余的说明。

第一实施例

图1示出了根据第一实施例的雷达设备1的整体结构的示例。参考图1，雷达设备1包括发射机10、接收机20和信号处理器30。

发射机10适于生成频率随时间周期性变化的发射信号，并且将所述发射信号作为雷达波发射。例如，发射机10包括振荡器12、分配器14和发射天线16。振荡器12适于生成毫米波带中的高频信号；所述高频信号被调制为使得其频率周期性地增大和减小。分配器12适于将高频信号在功率上分离成发射信号Ss和本地信号L。发射天线16适于将发射信号Ss作为雷达波放射。

发射信号Ss的频率以三角波的形式变化。在本实施例中，发射信号Ss的中心频率Fo被设置为76.5GHz，发射信号Ss的频率变化ΔF被设置为100MHz，并且变化周期Td被设置为1.024ms。将自发射天线16发射的雷达波的波束宽度被设置为覆盖可由雷达设备1检测到的整个区域。

接收机20适于接收自发射机10发射并且自至少一个目标反射的雷达波的回波，并且基于被发射的雷达波的回波以及与被发射的雷达波的频率相同的本地信号而生成拍频信号。例如，接收机20包括多个接收天线22和相应数量的接收单元24。对于接收天线22的数量，在本实施例中设置了8个接收天线22，因此，对于接收单元24的数量，设置了8个接收单元24。

8个接收天线22例如排列成直线并且适于接收自发射机10发射的雷达波的回波。例如，每个接收天线22被构造为喇叭天线。每个接收天线22还适于基于雷达波的相应回波而生成接收信号Sr。

8个接收单元24中的每一个均包括连接到相应的一个接收天线22的高频混频器。接收单元24中的每一个适于将相应的接收信号Sr与自分配器14提供的本地信号L混合，从而生成拍频信号分量，所述拍频信号分量包括与接收信号Sr和本地信号L之间的频率差相等的频率分量。

也就是，接收机20具有8个接收信道ch1至ch8，每个接收信道包括相应的一个接收天线22和相应的一个接收单元24，并且接收单元ch1至ch8生成由拍频信号分量组成的拍频信号B。

参考图2，如果角度范围(其中由天线形成的自天线的前表面的中心方向的波束的增益的减小在3dB以内)被定义为波束宽度，则每个接收信道的接收天线22例如被设计为使得其波束宽度覆盖发射天线16的整个波束宽度；发射天线16的波束宽度被设置为20度。具体地，每个接收天线具有方向性，该方向性使得自任意角向发射的雷达波的回波覆盖将被接收到的雷达波的波束范围。如下所述，这允许在获得了关于目标的方位的信息时，在相位比较中使用数字波束形成(DBF)技术。

确定相邻的两个接收天线22之间的中心到中心的间隔dw，从而满足前述等式[3]，以便正确地测量在自发射机10发射的波束的范围内出现的任意目标的方位：

$\mathrm{dw}\≤\frac{\mathrm{\λ}}{2\sin (\mathrm{\φ}/2)}---\left[3\right]$

其中φ表示自发射机10发射的雷达波的波束宽度，而λ表示发射信号Ss的平均波长。下面将说明如何建立等式[3]。

在本实施例中，发射信号Ss的平均波长λ被设置为1/Fo＝3.92mm。因此，中心到中心的间隔dw被设置为小于11.3mm的8mm，其满足等式[3]。

信号处理器30具有以下功能：在每个采样周期Ts对各个接收信道的拍频信号B的值进行采样，并且使用各个接收信道的拍频信号B的采样值执行配对方法，由此至少获得目标的位置信息。

具体地，信号处理器30连续地选择各个接收单元24的输出以对拍频信号B的值进行采样。信号处理器30周期性地重复全部接收单元24(接收信道)的连续选择的周期(序列)；全部接收单元24的连续选择的周期Ts例如短于发射信号Ss的频率中的变化周期Td。全部接收单元24的连续选择的周期Ts还将在以下被称作“采样周期(选择周期)Ts”。

在本实施例中，接收单元(接收信道)的每个连续选择之间的时间间隔(选择周期)tc针对每个采样周期Ts而改变。换句话说，采样周期Ts针对全部接收单元24的连续选择的每个序列而改变。优选地，接收单元(接收信道)的每个连续选择之间的时间间隔tc依据采样定理被设置为小于采样周期Ts的一半。

