CN102541142A - 比较器、利用该比较器的开关调节器的控制电路、开关调节器、电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种具有新颖的输出逻辑的比较器。比较器(100)将输入电压(VIN)与基准电压(VREF)进行比较。差分放大电路(10)包含控制端子被施加基准电压(VREF)的第一输入晶体管(Mi1)、及控制端子被施加输入电压(VIN)的第二输入晶体管(Mi2)。输出段(20)接收差分放大电路(10)的输出信号(Vx)，并将对应于该输出信号(Vx)的信号作为表示比较结果的输出信号(SOUT)加以输出。反馈电路(30)接收输出段(20)的输出信号(SOUT)，如果输出信号(SOUT)从第一电平转变为第二电平，那么以输出信号(SOUT)恢复为第二电平的方式向差分放大电路(10)或输出段(20)反馈。

Description

比较器、利用该比较器的开关调节器的控制电路、开关调节器、电子设备
技术领域
本发明涉及一种比较器。
背景技术
在电子电路中，利用了比较两个电压的比较器。比较器比较两个输入电压V1、V2，并生成表示比较结果的输出信号。一般的比较器的输出信号在V1＞V2时成为第一电平(例如高电平)，在V1＜V2时成为第二电平(例如低电平)。
发明内容
然而，根据比较器的用途的不同，也有时需要其他输出信号而并非如上所述的输出信号。具体而言，如果有可生成如下输出信号的比较器就方便了，即，在两个电压中的一个电压V1低于另一个电压V2时立即转变为第一电平(例如高电平)，之后，不管两个电压V1、V2的大小关系而立即恢复为第二电平(低电平)。
本发明是鉴于所述课题而完成的，其某一型态的例示性的目的之一在于提供一种具有新颖的输出逻辑的比较器。
本发明的某一型态涉及一种将输入电压与基准电压进行比较的比较器。比较器包含：差分放大电路，其包含控制端子被施加基准电压的第一输入晶体管、及控制端子被施加输入电压的第二输入晶体管；输出段，其接收差分放大电路的输出信号，并将对应于该输出信号的信号作为表示比较结果的输出信号加以输出；及反馈电路，其接收输出段的输出信号，如果该输出信号从第一电平转变为第二电平，那么以输出信号恢复为第二电平的方式向差分放大电路或输出段反馈。
根据该型态，如果比较器的输出信号的电平转变，那么可立即通过反馈电路，将比较器的输出信号恢复为原本的电平。也就是，可生成下述输出信号：在输入电压与基准电压交叉时发生电平转变，之后，立即恢复为原本的电平。
本发明的另一型态涉及一种包含开关晶体管及同步整流用晶体管的降压型开关调节器的控制电路。控制电路包含：脉宽调制器，其生成指示开关晶体管及同步整流用晶体管的导通、断开的脉宽调制信号，且以和开关调节器的输出电压对应的反馈电压与基准电压接近的方式调节脉宽调制信号的占空比；脉冲频率调制器，其生成指示开关晶体管及同步整流用晶体管的导通、断开的脉冲频率调制信号，且以和开关调节器的输出电压对应的反馈电压接近于基准电压的方式调节脉冲频率调制信号的占空比；及模式控制部，其在根据脉宽调制信号驱动开关晶体管及同步整流用晶体管的第一模式、与根据脉冲频率调制信号驱动开关晶体管及同步整流用晶体管的第二模式之间切换。模式控制部包含：所述比较器，其第一输入端子接收对应于输出电压的反馈电压，第二输入端子接收规定的基准电压；及判定部，其在开关晶体管的栅极信号表示开关晶体管的断开的期间，如果比较器的输出信号转变为表示反馈电压低于基准电压的电平，那么从第二模式切换为第一模式。
根据该型态，可减少开关调节器的输出电压的波动。
本发明的进而另一型态是一种开关调节器。该开关调节器包含所述控制电路。
本发明的进而另一型态是一种电子设备。该电子设备包含所述开关调节器。
另外，以上的构成要素的任意组合、或者将本发明的构成要素或表现在方法、装置、系统等之间相互调换的型态也作为本发明的型态而有效。
[发明的效果]
根据本发明的某一型态，可提供具有新颖的输出逻辑的比较器。
附图说明
图1是表示第一实施方式的比较器的构成的电路图。
图2是表示图1的比较器的动作的时序图。
图3是表示图1的比较器的变形例的电路图。
图4是表示第二实施方式的比较器的构成的电路图。
图5是表示图4的比较器的变形例的电路图。
图6是表示包含开关调节器的电子设备的构成的电路图。
图7是关于图6的开关调节器的脉冲频率调制器的电路图。
图8是表示图7的脉冲频率调制器的动作的时序图。
图9(a)、(b)是表示从第二模式向第一模式的切换判定的动作的时序图。
[符号的说明]
1    电子设备
2    负载电路
4    开关调节器
10   差分放大电路
11   输入差分对
12   电流镜电路
14   尾电流源
20   输出段
22   偏置电流源
24   输出晶体管
26   反相器
28   缓冲器
30   反馈电路
32   反馈晶体管
34   反馈控制电路
100  比较器
120  驱动器
122  比较器
202  脉宽调制器
204  脉冲频率调制器
206  模式控制部
140  峰值电流检测电路
150  零电流检测电路。
Mi1  第一输入晶体管
Mi2  第二输入晶体管
P1   第一输入端子
P2   第二输入端子
P3   输出端子
M1   开关晶体管
M2   同步整流用晶体管
具体实施方式
以下，一边参照附图一边基于优选的实施方式说明本发明。对于各附图所示的同一或同等的构成要素、构件、处理，附上同一符号，并适当省略重复的说明。另外，实施方式并不限定发明而是例示，实施方式中记述的所有特征及其组合并不一定是发明的本质上的特征。
本说明书中，所谓「构件A与构件B连接的状态」，除构件A与构件B物理性地直接连接的情形以外，还包括构件A与构件B经由不影响电连接状态的其他构件而间接地连接的情形。
同样，所谓「构件C设置在构件A与构件B之间的状态」，除构件A与构件C、或者构件B与构件C直接连接的情形以外，还包括经由不影响电连接状态的其他构件而间接地连接的情形。
(第一实施方式)
图1是表示第一实施方式的比较器100的构成的电路图。比较器100将输入至第一输入端子P1的基准电压VREF、与输入至第二输入端子P2的输入电压VIN进行比较，并将对应于比较结果的输出信号SOUT从输出端子P3输出。第一输入端子P1是非反转输入端子(+)，第二输入端子P2是反转输入端子(-)，在比较器100中，如果输入电压VIN低于基准电压VREF，那么生成被断言(高电平)的输出信号SOUT。
比较器100包含设置在输入段的差分放大电路10、输出段20、及反馈电路30。
差分放大电路10包含输入差分对11、电流镜电路12、尾电流源14。差分放大电路10为一般的构成。输入差分对11包含第一输入晶体管Mi1及第二输入晶体管Mi2。第一输入晶体管Mi1及第二输入晶体管Mi2是P通道MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。第一输入晶体管Mi1的控制端子(栅极)与第一输入端子P1连接，且被施加基准电压VREF。第二输入晶体管Mi2的栅极与第二输入端子P2连接，且被施加基准电压VREF。
电流镜电路12作为负载而连接于输入差分对11。晶体管M11、M12的栅极彼此连接、源极也彼此连接。晶体管M11的栅极漏极间相连接。也就是，晶体管M11成为电流镜电路12的输入侧。电流镜电路12以在输入侧接收流经第一输入晶体管Mi1的电流的方式与输入差分对11连接。尾电流源14对输入差分对11供给尾电流It。
输出段20接收差分放大电路10的输出电压Vx，并将对应于该输出电压Vx的信号作为输出信号SOUT加以输出。具体而言，输出段20接收输入差分对11与电流镜电路12的连接点Nx的电压Vx，并输出对应于该电压Vx的输出信号SOUT。图1中，输出段20接收第二输入晶体管Mi2与电流镜电路12的连接点Nx的电压。输出段20的构成并无特别限定，例如包含偏置电流源22、输出晶体管24、反相器26。输出晶体管24的栅极被输入来自差分放大电路10的电压Vx。偏置电流源22与输出晶体管24的漏极连接，对输出晶体管24供给偏置电流。反相器26接收输出晶体管24的漏极Ny的电压Vy，并将该电压Vy转换为高电平/低电平二值的输出信号SOUT后加以输出。
反馈电路30接收输出段20的输出信号SOUT，如果输出信号SOUT从表示否定的电平(低电平)转变为表示断言的电平(高电平)，那么以输出信号SOUT恢复为表示否定的低电平的方式向差分放大电路10或输出段20反馈。图1中，反馈电路30将输出信号SOUT向差分放大电路10的输入部反馈。