例如，如图3所示，信号处理器30针对全部接收单元24的连续选择的第一序列而将时间间隔tc设置为值tc1[ns]，并且信号处理器30针对全部接收单元24的连续选择的第二序列而将时间间隔tc设置为与值tc1不相等的值tc2[ns]。在本实施例中，时间间隔tc的值能够被设置为等于或小于例如0.25μs。

也就是，在本实施例中，信号处理器30针对全部接收单元24的连续选择的第n序列(当前序列)至少改变时间间隔tc的值，从而使针对全部接收单元24的连续选择的第n序列的时间间隔tc的值不同于针对全部接收单元24的连续选择的第(n-1)个序列(之前序列)的时间间隔tc的值(n是大于等于2的整数)。换句话说，信号处理器30针对全部接收单元24的连续选择的第n序列至少改变采样周期Ts的值，从而使针对全部接收单元24的连续选择的第n序列的采样周期Ts不同于针对全部接收单元24的连续选择的第(n-1)个序列的采样周期Ts的值。例如，在图3中，针对全部接收单元24的连续选择的第2序列的采样周期Ts的值Ts2被设置为不同于针对全部接收单元24的连续选择的第1序列的采样周期Ts的值Ts1。

总之，信号处理器30连续选择接收机20的接收信道ch1至ch8，由此以时间间隔tc连续选择各个接收单元24的输出。

更具体地，信号处理器30包括典型的微型计算机，该微型计算机包括CPU、存储单元(ROM和/或RAM)和I/O。信号处理器30还包括A/D转换器，该A/D转换器用于将拍频信号B的采样值转换为接收机20的各个接收信道的拍频信号B的数字值，从而使各个接收信道的拍频信号B的数字采样值被存储在存储单元中。信号处理器30还包括算术处理单元，该算术处理单元用于基于各个接收信道的拍频信号B的数字采样值而执行快速傅立叶变换(FFT)的操作。注意，采样周期Ts能够被设置为等于选择周期Tx或与其不同。

在根据上述构造的第一实施例的雷达设备1中，被调制为使得其频率周期性地增大和减小的高频信号由振荡器12生成并且在能量上被分割为发射信号Ss和本地信号L。发射信号Ss作为雷达波自发射天线16放射。

自发射机10发射并且自包括目标的物体反射的雷达波的回波由全部接收天线22接收，从而使接收信号Sr被分别提供到接收单元24。每个接收信号Sr通过相应的一个接收单元24与本地信号L混合。在本实施例中，由信号处理器30连续选择接收单元24，从而使接收单元24的输出被连续选择。全部接收单元24(全部接收信道chi)的连续选择的序列(周期)以其短于发射信号Ss的频率中的变化周期Td的周期(采样周期Ts)而周期性地重复，从而对各个接收信道的拍频信号B的值进行采样。各个接收信道的拍频信号B的采样值被提供到信号处理器30，以便转换为拍频信号B的数字采样值。

在本实施例中，因为每个采样周期Ts连续选择接收单元24(接收信道chi)的输出，所以作为接收单元24(各个接收信道ch1至ch8)的输出的拍频信号分量B1-B8是每个采样周期Ts时分复用的，从而每个采样周期Ts生成拍频信号B；图4A中示出了拍频信号B的波形的一个示例。作为拍频信号分量B1-B8的一个示例，图4B中示出了拍频信号分量B2。

此外，在本实施例中，在发射信号Ss的频率中的一个变化周期Td内每个采样周期Ts重复全部接收信道ch1至ch8(接收单元24)的连续选择的序列，导致拍频信号分量B1-B8中的每一个分量的值的数量被采样；拍频信号分量B1-B8中的每一个分量的采样值的数量被表示为Td/Ts。用于每个序列的相邻接收信道的相邻采样时刻彼此偏移时间间隔tc。

图5示出了示意性地说明了由信号处理器30执行的目标信息检测例程的流程图。具体地，信号处理器30的CPU读取存储在存储单元中的目标信息检测例程，并且执行所述目标信息检测例程。换句话说，每当发射信号Ss的频率中的一个变化周期Td内的各个接收信道的拍频信号B的采样数字值被存储到存储单元中时，目标信息检测例程由信号处理器30的CPU启动。