反馈电路30包含反馈晶体管32及反馈控制电路34。反馈晶体管32与第一输入晶体管Mi1为同型，也就是P通道MOSFET，且与第一输入晶体管Mi1并联设置。反馈控制电路34根据输出段20的输出信号SOUT，控制反馈晶体管32。具体而言，反馈控制电路34是反相器，将输出段20的输出信号SOUT反转后输出至反馈晶体管32的栅极。
反馈晶体管32也可以解释为三输入的差分放大电路的一部分。这时，可以理解为反馈控制电路34将输出信号SOUT向三输入差分放大电路的输入端子之一反馈。
以上是比较器100的构成。接着，对该比较器100的动作进行说明。图2是表示图1的比较器100的动作的时序图。在时刻t0，输入电压VIN高于基准电压VREF，尾电流It主要向第一输入晶体管Mi1侧流动。这时，输出信号SOUT是低电平。反馈信号S3是高电平，从而反馈晶体管32断开。
随着输入电压VIN下降，流经第二输入晶体管Mi2的电流增加。然后，在时刻t1，输入电压VIN与基准电压VREF交叉，之后，向第二输入晶体管Mi2侧流动的电流变得更大，差分放大电路10的输出电压Vx上升。如果输出电压Vx上升，那么电压Vy下降。如果电压Vy低于反相器26的临界电压，那么输出信号SOUT被断言(高电平)。从时刻t1到t2，存在某种延迟τ1。
如果输出信号SOUT转变为高电平，那么反馈信号S3转变为低电平(接地电压为0V)，反馈晶体管32强烈地导通。结果，至此为止支配性地流经第二输入晶体管Mi2的尾电流1t流经反馈晶体管32，差分放大电路10的输出电压Vx急剧下降。如果输出电压Vx下降，那么输出信号SOUT在某种传输延迟τ2后的时刻t3转变为低电平。然后，反馈晶体管32断开。
以上是比较器100的动作。根据该比较器100，可生成下述输出信号SOUT：在一个电压VIN低于另一个电压VREF时立即被断言(高电平)，之后，不管两个电压V1、V2的大小关系而立即被否定(低电平)。
图3是表示图1的比较器的变形例的电路图。图3中，晶体管M12的栅极源极间相连接，电流镜电路12中晶体管M12侧成为输入。差分放大电路10a将第一输入晶体管Mi1与电流镜电路12的输出侧的晶体管M11的连接点Nx的电压Vx输出至输出段20a。图3的电压Vx变化为与图1的电压Vx相反的方向。图3的输出段20a包含缓冲器28来代替图1的反相器26。通过缓冲器28，输出的逻辑电平与图1等价。
图3的比较器100a也与图1的比较器100同样地，可生成在从低电平(否定)转变为高电平(断言)时立即恢复为低电平(否定)的输出信号SOUT。
(第二实施方式)
图4是表示第二实施方式的比较器100b的构成的电路图。比较器100b与第一实施方式同样地，将输入至第一输入端子P1的基准电压VREF、与输入至第二输入端子P2的输入电压VIN进行比较，并将对应于比较结果的输出信号SOUT从输出端子P3输出。第一输入端子P1是非反转输入端子(+)，第二输入端子P2是反转输入端子(-)。
第一实施方式中，反馈电路30向差分放大电路10的输入反馈输出信号SOUT。与此相对，第二实施方式中，反馈电路30b向输出段20的输入IN反馈输出信号SOUT。图4的差分放大电路10及输出段20的构成与图1相同。
反馈电路30b包含反馈晶体管32b、及反馈控制电路34b。反馈晶体管32b是N通道MOSFET，且设置在输出段20的输入端子IN、与作为固定电压端子的接地端子之间。反馈控制电路34b将输出段20的输出信号SOUT以本身的逻辑输出至反馈晶体管32b的栅极。
以上是比较器100b的构成。接着，对该比较器100b的动作进行说明。
如果输入电压VIN低于基准电压VREF，那么差分放大电路10的输出电压Vx上升，输出信号SOUT转变为高电平。接收该输出信号SOUT，反馈晶体管32b的栅极电压S3转变为高电平，反馈晶体管32b导通，输出段20的输入电压Vx被拉低，而急剧下降。如果输入电压Vx下降，那么输出信号SOUT转变为低电平。
如上所述，图4的比较器100b也可与图1的比较器100同样地生成变化的输出信号SOUT。
图5是表示图4的比较器的变形例的电路图。差分放大电路10a及输出段20a与图3相同。反馈晶体管32c是P通道MOSFET，且设置在输出段20a的输入端子IN与作为固定电压端子的电源端子VDD之间。反馈控制电路34c根据输出段20a的输出信号SOUT，控制反馈晶体管32c。具体而言，反馈控制电路34c将输出段20a的输出信号SOUT反转后输出至反馈晶体管32c的栅极。