当启动目标信息检测例程时，在步骤S110中，信号处理器30的CPU将各个接收信道ch1-ch8的拍频信号B的采样数字值分离为拍频信号分量B1-B8中的每一个(接收信道ch1-ch8中的每一个)的采样数字值。

接下来，CPU对于拍频信号分量B1-B8中的拍频信号分量B1-B8i(i＝1，2，..，或8)中的一个拍频信号分量Bi(i＝1，2，...，7，或8)的单独的采样数字值执行复数(complex)FFT(快速傅立叶变换)，其中应用一种FFT算法作为复数FFT算法的一个示例，由此分析拍频信号分量Bi的频率分量。

例如，根据本实施例的CPU对于拍频信号分量Bi的采样数字值的一半(即，调频上升范围中的采样数字值)以及拍频信号分量Bi的采样数字值的另一半(即，调频下降范围中的采样数字值)执行复数FFT。作为复数FFT操作的结果，在步骤S120中获得拍频信号分量Bi(上拍信号Bu和下拍信号Bd)的频率分量；每个频率分量具有强度和相位。

在步骤S120中的复数FFT操作之后，在步骤S130中，CPU提取拍频信号分量Bi的至少一个频率分量，该频率分量的强度显示出局部峰值；所述拍频信号分量Bi的至少一个频率分量将被表示为“被提取的频率分量fb”。

在步骤S130中，CPU校正拍频信号分量Bi的被提取的频率分量fb的相位θi。

具体地，CPU根据下面的等式[4]计算拍频信号分量Bi的被提取的频率分量fb的相位θi的被校正的相位θhi(fb)：

θhi(fb)＝θi(fb)·H1·H2    [4]

其中，

H1＝exp{-j·2π·fb·(i-1)·tc}

H2＝exp{-j·δi}

其中(i-1)·tc表示在第一接收信道ch1被选择时的时刻tl和接收信道chi在ti时刻被选择时的时刻ti之间的逝去时间(ti-tl)，δi表示之前在相应的接收信道chi的接收单元24和接收天线22之间测量到的接收信号Sr的相位滞后，而j表示虚数单位。

具体地，如果相移σ发生在相邻两个接收信道的拍频信号分量之间，则相移σ可以由下面的等式[5]表示：

σ＝2π·fi·(i-1)tc    [5]

因此，乘以“exp{-j·σ}”，也就是，拍频信号分量Bi的至少一个频率分量的相位θi允许由至少一个接收信道的选择引起的拍频信号分量Bi的相移被补偿。

此外，额外的相移(即，相位滞后δi)基于自接收天线22到相应于拍频信号分量Bi的接收信道chi的接收单元24的路径与自接收天线22到相应于可替换的拍频信号分量的相应的接收信道的接收单元24的路径之间的差而发生在拍频信号分量Bi和可替换的拍频信号分量之间。因此，乘以“exp{-j·δi}”，也就是，相位θi和值H1的乘积H2允许相位滞后δi被补偿。

在步骤S130中的相位补偿操作之后，CPU确定步骤S120中的复数FFT操作和步骤S130中的相位补偿操作是否针对相应于步骤S140中的接收信道ch1至ch8的拍频信号分量B1-B8中的每一个已完成。如果确定步骤S120中的复数FFT操作和步骤S130中的相位补偿操作未针对拍频信号分量B1-B8中的每一个已完成(步骤S140中为否)，则CPU返回到步骤S120，并且针对拍频信号分量B1-B8中的另一个拍频信号分量而重复执行步骤S120中的复数FFT操作和步骤S130中的相位补偿操作，直至步骤S120中的复数FFT操作和步骤S130中的相位补偿操作针对拍频信号分量B1-B8中的每一个已完成(步骤S140中为是)。

结果，如果确定步骤S120中的复数FFT操作和步骤S130中的相位补偿操作针对拍频信号分量B1-B8中的每一个已完成(步骤S140中为是)，则CPU进行到步骤S150。

如上所述，在步骤S120中获得了拍频信号分量B1-B8中的每一个的频率分量；每个所述频率分量具有强度和相位。

在步骤S150中，假设拍频信号分量B1-B8中的每一个的频率分量是第1至第n频率分量。

例如，在步骤S150中，CPU计算各个拍频信号分量B1-B8的第一频率分量的强度值的第一均值、各个拍频信号分量B1-B8的第二频率分量的强度值的第二均值、...、以及各个拍频信号分量B1-B8的第n频率分量的强度值的第n均值。

在步骤S150中，CPU提取调频上升范围内的第1至第n频率分量中的频率分量，并且提取调频下降范围内的第1至第n频率分量中的频率分量；被提取的频率分量的相应均值中的每一个均具有局部峰值。此后，调频上升范围内的被提取的频率分量将被称作上拍峰值，而调频下降范围内的被提取的频率分量将被称作下拍峰值。

在步骤S150中，CPU提取成对的一个上拍峰值和一个下拍峰值；一个上拍峰值的强度值和一个下拍峰值的强度值彼此基本相等。

在步骤S150中，CPU基于被提取的一对作为频率fu的上拍峰值和作为频率fd的下拍峰值而根据前述等式[1]和[2]计算雷达设备1和目标之间的距离R和相对速度V。

注意，在步骤S150中，如果CPU提取多个成对的一个上拍峰值和相应的一个下拍峰值，所述一个上拍峰值的强度值基本等于所述下拍峰值的强度值，则CPU基于被提取的成对的作为频率fu的上拍峰值和作为频率fd的下拍峰值中的每一对而根据前述等式[1]和[2]计算雷达设备1和相应的目标之间的距离R和相对速度V。这种配对技术在例如转让给与本申请相同的受让人的美国专利No.6,317,073中公开。因此，该美国专利的公开内容通过引用全部并入本文。

接下来，在步骤S160中，CPU基于拍频信号分量B1，...，B8的上拍和下拍信号的被校正的相位θh1(fb)，...θh8(fb)而执行相位配对方法。

具体地，CPU将成对的被校正的相位θh1(fb)，...θh8(fb)相互比较。例如，在步骤S160中，作为比较的结果，CPU提取调频上升范围中的一对接收信道的被校正的相位的上拍对以及调频下降范围中的一对接收信道的被校正的相位的下拍对；调频上升范围中的被校正的相位对之间的第一相位差的绝对值与调频下降范围中的被校正的相位对之间的第二相位差的绝对值彼此相等，而第一相位差的符号和第二相位差的符号彼此相反。

之后，在步骤S160中，CPU基于一对接收信道的被校正的相位的被提取的上拍对和一对接收信道的被校正的相位的被提取的下拍对而以下面的方式确定至少一个目标的方位：

图12显示了使用了由天线阵列产生的信号的相位而确定目标的方位的原理。假设相邻两个天线之间的中心到中心的间隔是dw，并且雷达波的回波以与天线的平面垂直延伸的直线成角度α而进入每个天线。通常，来自位于相距至少数米的物体的雷达波的回波可以被视为彼此平行地进入天线。因此，等于dw·sinα的光学路径差dl出现在进入接收信道ch1和ch2或ch2和ch3中的相邻两个天线的雷达回波之间。光学路径差dl将使在接收信道ch1和ch2或ch2和ch3中产生的信号具有相位差，该相位差继而表现为在接收信道ch1和ch2或ch2和ch3中产生的拍频信号之间的相位差。在FM-CW雷达中，由光学路径差dl引起的拍频信号之间的相位差ζ可以被表示为下面的等式[6]：

$\mathrm{\ζ}=\frac{2\mathrm{\π}\·\mathrm{dl}}{\mathrm{\λ}}---\left[6\right]$

由天线与以上等式中的雷达回波的入射角α之间的中心到中心的间隔dw表示光学路径差dl，目标的方位(即，入射角α)由下面的等式[7]给出：

$\mathrm{\α}={\sin }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\ζ}\·\mathrm{\λ}}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{dw}}\right)---\left[7\right]$

因此，在步骤S160中，CPU基于根据等式[6]和[7]而计算至少一个目标的方位。

注意，上面的等式[3]可以下面的方式确定。通过所述等式，中心到中心的间隔dw由下面的等式[8]给出：

$\mathrm{dw}=\frac{\mathrm{\ζ}\·\mathrm{\λ}}{2\mathrm{\π}\sin \mathrm{\α}}---\left[8\right]$

可以通过相位比较而确定的相位差ζ在-π＜ζ＜π的范围内。角度范围α(其中具有波束宽度φ的雷达波可以检测到物体)由下面的等式[9]表示：

-φ/2＜α＜φ/2

因此，将ζ＝π和α＝φ/2替换到等式[8]中允许获得前述等式[3]：

实际上，可取的是中心到中心的间隔dw被确定使得目标可以在比波束宽度更宽的范围内被检测到。因此，满足等式[3]的中心到中心的间隔dw使得能够获得关于目标的方位的期望的信息。