以上是比较器100c的构成。接着，对该比较器100c的动作进行说明。
如果输入电压VIN低于基准电压VREF，那么差分放大电路10a的输出电压Vx下降，输出信号SOUT转变为高电平。接收该输出信号SOUT，反馈晶体管32c的栅极电压S3转变为低电平，反馈晶体管32c导通，输出晶体管24的输入电压Vx被拉高，而急剧上升。如果输入电压Vx上升，那么输出信号SOUT转变为低电平。
如上所述，图5的比较器100c也可与图4的比较器100b同样地生成变化的输出信号SOUT。
以上，基于若干实施方式及变形例，对比较器进行了说明。图1～图5中，说明了包含P通道MOSFET的差分对的差分放大电路，但差分对也可由N通道MOSFET构成。这时，只要将P通道MOSFET与P通道MOSFET调换，并且颠倒电源端子与接地端子即可。
另外，实施方式及变形例中，说明了比较器的输出信号为正逻辑，即，断言为高电平、否定为低电平的构成，但本发明并不限定于此，也可以应用于断言为低电平、否定为高电平的负逻辑的输出信号。这时，只要使信号的电平适当反转，或者将晶体管的P通道与N通道调换即可。
只要是本领域的技术人员便可理解这些变形也包含在本发明的范围内。
接着，对图1～图5的比较器的优选的应用进行说明。图6是表示包含开关调节器的电子设备的构成的电路图。
电子设备1是以例如手机终端、数码相机、数码摄像机、PDA(Personal DigitalAssistants，个人数字助理)为首的电池驱动型的装置。电子设备1包含开关调节器4及负载2。开关调节器4是降压型开关调节器，从未图示的电池或电源适配器接收直流的输入电压VIN，生成将该输入电压VIN降压并稳定化的输出电压VOUT，而供给至负载2。负载2是以DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)、液晶驱动器、声频电路为首的电子电路，但并无特别限定。
开关调节器4包含控制电路6、电感L1、输出电容C1。表示了开关晶体管M1及同步整流用晶体管M2内置在控制电路6中的情形，但也可以是开关晶体管M1及同步整流用晶体管M2设置在控制电路6的外部的离散元件。
包含开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2、电感L1、输出电容C1的输出电路的拓扑与一般的同步整流型开关调节器相同。
控制电路6包含两个调制器。第一调制器是脉宽调制器202，第二调制器是脉冲频率调制器204。脉宽调制器202在高负载状态下变得活跃，生成脉宽调制(PWM，Pulse-Width Modulation)信号SPWM，并供给至驱动器120。另一方面，脉冲频率调制器204在低负载状态下变得活跃，生成脉冲频率调制(PFM，Pulse Frequency Modulation)信号SPFM，并供给至驱动器120。驱动器120在高负载状态下根据PWM信号SPWM、在低负载状态下根据PFM信号SPFM，驱动开关晶体管M1与同步整流用晶体管M2。
脉宽调制器202是所谓的滞环控制方式的调制器，包含比较器(误差比较器)122与反馈电路124。电阻R1、R2将开关调节器4的输出电压VOUT分压。比较器122将经分压的输出电压VOUT′与基准电压VREF进行比较。反馈电路124包含反馈电容CFB、反馈电阻RFB，将在开关晶体管M1与同步整流用晶体管M2的连接点LX产生的开关电压VLX重叠于比较器122的反转输入端子。在开关SW1导通时，脉宽调制器202变得活跃。以与开关调节器4的输出电压VOUT对应的反馈电压VFB接近于基准电压VREF的方式调节PWM信号SPWM的占空比。另外，脉宽调制器202的构成并无特别限定，也可以是使用振荡器的其他构成的调制器。
脉冲频率调制器204以与开关调节器4的输出电压VOUT对应的反馈电压VFB与基准电压VREF一致的方式调节PFM信号SPFM的占空比(频率)。
例如脉冲频率调制器204是峰值电流模式的调制器，脉冲频率调制器204除包含比较器122以外还包含控制电路208。