如上所述，根据第一实施例的雷达设备1被配置为以等于或小于0.25μs的可变时间间隔连续地选择接收信道ch1-ch8中的任意一个。这种配置允许串行的8个拍频信号分量被视为基本同时输入到信号处理器30。这使得可以基于由各个接收信道ch1-ch8获得的拍频信号分量的相位而确定至少一个目标的方位，与仅使用拍频信号分量的强度值获得的方位相比，其在测量方位中获得提高的精确度。

根据第一实施例的雷达设备1还被配置为补偿由各个接收信道ch1-ch8获得的拍频信号分量的相位中的偏移和/或延迟；这些偏移和/或延迟由拍频信号分量的值的采样时间差以及相应的接收天线22和相应的接收单元24之间的接收信道ch1-ch8的信号路径的长度差引起。这允许基于拍频信号分量的被校正的相位而以高精确度确定与目标的方位相关联的信息。

在第一实施例中，如上所述，自发射天线16发射的雷达波的波束宽度被设置为20度，然而，并不限于该角度。例如，如果相邻两个接收天线22的中心到中心的间隔dw被设置为8mm，则如可从等式[7]中看到的，使接收天线22能接收28.4度(±14.2度)的最大角度范围内的信号。因此，在第一实施例中，自发射天线16发射的雷达波的波束宽度中的增大允许雷达可检测区域加宽到28.4度。

此外，根据第一实施例的雷达设备1被配置为改变针对每个采样周期的接收信道的每个连续选择之间的时间间隔tc的值，从而减小相应于目标的拍频信号的频率分量(其高于被偏移(重叠)的尼奎斯特频率)向低于尼奎斯特的频率分量的偏移(重叠)(见图3)。这种配置允许全部接收信道ch1-ch8的连续选择的每个周期的采样周期Ts的值自其它周期的采样周期Ts的值改变。

换句话说，根据第一实施例的雷达设备1被设计为使得拍频信号(上拍信号和下拍信号)B的采样周期Ts的值和针对全部接收信道ch1-ch8的连续选择的每个序列的时间间隔tc的值不同于拍频信号B的采样周期Ts的值和针对全部接收信道ch1-ch8的连续选择的其它序列的时间间隔tc的值。

这种设计允许上拍信号Bu和下拍信号Bd的采样周期Ts的值和针对全部接收信道ch1-ch8的连续选择的每个周期的时间间隔tc的值与上拍信号Bu和下拍信号Bd的采样周期Ts的值和针对全部接收信道ch1-ch8的连续选择的其它序列的时间间隔tc的值不相关。这减小了相应于目标的拍频信号的频率分量(其高于尼奎斯特频率)向低于尼奎斯特频率的频率分量(混叠)的偏移(重叠)(见图3)。

这使得能够使用拍频信号B的上拍信号Bu的采样值和下拍信号Bd的采样值以高精确度执行配对方法。

换句话说，根据第一实施例的雷达设备1减小了相应于目标的拍频信号的频率分量(其高于尼奎斯特频率)向低于尼奎斯特频率的频率分量的偏移(重叠)，由此正确地检测所述目标，而不将定位为比真正的目标更接近雷达设备1的错误目标作为目标(真正的目标)检测。

根据第一实施例的雷达设备1精确地检测至少一个目标的方位，而不受混叠的不利影响。这免除了通常用于这种雷达设备的反混叠滤波器，使得可以减小雷达设备1a的尺寸。

第二实施例

将参考图6和图7对根据第二实施例的雷达设备2进行说明。

参考图6，雷达设备2包括与根据第一实施例的发射机相同的发射机10、接收机200和信号处理器300。

接收机200适于接收自发射机10发射并且自至少一个目标反射的雷达波的回波，并且基于发射的雷达波的回波和与发射的雷达波具有相同频率的本地信号而生成拍频信号。例如，接收机200包括多个接收天线22、接收单元24a、开关26和选择信号发生器28。