比较器122将经分压的输出电压VFB与基准电压VREF进行比较，如果反馈电压VFB低于基准电压VREF，那么生成高电平的比较信号S101。控制电路208在比较信号S101成为高电平之后，在某期间，将频率调制信号SPFM设为高电平，而使开关晶体管M1导通。由此，输出电压VOUT上升。接着，在某期间，使同步整流用晶体管M2断开。之后，如果频率调制信号SPFM变为低电平，那么开关晶体管M1与同步整流用晶体管M2均断开。于是，输出电压VOUT缓缓下降，比较信号S101再次变为高电平。脉冲频率调制器204反复进行该动作，间歇地使开关晶体管M1导通，由此使输出电压VOUT的谷底电平稳定化为基准电压VREF。
模式控制部206将开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2在根据PWM信号SPWM进行驱动的第一模式(高负载模式)、与根据PFM信号SPFM进行驱动的第二模式(低负载模式)之间切换。模式控制部206在从第二模式向第一模式的切换判定中，利用比较器122的输出信号S101。在开关晶体管M1的栅极信号PG表示开关晶体管M1的断开的期间、即栅极信号PG的高电平时，如果比较器122的输出信号S101转变为表示反馈电压VFB低于基准电压VREF的电平(高电平)，那么模式控制部206从第二模式切换为第一模式。
例如模式控制部206包含AND栅极210、及触发器212。AND栅极210生成栅极信号PG与比较器122的输出信号S101的逻辑积。触发器212将AND栅极210的输出锁存。另外，模式控制部206的构成并不限定于此，也可以是能进行所述判定的构成。
图7是关于图6的开关调节器4的脉冲频率调制器204的电路图。脉冲频率调制器204除包含比较器122以外还主要包含峰值电流检测电路140、零电流检测电路150。
如果比较信号S101成为高电平，那么使开关晶体管M1导通。在开关晶体管M1导通的期间，峰值电流检测电路140启动。峰值电流检测电路140在流经开关晶体管M1的电流IL达到规定的峰值电流IPEAK时，将信号ICOMP_P断言(高电平)。
电流源142生成对应于峰值电流IPEAK的基准电流IREF。如果将晶体管144的导通电阻设为RON1，那么产生基准电压VREF_P＝VIN-IREF×RON1。
如果将开关晶体管M1的导通电阻设为RM1，那么开关端子LX的电压VLX以
VLX＝VIN-RM1×IL
提供。比较器146通过比较电压VLX与VREF_P，而将线圈电流IL与峰值电流IPEAK进行比较。OR栅极148取得比较器146的输出与信号SPFM的逻辑和，而生成信号ICOMP_P。
零电流检测电路150在同步整流用晶体管M2导通的期间启动。零电流检测电路150在流经同步整流用晶体管M2的电流IL下降至零附近的临界值时，将信号ICOMP_N断言(高电平)。零电流检测电路150包含电流源152、晶体管154、比较器156、AND栅极158。零电流检测电路150的构成是颠倒峰值电流检测电路140而成，因此省略说明。
然后，开关晶体管M1、同步整流用晶体管M2均断开的状态持续，输出电压VOUT下降。如果反馈电压VFB下降至基准电压VREF，那么比较信号S101被断言，开关晶体管M1再次导通。
单触发电路130接收比较信号S101，生成以该比较信号S101的上升沿为始点而在规定期间内被断言(高电平)的信号S102。触发器FF1的输出在信号S102被断言时成为高电平。反相器160将触发器FF1的输出反转而生成PFM信号SPFM。信号SPFM经由驱动器120而输入至开关晶体管M1的栅极。也就是，在比较信号S101被断言时开关晶体管M1导通。
对触发器FF1的重置端子输入ICOMP_P信号。通过ICOMP_P信号，使触发器FF1的输出信号恢复为低电平。也就是，在线圈电流IL达到峰值电流IPEAK时开关晶体管M1断开。
触发器FF2的输出在ICOMP_N信号被断言时成为高电平。触发器FF2根据同步整流用晶体管M2的栅极信号NG而被重置。反相器162将触发器FF2的输出反转。AND栅极164生成表示PFM信号SPFM与反相器162的输出S103的逻辑积的信号S104。驱动器120根据信号S104驱动同步整流用晶体管M2。
以上是脉冲频率调制器204的具体构成例。图8是表示图7的脉冲频率调制器204的动作的时序图。
返回至图6。图1～图5中所说明的比较器可优选地应用于图6的比较器122。原因在于，比较器122无需检测反馈电压VFB高于基准电压VREF，只要检测反馈电压VFB低于基准电压VREF就足够了。
说明使用图1～图5的比较器作为图6的比较器122的优点。该优点通过与比较器122使用具有通常的输出逻辑的一般的比较器的情形的动作对比便可明确。图9(a)、(b)是表示从第二模式向第一模式的切换判定的动作的时序图。图9(a)表示使用一般的输出逻辑的比较器的情形的动作，图9(b)表示使用图1～图5的比较器的情形的动作。
参照图9(a)。如果使用以往的比较器，那么在比较器122的输出S101成为高电平之后，由于比较器122本身的延迟，虽然反馈电压VFB高于基准电压VREF，但比较器122的输出S101仍持续高电平。结果，虽然已生成足以驱动负载的输出电压，但仍判定向第一模式切换，从而效率恶化。
与此相对，如果使用图1～图5的比较器，那么在比较信号S101转变为高电平之后，立即转变为低电平。因此，不会向第一模式切换，而可持续第二模式，从而可实现高效率动作。
已基于实施方式并使用具体的用语说明了本发明，但实施方式仅表示本发明的原理、应用，实施方式中，在不脱离权利要求中所规定的本发明的思想的范围内，认可多个变形例或配置的变更。

Claims (9)

1.一种比较器，其将输入电压与基准电压进行比较，其特征在于包含：
差分放大电路，其包含控制端子被施加所述基准电压的第一输入晶体管、及控制端子被施加所述输入电压的第二输入晶体管；
输出段，其接收所述差分放大电路的输出信号，并将对应于该输出信号的信号作为表示比较结果的输出信号加以输出；及
反馈电路，其接收所述输出段的输出信号，如果该输出信号从表示否定的电平转变为表示断言的电平，那么以所述输出信号恢复为表示所述否定的电平的方式向所述差分放大电路或所述输出段反馈。
2.根据权利要求1所述的比较器，其特征在于：
所述反馈电路包含：
反馈晶体管，其与所述第一输入晶体管并联设置；及
反馈控制电路，其根据所述输出段的输出信号，控制所述反馈晶体管。
3.根据权利要求2所述的比较器，其特征在于：
所述第一、第二输入晶体管及所述反馈晶体管是P通道MOSFET；
所述反馈控制电路包含将所述输出段的输出信号反转后输出至所述反馈晶体管的栅极的反相器。
4.根据权利要求1所述的比较器，其特征在于：
所述反馈电路包含：
反馈晶体管，其设置在所述输出段的输入端子与固定电压端子之间；及
反馈控制电路，其根据所述输出段的输出信号，控制所述反馈晶体管。
5.根据权利要求4所述的比较器，其特征在于：
所述反馈晶体管是设置在所述输出段的输入端子与电源端子之间的P通道MOSFET；
所述反馈控制电路包含将所述输出段的输出信号反转后输出至所述反馈晶体管的栅极的反相器。
6.根据权利要求4所述的比较器，其特征在于：
所述反馈晶体管是设置在所述输出段的输入端子与接地端子之间的N通道MOSFET；
所述反馈控制电路将所述输出段的输出信号输出至所述反馈晶体管的栅极。
7.一种控制电路，其是包含开关晶体管及同步整流用晶体管的降压型开关调节器的控制电路，其特征在于包含：
脉宽调制器，其生成指示所述开关晶体管及所述同步整流用晶体管的导通、断开的脉宽调制信号，且以和所述开关调节器的输出电压对应的反馈电压与基准电压一致的方式调节所述脉宽调制信号的占空比；
脉冲频率调制器，其生成指示所述开关晶体管及所述同步整流用晶体管的导通、断开的脉冲频率调制信号，且以和所述开关调节器的输出电压对应的反馈电压与基准电压一致的方式调节所述脉冲频率调制信号的占空比；及
模式控制部，其在根据所述脉宽调制信号驱动所述开关晶体管及所述同步整流用晶体管的第一模式、与根据所述脉冲频率调制信号驱动所述开关晶体管及所述同步整流用晶体管的第二模式之间切换；
所述模式控制部包含：
权利要求1至6中任一权利要求所述的比较器，其第一输入端子接收对应于所述输出电压的反馈电压，第二输入端子接收规定的基准电压；及
判定部，其在所述开关晶体管的栅极信号表示所述开关晶体管的断开的期间，如果所述比较器的输出信号转变为表示所述反馈电压低于所述基准电压的电平，那么从所述第二模式切换为所述第一模式。
8.一种开关调节器，其特征在于：包含权利要求7所述的控制电路。
9.一种电子设备，其特征在于：包含权利要求8所述的开关调节器。
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