接收天线22与根据第一实施例的接收天线相同。

接收单元24a包括高频混频器，其可选择地连接到接收天线22的任意一个输出。

开关26响应于自选择信号发生器28输入的选择信号Xr，以在任意一个接收天线22和接收单元24之间建立通信，由此选择任意一个接收信号Sr。作为开关26，可以使用PIN二极管开关、MESFET(金属-半导体FET)、例如RF-MEMS开关等的高频开关或类似物。

接收单元24a适于将所选择的接收信号Sr与自分配器14提供的本地信号L混合，以生成拍频信号B，该拍频信号B包括与接收信号Sr与本地信号L之间的频率差相等的频率分量。

与第一实施例相同，接收机200具有8个接收信道ch1-ch8，每个接收信道包括相应的一个接收天线22和经过开关26的接收单元24a，并且接收单元ch1-ch8生成拍频信号B。

选择信号发生器28用作用于生成选择信号Xr以控制开关26的装置(选择控制装置)。具体地，如图7中所示，选择信号发生器28适于生成选择信号Xr，该选择信号Xr以接收信道ch1、ch2、ch3、...、和ch8的顺序连续改变接收天线22(接收信道ch1-ch8)的选择。注意，选择信号Xr是具有时间间隔tc的一系列脉冲，并且还被提供到信号处理器300。开关26适于在选择信号Xr的脉冲每次被输入到其中时转换要被选择的接收信道。

也就是，选择信号Xr是控制信号，其控制开关26以接收信道ch1、ch2、ch3、...、和ch8的顺序连续地改变接收天线22(接收信道ch1-ch8)的选择。

在例如信号处理器300的控制下，选择信号发生器28周期性地生成选择信号Xr，由此重复全部接收信道ch1-ch8的连续选择的周期；全部接收信道ch1-ch8的连续选择的周期(采样周期)Ts短于发射信号Ss的频率的变化周期Td。

在第二实施例中，接收信道的连续选择的每一个之间的时间间隔tc针对每个采样周期Ts而改变。换句话说，采样周期Ts针对全部接收信道的连续选择的每个序列(周期)而改变。

例如，如图3中所示，选择信号发生器28将时间间隔tc设置为值tc1[ns]以用于全部接收信道的连续选择的第一序列，并且选择信号发生器28将时间间隔tc设置为与值tc1不相等的值tc2[ns]。在本实施例中，时间间隔tc的值可以被设置为等于或小于例如0.25μs。

也就是，在本实施例中，选择信号发生器28至少改变用于全部接收信道的连续选择的第n序列的时间间隔tc的值，使得用于全部接收信道的连续选择的第n序列的时间间隔tc的值不同于用于全部接收信道的连续选择的第(n-1)序列的时间间隔tc的值(n是等于或大于2的整数)。换句话说，选择信号发生器28至少改变用于全部接收信道的连续选择的第n序列的采样周期Ts，使得用于全部接收信道的连续选择的第n序列的采样周期Ts不同于用于全部接收信道的连续选择的第(n-1)序列的采样周期Ts。

也就是，接收机200包括相应于各个接收天线22的8个接收信道ch1-ch8，并且全部接收信道ch1-ch8分时共用单个接收单元24a。

与第一实施例相同，自发射天线16发射的雷达波的波束宽度被设置为覆盖可由雷达设备2检测到的整个区域，并且中心到中心的间隔dw被设置为8mm。

信号处理器300具有以下功能：每个采样周期Ts对各个接收信道的拍频信号B的值进行采样，并且使用各个接收信道的拍频信号B的采样值来执行配对方法，由此至少获得目标的位置信息。

具体地，信号处理器300包括典型的微型计算机，该微型计算机包括CPU、存储单元(ROM和/或RAM)和I/O。信号处理器300还包括A/D转换器，该A/D转换器与选择信号Xr的脉冲的输入同步操作，从而将接收机200的各个接收信道的拍频信号B的采样值转换为接收机200的各个接收信道的拍频信号B的数字值，使得各个接收信道的拍频信号B的数字采样值被存储在存储单元中。信号处理器300还包括算术处理单元，该算术处理单元用于对各个接收信道的拍频信号B的数字采样值执行快速傅立叶变换(FFT)的操作。

在根据上述构造的第二实施例的雷达设备2中，被调制为使得其频率周期性地增大和减小的高频信号由振荡器12生成并且在能量上被分割为发射信号Ss和本地信号L。发射信号Ss作为雷达波自发射天线16放射。

自发射机10发射并且自包括目标的物体反射的雷达波的回波由全部接收天线22接收，使得相应于由接收开关26选择的接收信道chi(i＝1-8中的任意一个)的接收信号Sr被提供到接收单元24a。

也就是，通过接收信道ch1-ch8的接收信号Sr中的任意一个被连续地选择。通过接收信道ch1-ch8的接收信号Sr的连续选择的循环被周期性地重复，其周期(采样周期Ts)短于发射信号Ss的频率的变化周期Td，使得对各个接收信道的拍频信号B的值进行采样。各个接收信道的拍频信号B的采样值被提供到信号处理器300，以被转换为拍频信号B的数字采样值。

在本实施例中，因为接收信道chi的接收信号Sr在每个序列中均被连续选择，所以作为各个接收信道ch1-ch8的输出的拍频信号分量B1-B8在每个序列中均是时分复用的，从而每个序列生成拍频信号B；图4A中示出了拍频信号B的波形的示例。作为拍频信号分量B1-B8的示例，图4B中示出了拍频信号分量B2。

此外，在本实施例中，全部接收信道ch1-ch8的连续选择的序列(周期)以发射信号Ss的频率的一个变化周期Td内的每个采样周期Ts而重复，使得拍频信号分量B1-B8中的每一个的值的数量被采样；拍频信号分量B1-B8中的每一个的采样值的数量被表示为Td/Ts。用于每个序列的相邻接收信道的相邻采样时刻以时间间隔tc彼此偏移。

除以下几点外，由根据本实施例的信号处理器300执行的目标信息检测例程与根据第一实施例的目标信息检测例程基本相同。为此，下面将根据图5对以下几点进行主要说明。

当启动目标信息检测例程时，信号处理器30的CPU执行步骤S110-S130中的操作。在步骤S130中，CPU基于以下参数根据前述等式[4]计算拍频信号分量Bi的被提取的频率分量fb的相位θi的被校正的相位θhi(fb)：当第一接收信道ch1被选择时的时刻t1与当接收信道chi在时刻ti被选择时的时刻ti之间的逝去时间(ti-t1)，也就是，(i-1)·tc，以及表示之前在相应的接收信道chi的接收天线22和接收单元24a之间测量的接收信号Sr的相位滞后的δi。

此后，CPU执行步骤S140-160中的操作，由此计算目标的方位。

如上所述，根据第二实施例的雷达设备2被配置为使得接收信道ch1-ch8时分共享接收单元24。除了由根据第一实施例的雷达设备1实现的技术效果外，这种构造实现的技术效果是免除提供多个昂贵的接收单元的需要，使得减小了雷达设备2的尺寸并且降低了雷达设备2的成本。

第三实施例

将参考图8对根据第三实施例的雷达设备进行说明。因为根据第三实施例的雷达设备的结构与根据第一实施例的雷达设备1的结构相同，所以省略了根据第三实施例的雷达设备的结构的说明。根据第三实施例的雷达设备和雷达设备1之间的不同点在于将被连续选择的接收信道ch1、ch2、ch3、...、和ch8的顺序。

具体地，雷达设备1针对每个采样周期Ts以接收信道ch1、ch2、ch3、...、和ch8的相同的顺序连续地选择接收信道ch1-ch8。

然而，根据第三实施例的雷达设备被配置为针对各个序列以随机的顺序连续地选择接收信道ch1-ch8。

例如，如图8中所示，根据第三实施例的雷达设备被配置为针对一个周期(采样周期Ts的一个值)以ch1→ch4→ch6→ch3→ch2→ch7→ch8→ch5的顺序连续地选择接收信道ch1-ch8，并且针对另一个周期(采样周期Ts的另一个值)以ch5→ch1→ch3→ch4→ch2→ch7→ch6→ch8的顺序连续地选择接收信道ch1-ch8。

这种配置避免了由接收信道ch1-ch8的连续选择的顺序引起的接收信号Sr的相位中不变的差异，由此减少了目标的被测量的方位中的误差；这些误差是由于接收信道ch1-ch8的连续选择的顺序引起的。这由此免除了基于步骤S130中的系数H1对拍频信号分量Bi的被提取的频率分量fb的相位θi的补偿。

本公开不限于前述实施例，并且由此可以被修改或变形。

例如，第一至第三实施例中的每一个均设置有作为接收天线22的喇叭天线，但也可根据相应的雷达设备和/或安装有相应的雷达设备的空间要使用的频带来使用例如贴片天线等的与喇叭天线在形式和特性上不同的另一种类型的天线。

在第一至第三实施例中的每个实施例中，发射天线16的波束宽度被设置为20度，但本公开不限于此。当中心到中心的间隔dw被设置为8mm时，如可从等式[7]中看到的，接收天线20可以接收28.4度(±14.2度)的最大角度范围内的信号。为此，将自发射天线16发射的雷达波的波束宽度的增大允许雷达可检测区域容易地加宽到28.4度。

虽然本文说明了本公开的示例性实施例，但本公开不限于本文说明的实施例，而是如本领域技术人员基于本公开所理解的那样，包括被修改、省略、组合(例如，组合各个实施例的多个方面)、改造和/或替换的任意和全部实施例。权利要求中的限定基于权利要求中应用的语言被宽泛地解释，而不限于在本申请的起诉期间或本说明书中说明的示例，所述示例被视为是非排他的。

Claims (7)

1.一种雷达设备，包括：

发射机，其被配置为生成在频率上被调制为随时间周期性地改变的发射信号，并且将所述发射信号作为雷达波发射；

接收机，其包括多个接收信道，所述多个接收信道中的每一个被配置为接收来自目标的雷达波的回波以作为接收信号；

所述接收机被配置为基于所述多个接收信道的接收信号和本地信号输出拍频信号，所述本地信号具有与所述发射信号的频率相同的频率，所述拍频信号包括所述多个接收信道的输出；以及

信号处理器，其被配置为：

以时间间隔连续地选择所述多个接收信道的输出，并且以采样周期重复所述多个接收信道的输出的连续选择的序列，由此对所述拍频信号的值进行采样；

提取至少一对在所述拍频信号的调频上升范围中的所述拍频信号的采样值之一的第一频率分量和在所述拍频信号的调频下降范围中的所述拍频信号的采样值之一的第二频率分量，所述拍频信号的第一频率分量和第二频率分量中的每一个具有所述拍频信号的局部峰值强度；以及

基于所述至少一对所述拍频信号的第一和第二频率分量而获得所述目标的位置信息，

其中，所述信号处理器被配置为改变用于所述多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的所述时间间隔的值，使得用于所述多个接收信道的输出的连续选择的当前序列的所述时间间隔的值不同于用于所述多个接收信道的输出的连续选择的之前序列的所述时间间隔的值。

2.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述多个接收信道包括：

多个接收天线，每个接收天线被配置为接收来自所述目标的雷达波的回波以作为所述接收信号；以及

分别连接到所述多个接收信道的多个接收单元，所述多个接收单元中的每一个被配置为混合所述接收信号的相应的一个与所述本地信号，所述接收机被配置为基于所述多个接收单元的输出将所述拍频信号作为所述多个接收信道的输出而输出，

其中，所述信号处理器被配置为以所述时间间隔连续地选择所述多个接收单元的输出并且以所述采样周期重复所述多个接收单元的输出的连续选择的序列，由此对所述拍频信号的值进行采样。

3.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述多个接收信道包括：

多个接收天线，每个接收天线被配置为接收来自所述目标的雷达波的回波以作为所述接收信号；

接收单元；以及

开关，其被配置为连续地选择来自所述多个接收天线的接收信号，所述接收信号将被提供到所述接收单元，所述接收单元被配置为混合所连续选择的接收信号和所述本地信号，以输出基于所述接收单元的连续输出的所述拍频信号，

其中，所述信号处理器被配置为通过所述开关基于来自所述多个接收天线的接收信号的连续选择而连续地选择所述多个接收信道的输出。

4.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述多个接收信道具有预定的布置，并且所述信号处理器被配置为以所述多个接收信道的预定的布置的顺序连续地选择所述多个接收信道的输出。

5.根据权利要求2所述的雷达设备，其中所述多个接收天线成直线布置。

6.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述信号处理器被配置为校正在所述拍频信号的调频上升范围中的所述拍频信号的第一频率分量的相位和在所述拍频信号的调频下降范围中的所述拍频信号的第二频率分量的相位。

7.根据权利要求1所述的雷达设备，其中所述信号处理器被配置为针对所述多个接收信道的输出的连续选择的各个序列而以随机顺序连续地选择所述多个接收信道的输出。

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